（电力电子与电力传动专业论文）逆变器死区特性的研究及其计算机仿真.pdf

西南交通大学硕士研究生学位论文第1i 页 a b s tr a c t t h ee f f e c to fd e a d t i m eo ni n v e r t e ro u t p u tv o l t a g ei ss t u d i e di nt h i s p a p e r t h ee f f e c t o fp o w e rf a c t o r 、d e p t ho fm o d u l a t i o na n df r e q u e n c y r a t i oo nt h ei n v e r t e ro u t p u tv o l t a g ei sa l s os t u d i e dw i t ht h ee x i s t i n go f d e a d t i m e t h e p i e c e w i s e l i n e a rm o d e lo fi n v e r t e ri s g i v e nb a s e d o n d e a d t i m ea n dt h ee f f e c t i v e n e s so ft h e p i e c e w i s el i n e a rm o d e l i s a n a l y z e d t h ed e a dt i m ec a u s e sar e d u c t i o ni nt h ef u n d a m e n t a lc o m p o n e n to f t h e o u t p u tv o l t a g e f u r t h e r m o r e ，i n v a r i a b l e s p e e d d r i v e s y s t e m t h e r e d u c t i o ni nf u n d a m e n t a l v o l t a g e c a u s e sar e d u c t i o ni nt h e t o r q u e m e t h o d so fc o m p e n s a t i o nf o rd e a dt i m ea r ep r o p o s e da n di n v e s t i g a t e di n t h i sp a p e ra n di ti ss h o w nt h a ti t se f f e c t sc a nb ee l i m i n a t e d t e s t sw i t ha c o m p e n s a t e d v a r i a b l e s p e e dd r i v e u s i n g a ni n v e r t e rf e di n d u c t i o n m o t o r ，d e m o n s t r a t et h a tt h et o r q u ep e r t u r b a t i o n sa tag e a rc h a n g ea r en o w n e g li g i b l e m a t l a bs i m u l a t i o ni sa l s ou s e dt o p r o v et h e e f f e c t i v e n e s sa n dt h e f e a s i b i l i t yo f t h ep r o p o s e ds c h e m e k e yw o rds ：v a r i a b l es p e e dd r i v ei n d u c t i o nm o t o r i n v e r t e r d c a d t i m e 西南交通大学硕士研究生学位论文第1 页 1 1 引言 第1 章绪论 人们的生活中离不开电源，所谓电源，就是利用电能变换技术将 市电或电池等一次电能转换成适合各种用电对象的二次电能的系统或 装噩。而电能的变换主要体现在变压、调压、整流、滤波、稳定、变 换等。这些基本的电能变换是通过一系列的技术方法来实现的，并且 这些技术方法分别适用于不同的环境条件和要求。 逆变是对电能进行变换和控制的一种基本形式，现代逆变技术是 一门综合了现代电力电子开关器件的应用、现代功率变换、模拟和数 字电子技术、p w 髓技术、频率及相位调制技术、开关电源技术和控制 技术等的综合实用设计技术，已被广泛应用于工业和民用领域中的各 种功率变换系统和装置中。 逆变技术的应用领域主要是：电力变换、电动机调速、不问断电 源、逆变弧焊电源、感应加热、直流电源变换装置等方面。逆变器的 设计主要是逆变主回路和逆变控制电路的设计。因此，对于一名从事 电力电子技术研究和设计的科技人员来说，全面掌握了现代逆变技术 及其应用的系统知识，便可较容易地从事电力电子技术各个领域的研 究和设计工作。 