（电力电子与电力传动专业论文）小功率逆变电源装置的研究与实现.pdf

a b s t r a c t t h ei n v e r t e ra p p a r a t u sc o n t r o l l e db yp r e - s e tv o k a g ea d j u s t m n tp r o j e c th a s t h ea d v a n t a g e so fl o wh a r m o n i cc o n t e n t ，h i g ho m p mf r e q u e n c yp r e c i s i o n ， s i m p l ec o n t r o lc i r c u i t t h e r e f a r e t h i sk i n do fp r o j e c ti s t h eh o tp o i r ai ni n v e r t e r p o w e rs t u d y i n g f i e l d t h ea u t h o rd e s i g n e da n dd e v e l o p e das i n g l ep h a s em d - 丘e q u e “y i r i v e r t e tc o n t r o lu n i t w h i c hi sb a s e do nd u a im i c r o p r o c e s s o rs y s t e mt h e i n v e r t e ri sm o d u l a t e db yp r o - s e ts p w mp u l s ew i d t hw a v e t o s h o wt h e d e s i g n i n ga n da n a l y z i n gp r o c e s se ft h ec o n t r o ls y s t e m , t h ea r t i c l em a i n l y d i s c u s s e dt w op a r t so n ei st h ep o w e tc i r c u i tp a r t , w h i c hi n c l u d e sd e s i g n i n go f t h eo 址口u tf i l t e ra n dt h ep o w e rt r a n s f o r m e rf a rt h es y s t e m ，a n da l s ot h ew a yf a r l g b tc o n t r o l l i n ga n dp r o t e c t i n gt h eo t h e ri sc o n t r o is y r s t e mf o rt h ei n v e r t c r , w h i c hi n c l u d e st h ew a yo fp r o d u c i n gs p w mw a v eu s i n gm i c f o p r o c e s s o r ，t h e h a r d3 v r r es y s t e mo ft h e n v 日 t e ra n dt h eo t h e ra s s i s t a n tc i r c u i t s t e s t a db y p s p c es i m u l a t i o na n ds m a l lp o w e re x p e r i m e n t ，t h ed e s i g n i n gp r o j c o t 甜j u s t i n g o 呲p t av o l t a g eb yc h a n g i n go na n do f ft i m eo ft h es p w m ”i sp r a c t i c a l t h e a u t h o rh a sc o m p l e t e dd e v e l o p m e n to f t h eh a r dw a r ea n ds o f tw a r ef o rt h ec o n t r o i s y m e mb a s e do nt h ee x p e r i m e n t i nt h en a w t i m e as u p e r v i s e dv bs o f t w a r e f o rt h ei n v e r t e rb a s e do nw i n d o w s 9 9o l x r a t i n ns y s t e mi sa l s od e v e l o p e d k e yw o r d s ：i n v e r t e rp o w e r ；d u a lm i c r o p r o c e s s o r ；p u l s ew i d t h m o d u l a t e ；s i m u l a t i o n ；f i l t e r ；r o a n s f o r m e r , s u p e r v i s e ds o f tw a r e 南京航空航天大学硕士学位论文 第一章绪论 逆变电源运用先进的功率电子器件和高频逆变技术，使传统的：f 频整流 电源的材料减少8 0 0 6 9 0 ，节能2 0 - 3 0 9 6 ，动态反映速度提高2 - 3 个数精级， 并向着高频化、轻量化、模块化、智能化和大容量化方向发展。