1 1 1 电力电子器件的新进展 电力电子学是研究电能变换原理与变换装置的综合性学科，它利 用半导体功率器件和无源功率元件i l j ，微处理器及大规模集成电路，变 换理论传感与信息处理技术，现代控制理论，计算机仿真与辅助设 计技术，以功率交换电路为核心对电能进行交换和控制。电力电子技 术经数十年的工程实践不断得到发展和完善。以相控理论和晶闸管 ( s c r ) 为基础的大功率相控整流和有源逆变装置，以脉竟调制技术 ( p w m ，s p w m ) 、计算机技术和高频功率器件为基础的无源逆变装置、 变频装置、高功率因数整流器、高频d c d c 变换装置等已进入众多工 业应用领域。以谐振理论为基础的超高频软开关变换技术研究逐步达 到实用阶段l ”。 西南交通大学硕士研究生学位论文第2 页 电力半导体器件是电力电子应用装置的基础。一种新型电力半导 体器件的出现，总是带来一场电力电子技术的革命。电力半导体器件 的发展经历了晶闸管( s c r ) 、可关断晶闸管( g t o ) 、功率m o s f e t 和绝缘门极晶体管( i g b t ) 等。现代电力电子器件的主要发展方向为 高频化、大功率、低损耗和良好的可控性。功率半导体器件另一个重 要发展方向是功率集成电路( p i c ) t z 6 j 。功率集成电路是微电子技术和 电力电子相结合的产物其发展和应用将使电力电子技术进入智能化 时代，当前电力电子器件的主要成果有： 1 ) i g c t 一集成门极换流晶闸管 i g c t 是一个将门极驱动器与低电感封装的g t o 元件相集成的组 件。与常规的g t o 晶闸管相比，它具有许多优良的特性：不用缓冲电 路就能实现可靠关断，存储时间短，开通能力强，关断门极电荷少和 应用系统总的功率损耗低等。因此，在大功率m c t 未问世之前i g c t 有望成为高功率高电压低频变流器的优选功率器件之一。目前，4 5 k v 及5 5 k v 2 7 5 a ， 3 1 2 0 a ，1 k h z f o 时，下面的二极管d a 一 导通v = 一u d 2 ；当 o 时，上面的二极管d a + 导通，v 。= u d z 。 误差电压具有如下特征： 1 ) 误差电压v 。的幅值为常数u ： 2 ) 误差脉冲宽度为力2 ，每个周期的误差脉冲个数为2 倍调制比 的个数； 3 ) 误差电压也的极性依赖于电动机电流的方向，与f 。具有相反的 相位。 因为电动机的三相电压是对称的。对a 相的分析对b ，c 相同样有 效。 西南交通大学硕士研究生学位论文第1 6 页 关不理想和寄生电容都归为死区，i g b t 模块逆变器的控制死区时间一 般不小于4 微秒。尽管对于功率器件为i g b t 的逆变器死区的时间仅 有3 1 0 微秒，仅占开关周期的百分之几，单个脉冲不足以影响系统 的性能，但连续考虑一个周期的死区效应的积累足以使电动机的定子 电压受到很大的影响特别是在开关频率很高的场合因为死区的存 在可能使得电机转矩发生很大的脉动”“。 在图2 2f ) 中v 。是分布不均匀的脉冲波直接进行富氏变换分析 比较麻烦。如图中虚线所示。用矩形波来等价代替脉冲波则会使分 析大为简化。令矩形波的平均值等于脉冲波的平均值，参见图2 2 d ) 和f ) ，即： r下 詈u d 。g = 矗 二 则有： 下 h = g f ( 2 半x u d ) = 矾u d ( 2 1 ) 2 3 死区特性的定量计算 2 3 1 无死区情况下的输出电压计算 p w m 的控制就是根据三角波与正弦波的交点来确定逆变器功率器 件的开关状态，可以用模拟电子线路、数字电子线路或专用的大规模 集成电路芯片等硬件实现，也可以用计算机通过软件来生成p w m 波形。 早期应用p w m 技术时，多采用振荡器、比较器等模拟电子线路，由于 元件多、控制线路比较复杂，控制精度也难以保证。在微电子技术迅 速发展的今天，以微机为基础的数字控制方案f 1 益被人们所采纳，出 现了多种p w m 波形的生成方法。 为了简化计算工作量，使之便于工程实现，人们设法使脉冲中心 由不等距改为等距同时又尽量使采样效果尽量逼近自然采样，于是 出现了各种规则的采样方法。所谓采样就是在三角载波的某一固定点 采样，用于决定p w m 波的出现和结束时刻，而不管这一时刻正弦波与 载波是否真的相交。这样一来，由于有意消除了波形交点的任意性， 将不可解超越方程变为较简单的三角方程，因而可用于实现控制。本 文所采用的规则采样法i i 刚，是在三角载波的负峰值时刻采取正弦波信 西南交通大学硕士研究生学位论文 号，并将采样点的样值向两边保持。如图2 3 所示 三角脉冲的交点作为脉冲宽度。 第1 7 页 cd t ”d 2 a s i n c o t t 分别取保持值与 圈2 3 规则采样法i i 图2 4 v 输出波形 在非同步p w m 控制时，一个调制波周期内所含的脉冲个数不是固 定不变的。因此用调制波频率q 为基准分析很不方便。所以选择载波 的角频率。为基准来分析输出电压是很合理的 2 1 ，如图2 4 所示，选 择c o s t = 0 。 由图2 4 计算： 设载波峰值为1 ，参看三角形c d f 和e b f 因为e 点幅值为a s i n a ，t ， 故直线e f 的长度为1 + a s i n d o 、t ，直线的长度为e2 ，直线c f 的长度为 2 ，直线c d 的长度为t 2 ，故利用相似三角形定理可以推出： 堕：盥 l e b li f e l 丝： ! b1 + a s i n i t 其中令t = 2 n ，可计算出岛= 三+ j 1 口厅s i r l ( o l t , 利用对称性可得出q 的值， 西南交通大学硕士研究生学位论文 第18 页 即： b = 一三一圭d 石s i n i f 岛= 三+ 一1d 盯s i n q r 2 22 ”= 一_ u d ，一石墨咄r “ ，t t r t j i ，i 目2 ”一丁呵s q 琏 = 半小刚 0 时，v 。o 中 的谐波全为高次谐波因此可以忽略v 。中的高次谐波而仅考虑基波 m 3 。即仅考虑死区引入的谐波对输出电压的影响可得： v 2v p + v a o = t u da s i n ( t o i t ) + 4 万g f f o u o ( c o s ( 吖) 一 c 。s ( 3 t o r t ) + ；c 。s ( 5 t o r t ) 。) ( 2 1 2 ) 上式是在假定妒= 州2 的情况下得到的，实际上由于o 妒 0 时，下面逆并联二 极管导通，使v 。( r ) = 0 ( 单极调制) 、( t ) = 一u 。2 ( 双极调制) ：当 0 时输出电压比理 想电压少丁，时f a j 的正向导通段；当i 。 o u d v a ( t ) u d i a ( t ) o v a ( t ) u d 2 i a ( t ) 0 t 一，7 、 一一jj ： l 、 ： 个 l i 一。 1a k 一 一】l ： 一k - ； k 一l ( b ) 烈极调制波形 幽3 3p w m 死区分析幽 给定，因此必须首先转化为三相坐标模式：。为了简化分析和建模 “一。，=：；：习，“。(r，=i；番； cs ， “。与“。之间的关系为 村。( r ) = 置p ( ，跏。( 吐甜。( ，) = 世7 p p m 州( ，) 其中k p o n k 7 p ( f ”为转换矩阵 胆 叭 仉 d“ 。 v v 西南交通大学硕士研究生学位论文第3 5 页 在建立p w m 逆变器的模型之i ；仃先作几个假定： 1 ) 假定i g b t 及二极管都是理想的，即：输出电压的畸变只由死区 造成； 2 ) 一个开关周期内，电机的相电流不改变方向，即：在一个丌关周 期内，相电流保持同号： 3 ) 不考虑输出电压的动态特性，而是集中研究其在一个开关周期的 平均特性。 在一个开关周期内输出平均电压定义为： 瓦= 孙咖 。， 图3 3 a ) 所示单极调制式的p w m 逆变器的输出相电压v 。为 v ( f ) = u j ，k t ， 七丁+ l 圭【1 一s 弘( ) 】x ，七r + k 一孚， 七丁+ k + 孚 。，七r + l + 互2 t k t + t - l + 孚 圭 1 - s g n ( ) u 。, k r + r - l 一手 t k t + t - l + 孚 k t + t - l + 孚肌， 其中乃 乙 2 ) 一乃 单极调制模式在第k 个开关周期的平均电压为： 一y a k = 字阢一s g n ( i 。) 】 ( 3 1 0 ) ( 3 1 1 ) 83 1j 乙k 如 。l = 女k d a o ) = 半- 耵g “n l 一孚 一s g n ( i a 半橱+ l 一扣 肌孚 一半k t + l + 导姒肌7 一l 一导 ( 3 1 2 ) 一兰 + l + 等r 耵+ 7 一l 一等 ( ) 喵u ：ak t + t - 。孚 t k t + t - l 十孚 粤，肌，一乙+ 导虮k t + ， 双极调制模式在第k 个开关周期的平均电压为： f 。= 鲁【4 _ 一7 1 2 l s g n i 。) 把式( 3 1 1 ) 及( 3 1 3 ) 推广到三相的形式可得 单极模式： 吒。= 鲁 2 乙。一乃s g n ( i 。, 。) 】 双极模式： n m x = 鲁【4 l 。一丁，3 2 r ，s g n ( * o 。) 】 其中： ( 3 1 3 ) ( 3 15 ) ( 3 1 6 ) 基于三角载波比较方法的p w m 逆变器调制可参考。由图3 3 可知 在第k 个开关周期的三角载波方程为： 耵f k t + 三 2 ，t ，+ i t r 孟r + 丁 3 _ 17 时 船 吐 o o u趴印弘 s s s ，l = 、ji _ 罟0 g s 、少34 一4 + l r r ，l，l d d u u 2 2 ，-l-lf，l = h v 西南交通大学硕士研究生学位论文第3 7 页 令： v ，( l ) = “。，v ，。佤。) = “。、 l r i ( k ) = “。+ ( 3 18 ) 则可得时间间隔l 。； l 。