4 0 0 t l z 中频逆 变电源供电系统作为世界各国广泛应用于飞机、舰船、雷达、通信、导弹、 车辆的标准供电系统，一般为高、精、尖的电子设备提供工作电源。 1 1 逆变电源系统结构及控制技术的发展 逆变电源中实现电能变换的关键部件是电力电子开关器件，其特性对变 流电路的性能起着至关重要的作用。只有具备高性能的开关器件，才能通过研 究与之相适应的电路拓扑结构和开关控制方式，构造出性能优良的变流装置。 因此，从某种意义说，电力开关器件的发展决定着电力电子技术的发展。 1 1 1 恒频、恒压逆变电源结构形式的演变 1 以快速晶闸管技术设计的逆变电源结构“ 早期的逆变电源，无论是交交逆变电源还是交一直一交逆变电源，其中 的逆变桥功率元件主要由快速晶闸管组成，图卜1 是一种典型的交一直交电 源结构。从图中可以看出，当负载变化时，通过调节整流管导通角的大小，改变 直流环电压，最终实现逆变电源的恒频、恒压输出。这种电源结构有两个明显 的缺点：一是关断晶闸管必须另外加装电感、电容或辅助开关器件组成的强迫 换流电路，因而电路的控制机构复杂，并使得整机体积重量加大，效率降低：二 是这种电路主要立足于分离元件控制，工作频率的提高也受到限制。现在，这 种电源结构已经逐渐被其它新型的电源结构所替代。 屯肚t胜屯肚( - 虹陆 诬西霞 ：僦 一 + l + (r (：( (- e 陆诬豇理 l 霭彳闻。 i d - _ n l _ m l ，a ic no _ q ；m 图卜l 快速晶闸管逆变电源结构 2 以i g b t 设计的逆变电源结构“ 随着以i g b t 为典型代表的高性能电力电子器件的发展，与之相适应的逆 变电源结构及控制技术也应运而生。脉宽调制( 即p w m 控制) 方法具有在一 一一尘塑皇望銮皇塑茎墨塑堡茎皇壅垫 个功率级内同时实现调频、调压以及调节速度快等优点，因而在逆变电源控 制中得以广泛应用。图卜2 所示的电路结构，是目前应用最广泛的逆变电源结 构形式。这种控制电路中，运用p 技术，实现逆变电源的恒频、 恒压输出。p 删控制技术虽然有开关频率高造成开关损耗大的缺点，但这一一缺 点由于功率开关器件性能的不断提高能够得以逐渐克服。 瞰j z p 】- i t t t t ：t m m m p 翻- c o t t o t 吐t a 薯匠l 口l 删m 图卜2以i g b t 设计的逆变电源结构 3 有源钳位逆变电源结构。” 软开关控制技术的研究，不但解决了硬开关工作过程中存在的开通和关 断时的能量损耗问题，而且也使得逆变电源的拓扑结构发生了重大变化。图 卜3 是种由m c t ( 场控晶闸管) 组成的有源钳位逆变电源结构。电路中，利 用谐振元件l 、c r 以及谐振控制开关s ，的协同工作，在逆变器输入的直流电 压电路中产生谐振，从而把输入的直流电压转化为一系列高频脉冲电压波供 给逆变桥，最终实现逆变桥所有器件的z v s 开关工作。这种电源结构形式的 突出优点是器件开关损耗低、电源能量转换效率高，是当前逆变电源领域的研 究热点。 啊o _ 目- a 蚍u 业 c rp 暑t 蛳址o a 咖臼i t t j 棚 图1 3 有源钳位逆变电源结构 1 1 2 逆变电源p 删控制技术的发展 1 传统的p 咖控制技术 p 删脉冲可通过多种方法产生，用正弦参考波和三角形载波比较产生p w m 脉冲是最经典的方法之一。根据输出脉冲幅度的变化情况，又可分为单极性调 南京航空航天大学硕士学位论文 制和双极性调制。单极性调制使用单极性三角波和参考波比较产生，临双极性 调制波形是通过双极性三角波和参考波比较产生。图卜4 是单极性调制波形， 嘲1 5 是双极性调制波形。 图卜4单极性调制的s p w m 波 图卜5双极性调制的s p w m 波 参考波除用正弦波外，还可以采用矩形波、梯形波等，载波信号也可用锯 齿波。不同载波和参考波组合时输出波形的特点总结如下： 1 载波为三角波或锯齿波，参考波为正弦波时，不会出现相对于参考波频 率的奇次倍谐波。 2 载波为三角波或锯齿波时，基波的振幅和调制度成正比a 3 当载波为锯齿波时，有( ) 。2 ( i ) 。，2 ( i ) 。等谐波，u 。为载波角频率。 ! ：堡奎望壅皇塑篓翼堕堑窒兰壅型 而载波为三角波时这些谐波不存在。 4 三相p 哪时，三相共用一相载波与三相分别有自己对应的载波所输m 的谐波不同。与单相载波比较，三相载波时，虽然。+ 2 u 。，2 u 。+ u 。 没有了，但u 。分量却增加了。 5 i 相p w m 时，利用线电压进行控制可以提高直流电源的利用率，并且减 小开关频率。 6 载波和参考波的频率对p 删性能也起着至关重要的作用。若载波与参 考波的相位不同步，则相邻参考波周期内的脉冲将是不同的。当载波频率大大 小于参考波频率时，这种不同步造成的影响可以忽略；当两者频率接近时，此 时应该用锁相电路，使参考波与载波之间有固定的相位关系来克服频率跳动。 