= 弛，+ 静 把式( 3 19 ) 分别代入( 3 1 4 ) 、( ：31 5 ) 可得： 单极模式： l = “ 女+ 去u j ，3 一等u js g n ( i m ) ( 3 2 0 ) 双极模式： 吒m * = “一：兰u ds g n ( f m “) ( 3 2 1 ) 由式( 3 2 0 ) 可知对单极调制模式在l ，= 0 的理想情况下，逆变器 的输出桥臂电压与参考电压之阃差u ，2 ，是因为尽管电机的相电压在 + u 。，一u 。之间变化而逆变器的桥臂电压只能在0 u 。之间变化；当 乃0 时，输出电压的畸变与【l ) r 成正比。 由式( 3 2 1 ) 可知对双极调制模式在r ，= 0 的理想情况下，逆变器 的输出桥臂电压与参考电压相等，是因为电机的相电压在 + 【，。2 ，一2 之间变化，而逆变器的桥臂电压也在+ u 。2 ，一u 。2 之间变 化，两者可以达到完全相等：当巧0 时，输出电压的畸变与亿) 丁成 正比。 为了消除死区的影响，可以通过修整l 。与”。之间的关系，假定 乙。为一个独立的理想开关时刻，分别根据式( 3 1 4 ) 、( 3 2 0 ) 和式 ( 3 1 5 ) 、( 3 2 1 ) 求出输出桥臂电压不受死区影响的时间，经计 算两种调制模式的结果是一致的： 。知”等辛毗。) 把式( 3 2 2 ) 分别代入式( 3 2 0 ) 、( 3 2 1 ) 可得： 对单极模式： 。= + 圭蝎 ( 3 2 2 ) ( 3 2 3 ) 西南交通大学硕士研究生学位论文第3 8 页 对双极模式： v a t = ” ( 3 ，2 4 ) 由式( 3 2 3 ) 、( 3 2 4 ) 可以看出，对开关时间的修整可以使逆变器的 输出电压不受死区的影响。上面l 。的求解法称为反解法。由以上的 分析可知，三角载波比较法不能消除死区的影响；反解法只要精确设 定乙。便可消除死区的影响a 下面分析电机的三相电压与参考电压之i n j 的关系。 由“。与“。之阳j 的关系为： 玎。( ，) = k p o m 。( ，) ，甜。o ) = k7 p ( ，批村( ，) ( 3 2 5 ) 又k p 0 ) ) c = k ( f 强c k7 归( f ) ) = k 7 p ( f ) ) _ 则可得c u 。= “。 注意到c i ，= 0 ，对式( 3 1 4 ) 、( 3 1 j ) 分别两边同乘以c 并利用( 3 6 ) 可得： 7 1 兄h = u o “一c 等u ds g n ( i m 女) ( 3 2 6 ) 由式( 3 2 5 ) 可知，逆变器的输出电压仅受死区的影响，因此可以通 过反解法消除死区的影响，使得： _ 口= “ ( 3 2 7 ) 由以上的分析可知，反解法需要精确的设定瓦。，然而这在实际 的应用中很难实施。下面我们通过建立p w m 逆变器分段线性化模型来 消除死区的影响。 3 4p w m 逆变器的分段线性化模型 由式( 3 2 6 ) 可知，三角载波比较法本身不能消除死区的影响， 巾，、 逆变器的输出电压必然要有一项c 【。彤1 u 。s g n ( f 。) 。虽然反解法从理论 、。 上可以消除死区的影响，但是与t 。有关的开关周期，死区时糊乃以 及逆变器的输入直流电压玑很难精确测得。另外在数字控制中尽管开 关周期r 可精确侧得，但死区时间l 以及逆变器的输入直流电压玑的 精确测量仍存在很大的困难。逆变器的输入直流电压玑常随着负载的 变化而发生漂移，测量还会受到开关噪声的影响。对于当前流行的逆 西南交通大学硕士研究生学位论文第3 9 页 变器，死区时间也常常是未知的”“，并e l ：f f 效死区时r jc 包括诸如逆 变器的开关不理想和寄生电容的影响，这样将会导致实际死区设定时 间与有效死区时间之间的偏差。由于上述因素的影响，图3 3 中的 输出电压的波形将不再是方波而是变为梯形波。假定i g b t 的导通延迟 为r 。，关闭延迟为，。，则有效死区时间为： 假定i g b t 的上升时间j ，及下降沿时间，则有效死区时间为 ( 3 2 8 ) = l + l ( 1 r - i f ) ( 3 2 9 ) 在实际应用中，上述未知参数通常是同时存在的。因此逆变器的死区 时间乃将会受到至少5 个未知参数的影响，要精确得到死区的有效时 间巧存在很大困难。由以上的分析可知，反解法在理论上可以消除死 区的影响，然而在实际应用中却很难实现。鉴于以上的分析，下面推 导基于死区特性的p w m 逆变器的分段线性化模型。 由以前的分析，对于a 相电压可得： v 。= v ：+ v ， ( 3 3 0 ) 在一个开关周期内，可以设理想电压为逆变器的输入参考电压“。，误 差平均电压为： v 。k 。= 一颤乃u ds g n ( i m 。) 则可得： 1 j a b c ( ，) = u o h c o ) 一猷乃u us g n ( i o k ) ( 3 3 1 ) 考虑到各种未知因素的影响，式( 3 3 1 ) 可以修改为： v 。，( ，) = m 【“。o ) 一颤l u 。s g n ( i o 。) 】 简记为： v a h c ( r ) = m 0 一t y 。b ) 式( 3 3 3 ) 即为p w m 逆变器的分段线性化模型 ( 3 3 2 ) ( 3 3 3 ) 其中m b 为常数。可取 西南交通大学硕士研究生学位论文第4 0 页 为：肌= ( 投u 。) ( ，瓶) 肛秭玑亢。键n k ) ，。， 其中“ ，代表近似值。 p w m 逆变器的分段线性化模型中的b 与逆变器的调制比g ，输出频率工， 逆变器的输入直流电压吼以及死区时问的近似值亢有关，其中亢包含 了i g b t 的导通延迟、关闭延迟、电压的上升时间以及电压的下降时间 等未知因素。卅相当于逆变器的增益补偿。吼。只与电动机的电流方向 有关，因此很容易得到。 把p w m 逆变器的分段线性化模型转化为d q 轴模型，即在式 ( 3 3 3 ) 两边同乘k p ( f ) ) ，则可得： ( ，) = m - 州( ，) 一6 ( ，) j ( 3 3 5 ) 其中： 盯。o ) = k 6 9 ( ，) ) s g n ( 。) ( 3 3 6 ) 仃。( ，) 与未知参数州6 无关，而仅与口o ) 及电机电流的方向有关。图3 3 绘出了盯。( ，) 的各种可能值。因电流的组合共有8 种可能，其中( 0 ，0 ， 0 ) 和( 1 ，l ，1 ) 表示开路状态，可以不考虑，图3 4 给出了6 种电 流方向的分区。为确定o q d ( f ) ，应先确定电流区t 然后再根据臼o ) 求得 o q d ( f ) 。jl i d 一。反+ 。 1 l + + 圈3 4 i m 的电流分区幽 西南交通大学硕士研究生学位论文第4 1 页 逆变器的分段线性化模型前面己求出，下面在d q 轴坐标系下用 向量法分析m ，b 对输出电压的影晌。 图3 5 a ) 为对于一定的口( f ) ，给定参考电压“叫和6 种盯一( r ) 的可能 值：图3 5 6 ) 为由式( 3 3 5 ) 、( 3 3 6 ) 所计算得到的v 。j ( ，) 的6 种可能 值v 。( f ) 与电机的电流方向及转子的位置有关。由图3 5 b ) 可知v q d ( f ) 的终端在以”。为圆心， v d j 缪叫。1 4 1 5 6 v q v d 5 j ；珍一 m u 一 m u 幽3 5m b 对输山电开三的影响 以2 豸_ 6 为半径的圆心上；当“叫的值很小时，死区对逆变器的输出 电压v 。( f ) 的影响将显得非常突出，即当逆变器的调制度减小时死区的 影响将增大。 西南交通大学硕士研究生学位论文第4 2 页 3 5小结 本章首先列出了逆变器及电动机的关系方程，然后分析了逆变器 两种调制模式的工作方式，接着又分析了在两种工作模式下死区对输 出电压的影响。在以上分析的基础上，本文从反解法来消除死区的影 响的角度，分析了逆变器的输入输出电压之间的关系，即在理想情况 下逆变器的参考输入电压与输出电压成线性关系。考虑到各种非线性 因素的影响，本文建立了p w m 逆变器的分段线性化模型如式( 3 3 5 ) 、 ( 3 3 6 ) 所示。最后又( 从向量的角度) 分析了逆变器的模型参数与 逆变器的输出电压之矧的关系。 西南交通大学硕士研究生学位论文第4 3 页 第4 章p w m 逆变器波形衰减的死区补偿 4 1 引言 由于死区的存在，利用脉宽调制技术的逆变器输出电压波形并非 是理想的，经过上述分析我们发现，死区会造成输出电压基波分量的 减少，同时还会引进低次谐波，而这种低次谐波在理想的调制波中并 不应该出现。在变速驱动系统中，基波电压的减少将会直接造成输出 转矩的减少“。此外，在应用同步调制技术时，当( 齿轮) 变速发生 时，输出转矩中会存在阶跃变化”! 。同理，在不间断电源供电( l p s ) 系统中，低次谐波很难消除，其结果是输出的电压基波遭到破坏”。 我们所提出和研究的死区补偿方法表明，可以在很大程度上消除 死区所造成的影响。通过一个变速驱动系统( 即用逆变器驱动感应电 动机) 的分析。说明了当( 齿轮) 变速情况发生时，采取死区补偿技 术后，输出转矩中的扰动因素是可以被忽略的。类似地，当引入死区 补偿以后，在应用不间断电源供电系统时，从过滤后的输出电压中可 以在很大程度上消除低次谐波。 4 2 补偿波形的产生 如图2 1 所示，还是取a 相分析，输出电压取自电源中点和桥臂 输出端点之自j ，这种分析结果具有一般性，可以应用于具有两个桥臂 的单相逆变器和三相桥式逆变器。 逆变器输出波形的死区影响分析如图4 1 所示。 图a ) 是我们所希望得到的逆变器输出电压波形，在这个例子中所 设置的频比为6 ，并且采用正弦波脉宽调制技术。圈b ) 和c ) 是应用于 桥臂上器件的逻辑信号，在产生触发逻辑信号时，我们考虑了死区问 题。图d ) 给出了从逆变器获得的实际的输出电压波形，其中我们考虑 了图f ) 给出的电流极性问题，即当电流为正时，在死区时间中，输出 电压被钳位在负值，反之，当电流为负时，输出电压为难值。图e ) 给 出了实际波形和理想波形之间的差异，我们将之定义为误差波形。图 中清楚地显示了死区对输出电压波形的影响。而且误差波形呈现方波 形状，与电流同相。我们可以根据电流的方向，通过调整器件的触发 信号使得输出电压波形与理想调制波形相致。当然，这是最基本的 西南交通大学硕士研究生学位论文第4 4 页 补偿方法，正如图g ) 到图i ) 所示。图g ) 和h ) 相当于图b ) 和c ) ，但是， 当电流为正时，s a + 的触发信号时间与理想波形的电压转换时间相一 致，反之，当电流为负值时，s a 一的触发信号时间与理想电压波形转换 的时间相一致。图i ) 给出了补偿后的输出电压波形，和图a ) 是一样的。 图i ) 从图f ) ，图g ) 和图h ) 中获得相同地，图d ) 从图f ) ，b ) 和c ) 中 获得。 a ) v 胡 - v f f 2 b ) f ) d ，v 以 一v d 您 v 。 e - 7 n ；f # # = 丰 = 幸寺忙= 岛毒 勤l 曰e j 曰一日j l 且 h j j 叫j 口i 曰 u 一：f ：f 碚习斗b 生士芒 图4 1 逆变器输出波形的北区影响 4 3 补偿方法综述 利用图4 1 中的图g ) ，图h ) 和图i ) 所解释的死区补偿原理，只适 用于负载电流相角相对于基波电压来说是几乎恒定不变的情况下，而 实际上死区补偿必须要考虑电流相角的变化，下面本文给出了关于死 区补偿的两种方法。 西南交通大学硕士研究生学位论文第4 5 页 4 3 1 第一种补偿方法 这种方法是一种简单的方法，即一个桥臂上每个丌关器件所需的 开关信号由电流相位决定通过多路选择器选取其中一路信号。这种 方法的基本原理示于图4 2 。 图4 2a ) 和b ) 图给出了在理想情况下，即死区时恻为0 的情况下， 器件所需的开关波形。作为参考，图c ) 和d ) 给出了考虑了死区保护的 传统而实用的开关波形，即将每个波形的上升沿根据需要滞后时间乃。 但要注意，这些波形在我们所讨论的补偿方法中，并不适合于直接应 用。我们所需新的四路信号示于图4 2 中的e ) ，f ) ，g ) 和h ) 中。 iil 酗 i l i釉i li l s z 划胁 s ； 划胁 ； i s ； i ： lii s ； 2 ) 2 图4 2 死区补偿的开关波形( 方法1 ) ( a ) 加给s 的理想逻辑信； ( b ) 加给s 的理想逻辑信号： ( c ) 一般情况下( 即考虑死匹影响时) ，力给s 的逻辑信0 ： ( d ) 一般情况下( 即考l 孽死区影响时) 加给s 的逻辑信0 ； ( e ) 一一( h ) 此方法中，实际加的触发逻辑信号： ( i ) 逆变器输出的电压波形 ” d 町 0 n 酣” o 西南交通大学硕士研究生学位论文第4 6 页 当负载电流为正时，用图e ) 和f ) 中所示的丌关信号，即为踟。+ d e 和 砌一+ v e ，从而确保输出电压转换在理想时刻。类似地，当负载电流为 负时，用图g ) 和h ) 所示的信号，即为s a 。一v 8 和s a 一一v e 。 因此，如果电流极性可测那么按照电流的方向，通过上述给予 每个器件的开关信号就可以获得理想的电压波形。图i ) 给出了输出电 压波形。很明显，在这里仅仅需要检测电流流动的方向，因此电流传 感器的质量相对来说并不十分重要。 原理框图示于图4 3 。 4 3 2 第二种补偿方法 圈4 3 原理框图 e ) 上一节所述的方法，它的每个器件的两路开关信号需要根据具体 系统、具体设计而形成，不能利用已有功率器件的开关信号，相对来 说，在很多环境下，这不是一个很有效的应用技术，即很难应用于现 实系统中。而本节所提出的方法是利用已有功率器件的开关信号，并 且能直接应用于现实系统中。此方法示于图4 4 。 图4 4 a ) 与b ) 给出了同一个桥臂两个器件典型的开关信号，所需 的四路信号示于图e ) ，f ) ，g ) 和h ) ，即为勋+ w ，s a 一一v e ， s a + 一v e 和勋一+ v e 。我们是通过图c ) 获取这四路信号的，而图c ) 中的信号是通 过图a ) 和b ) 中的传统逻辑信号进行“或”运算得到的。而图c ) 滞后 时间l 即得到图d ) 而d ) 中的波形给出了产生四路信号所必须的边 沿。从传统逻辑信号a ) 和b ) 中获得四路新的信号波形的原理电路示于 ；一 ，甜珏 艮& 枇 以 幅 m 西南交通大学硕士研究生学位论文第4 7 页 图4 5 。 ； 二二i 二 = = i iiil ii ： 一 ! iil俐 l l l i l i is 。+ + v 。 ： l li i ls 。_ v c _ _ _ _ _ _ _ _ _ _ _ _ _ _ _ _ _ _ _ _ _ _ _ _ _ _ _ _ _ _ _ 际 i s a - + v e d 2 l 1l v , d 2ii1 7 d 2 v d 2 i ! i4 4 死区补偿的开关波形( 方法2 ) ( a ) 一般情况下( 团j 考电死区影响时) 加给s ，的逻辑竹叶 ( b )一般情7 j 6 下t 即考虑死区影响时) 抽l 蛤5 的逻辑信o ， ( c ) a ) 4b ) 通过“或”运算樽到的结果： ( d )c 1 图延迟的波形： ( e ) ( h ) 为此方法中实际加的逻辑信0 ； ( i ) 逆受器输电件的波形： ( i )理想的逆变器输电雎波形， 图4 4 i ) 中给出了考虑电流极性，从图e ) ，f ) ，g ) 和h ) 中所获得的 输出电压波形。从中可以发现，只是与图j ) 所示的理想电压波形延迟 了时间，其他都相一致。 通过检察图e ) 和f ) 可以发现，肋+ v e 的上升沿与s a 一一v e 的下降 沿同时出现。故当电流改变方向时，在图d ) 中所示的时间段f 中，变 换是不允许的。因为在z 时间段中，如果功率器件的开关信号j 下好是 曲+ v e 和s a 一一v e 那么功率器件将发生短路。也就是说，在f 时间段 曲 ” 曲 m 叶d 酚 幻 d 西南交通大学硕士研究生学位论文第4 8 页 中对勋4 - v e 和s a 一一w 信号采取了短暂的禁止行为，但是这并不影响整 个系统的性能。 s i + s 卜 s - v , s a + v 圈4 5 逻辑信号发生器 4 4 死区补偿的效果评估 通过研究上述两种补偿方法，我们取逆变器的单个桥臂的仿真来 评估第一种补偿方法，并且通过设置一定的条件来进行理论推导和仿 真结果的对比。对于第二种补偿方法，我们用了2 5 k v a 的工业p w m 逆 变器来驱动5 5 k w 鼠笼式异步电动机，除了附加的补偿电路外，此系 统没有任何改动。 4 4 1 一般电力电子电路的仿真概述 通常的电力电子电路可分为功率变换电路和控制电路两部分1 4 5 它们结合在一起构成一个完整的系统。具体框图如图4 6 所示。 p 西南交通大学硕士研究生学位论文第4 9 页 - _ 幽4 6 一般仿真电路系统 从图中可以清楚地看出，能实现电力电子系统仿真的软件应包括 两个主要的软件模块：功率变换电路仿真模块和控制电路仿真模块， 它们是两个相对独立的仿真模块。在两个模块之问由一些辅助的子程 序，如开关状态判别和控制子程序等等，以及若干数据传递通道，如 反馈信号及控制电路输出信号等把它们连接起来。 功率变换电路的仿真所面临的最主要的问题是选择合适的功率开 关器件的模型，p e s p i c e 和i a t l a b 软件中有非常丰富的功率器件模型， 为了实现功率变换电路部分的仿真，在输入文件中必须说明功率变换 电路的拓扑结构信息，各支路元器件，特别是功率开关器件的类别及 参数、仿真时间、最大步距和所要求的输出打印变量( 支路电压或者 支路电流) 等，必要时还要给出初始条件以及各功率开关器件的初始开 关状态。 从电路的结构来看，控制电路比功率变换电路要复杂得多。当今 我们对实际电路分析时，主要用的都是专用集成模块，都是从使用手 册上查到该集成电路的外部特性，而对其内部电路的时间结构和参数 并不作过多的研究，根本不可能按照其内部的实际电路来仿真。事实 上，对于模块的控制电路我们只对其外部的控制特性感兴趣，而对于 其内部的电压、电流等并不感兴趣。因而对于控制电路部分的仿真我 反馈值号 西南交通大学硕士研究生学位论文第5 0 页 1 f 不能也不必按电路的仿真方法去分析它而是借用控制系统的计算 机仿真方法去研究它”j 。我们可以用传递函数柬描述器件，当然状态 方程更适合于计算机求解，而m a t l a b 软件能够自动地把传递函数转换 成相应的状态方程。 4 4 2 逆变器单个桥臂的死区补偿 对于图2 1 所示电路，我们取a 相进行分析，所采用的条件如下： 基频= 5 0 h z ，频比= 1 5 ，调制度= 0 8 ，负载功率因数= 0 8 和直流电压源 = i o o v 。 1 误差波形的分析 却 厂 厂 厂 厂 厂 厂 口：z = 互二二鸳f e j 亘重三三三j 围i 厂 厂 广 厂 厂 ri 型t 1 li l l , i _ 1 i 曰已i 点 。扑謦 幽4 7 误荐波形的比较 a ) f ) 一一理想的p w m 波形 b ) ，g ) 一一实陌；的逆蹙器输波彤 c ) h ) 一一谈差波形( b a ，g f ) d ) i ) 一一负载u 流 e ) ，j ) 一一放上后的陛差1 艘形 如图4 7 a ) t b ) ，c ) ，d ) ，e ) 为没有补偿的输出电压波形，而图 f ) ，g ) h ) ，i ) ，j ) 对应的具有补偿的输出电压波形。图4 7 c ) 是图4 1 e ) 的仿真波形，并且与图4 7 d ) 对应观察可以清楚地看出，电流的极性 0 d 曲o 曲” 幸p 西南交通大学硕士研究生学位论文第5 1 页 与误差脉冲的极性正好相反。在图4 7 c ) 中取两个误差脉冲放大后， 示于图4 7 e ) 中，从中可以看出延迟时间约为2 0 埘。图4 7 h ) 给出了 引入死区补偿以后所获得的一系列波形以及相应的误差波形。在理想 的情况下，应该不存在误差脉冲，然而实际上如图4 7 j ) 所示，将 图h ) 放大若干倍以后，可以看出仍存在1 2 5 的非常窄小的误差脉 冲，但这与没有补偿的情况下的输出的误差波形相比己大大减少了。 并且可以看出，这些脉冲与电流的极性没有关系，这是因为这些脉冲 的产生是由于开关不理想和寄生电容的存在所致。 2 输出电压基波的分析 在4 2 节中我们已经简要解释了死区对没有补偿的输出基波电压 幅值的影响。图4 8 给出了这种影响的理论和分析结果，图示说明， 当应用补偿以后，整个系统的性能明显得到改善。这个结果是单桥臂 逆变器的死区从1 0 4 0 “s ，以每步长1 0 “s 变化测量所得到的。横坐标 是标准化参数乃t ，这样使得结果更具有通用性。 从图中我们可以看出，分析结果与预测有着良好的一致性，在上 述条件下，基波电压的衰减在5 1 0 之间。这是一个相对较小的数 值，值得注意的是死区的影响并不依赖于调制度。但是，当调制度下 降到一定程度以后，死区对输出基波电压的影响显著增强。 丰 i m ，扑售) l 叩 9 b 9 6 q 4 9 2 9 0 图4 8 输出基波电压的变化分析 。 西南交通大学硕士研究生学位论文第5 2 页 4 4 3 变速驱动系统的死区补偿 在单个逆变器桥臂的分析中，所用条件是专门设定和控制的这 样以便用来进行实际结果与理论推导的比较。从得出的结果中，我们 看出应用补偿以后可以很大程度上减少死区的影响。 本节我们将在( 齿轮) 变速系统中来讨论死区及其补偿的意义。 我们设置这样一个系统，即将2 5 k v a 的工业变频逆变器连接到鼠笼异 步电动机上，主要由一个功率计来测量仿真结果，并且将4 3 2 中给 出的补偿电路连接在这个驱动系统上。 4 9 接有补偿电路系统的原理框幽 在这个仿真中将考虑在稳惫和暂态两种情况下的死区影响。 1 稳定转矩的死区补偿 如图4 1 0 所示，我们将逆变器频率设置在5 h z ，l o h z ，2 0 h z ，3 0 h z ， 4 0 h z 和5 0 h z 束获得有补偿和没有补偿情况下的仿真结果。此时没有 电压上升，脉冲下降从3 0 h z 以上开始，通过将转子频率设置在1 h z 和 3 h z 来得到上述情况下的转矩结果。 根据有补偿和没有补偿值的对比，我们获得转矩和基波电压平方 的结果。对于转矩来说，仅仅给出仿真结果，而对于电压平方则给出 仿真和理论分析结果。其中死区时问设为4 2 l d s 存储时间设为2 淞， 西南交通大学硕士研究生学位论文第5 3 页 补偿电路中的单稳态触发器延迟时间设置为4 2u s 。正如预期的一样， 可以看出转矩和电压平方有着很密切的关系，仿真和理论分析的电压 结果也基本相符。同时在5 h z ，也就是频率最低点，当引入补偿以后， c 鞠憔一惜) 01 02 0如 4 05 06 0 定子囊事 幽4 1 0 转矩和基波电压的变化分析 + 一一转于额率为h t z 时的转矩值 一一转予频率为1 h z 时的y 1 值 一一转了频率为3 h z 时的转矩值 。一一转了频率为3 i z 时的v ：值 口一一转予频率为l h z 时的v 2 计算结果 一一转于频率为3 hz 时的、计算结果 输出转矩增长近一倍这是因为在这点上调制度非常低，故死区对基 波净电压的影响非常显著。随着逆变器电源频率和调制度的增加，死 区补偿的作用逐渐减少。 2 基于( 齿轮) 变速的暂态过程死区补偿 我们在应用同步调制技术，当变速发生时，由于死区的影响基波 电压分量中会存在净变化。同时在输出转矩中会存在一个阶跃变化， 这种情况在变速驱动系统中是不希望发生的。具体的仿真结果示于图 4 1 l 。 如图4 1 l a ) 和b ) 所示，在逆变器频率为6 2 5 h z ，频比从9 6 到4 8 0 西南交通大学硕士研究生学位论文第5 4 页 变化时，转矩变化大约在2 9 左右。由于死区所造成的基波电压减少， 所以转矩随着频比的减少而增加。当接入死区补偿电路后在相同的 条件下重复上述仿真，如图中所示，可以看出转矩只会发生微小的扰 动，这就说明了死区补偿可以显著提高驱动系统性能。上述转矩变化 对电动机速度的影响依赖于它所连接的机械系统性能，然而，在仿真 系统里，功率计的电压维持恒定，并且在转子上串接一个变阻器，这 样可以使得转矩和转速基本成合适的比例。从图4 1 1 c ) 和d ) 中可以看 出，没有死区补偿时，速度变化超过了3 0 ，但接入死区补偿电路以后， 这种变化是可以忽略的。 1 3 5 0 1 铺8 i 2 a 6 a ) 11 6 4 1 1 0 2 l0 4 1 3 s o 1 2 8 8 1 2 句6 11 6 t 1 1 0 2 1 0 4 ， ， ：二二二二，j 一j ? j o 4 o 5 o 6o t0 80 9l i t l - m 转l e ) n m 0 0 t 0 20 3 0 1 0 50 b0 t0 日0 el 剞射哥( 辅蛭，n _ 1 2 1 1 5 i l d ) z o5 l o 9 5 9 耒 睡t 越礓i 圈4 1 1 ( 齿轮) 变遗的动杏培果仿真 西南交通大学硕士研究生学位论文第5 6 页 4