2 新型逆变电源控制技术 传统的p w m 技术重点研究如何通过陪当设计开关模式来实现逆变电源输 出频谱的优化，并没有考虑信号传输过程中开关点的变化，而且通常只能通过 反馈控制来调节输出电压的有效值或平均值。 在闭环调节脉宽调制的逆变电源系统中，要求能在瞬时或周期性的负载 变动下，输出低谐波含量的波形；最有效地改善输出波形及其动态性能的方 案是根据输出波形的变化情况来对p w m 开关点加以调整，从而抑制开关死区 和负载谐波电流对输出电压的影响。近年来，主要有以下几种方案来研究： 1 ) 电流控制两态调制技术“1 2 ) 无差拍控制法”。 3 ) 自适应控制法”3 4 ) 实时消除谐波控制法”。 电流控制两态调制技术即c c t s m ( c u r r e n tc o n t r o l l e dt w os t a l e m o d u l a t i o n ) 控制技术，该方法是让输出端的电压、电流跟踪给定参考电压、 电流，最终输出误差信号去控制开关器件，使输出电压、电流在给定值的附 近变化，与给定值的误差取决于滞环比较器的滞环宽度。 电流控制两态调制技术具有以下优点： 1 )电流控制两态调制技术的实现电路简单，而且性能很好。 2 ) 基于这种技术控制的电源系统具有很好的稳定性。由于采用了两个 反馈环：电流内环、电压外环，使得调制系统对电路参数的敏感性 大大降低，鲁棒性明显提高；而且，由于内环的高度稳定性，及电 压环的高增益，系统的动态性能也得到了提高。 3 ) 采用这种系统的逆变器可以很好地并联运行。只需要简单地将其中 一个误差放大器的输出作其它并联的受控电流放大器的输入，电流内 4 南京航空航天大学硕士学位论文 环就能保证各并联装置平均分配工作电流。 4 ) 这种系统具有内在的限流保护能力。由于功率开关上的电流被直接反 馈回去调节功率开关的状态，并且由r 电流内环的快速响应能力，使 得功率开关上的电流完全受控于电流内环的给定值，而这个给定值由 限幅放大器输出，因此流过功率开关的最大电流正比于限幅放大器的 限定值，可以使功率开关在系统过载甚至短路时得到保护，可靠性大 大提高。 无差拍控制方法是一种基于微机实现的p w m 方案。其控制的基本思想是： 将输出正弦参考波等间隔地划分为若干个取样周期，根据电路在每一取样周 期的起始值，用电路理论计算出关于取样周期中心对称的方波脉冲作用下， 负载输出在取样周期末尾时的值。这个输出值的大小，与方波脉冲的极性与 宽度有关，适当控制方波脉冲的极性与宽度，就能使负载上的输出在取样周 期的末后与输出参考波形相重台。不断调整每一取样周期内方波脉冲的极性 与宽度，就能在负载上获得谐波失真小的输出。 无差拍控制方法具有以下优点： 1 ) 快速消除系统误差。它能在负载发生突变时实时地修正取样周期内方 波脉冲的宽度，以期在取样周期的末尾尽可能地接近输出波形。由此 可见，这种方法调节时间仅为一个取样周期，对误差消除动作非常快。 2 ) 由于无差拍控制方程中包含有直流电源电压e 的作用，这为消除直流 电源变化给逆变器输出造成的影响提供了可能性。 自适应控制技术是指具有适应能力的控制器，它适用于系统数学模型未 知，或者运行过程中会发生变化的情况。在具体工作中，控制器通过连续地 或周期地对被控对象进行在线辨识，然后根据所获得的信息，将当前的系统 性能与期望的或者最优的陛能相比较，判断决定所需的控制器参数或所需的 控制信号，最后通过修正装置实现这项决策，从而使系统趋向所期望的性能。 自适应控制具有以下优点： 1 ) 自适应控制能有效地消除由于周期性的未知的系统特性参数变化而对 系统输出造成的影响。 2 ) 自适应校正控制具有较快的误差收敛速度，而且能够保证系统在人的 负载扰动下的稳定性。 3 ) 自适应控制在设计时不必知道被控系统的数学模型，而只需要在应用 中用实时辨识的模型代替，这使得这种控制方案尤其适用于那些系统 模型未知或者运行过程中会发生变化的情况。 实时消谐p 州控制是一种经过计算的p w m 控制策略，其基本方法是：通过 p w m 控制的傅立叶级数分析，得出傅立叶级数展开式，以脉冲相位角为未知数， 令某些特定的谐波为零，便得到一个挹线性方程组，该方程组即为消谐p w m 小功率逆变电源装置的研究与实现 模型。按模型求解的结果进行控制，则输出不含这些特定的低次谐波。 实时消谐策略，只需要较少的开关脉冲数即可完全消除容量较大的低阶 高次谐波，取得很好地滤波效果，同时具有开关频率低、开关损耗小、电压 利用率高、滤波容量小等许多优点。和其它p w m 控制技术相比，一方面能够 克服高频p 1 v m 技术为消除低次谐波而导致开关频率高的缺点；另一方面能克 服大功率逆变电源中运用的波形重构技术为降低谐波含量而导致主电路和控 制电路复杂的缺点。 但是，上述控制方案也有些不足之处，主要表现在： 电流控制两态调制技术，电路的开关频率较高，且随精度要求的提高矶 提高，而且开关频率随其跟随的输出幅值变化而变化，谐波成分随机分布， 故不利于在大功率逆变器中应用。 无差拍控制方法是基于电路计算的一种方法，因而对电路中元器件参数 的精度要求很高，故不适于应用在负载经常变动的场合。 自适应控制由于是一种非线性控制方案，其反馈控制的设计比较复杂， 系统模型及稳定性分析也非常困难。 实时消谐控制技术由于要求实时求解消谐模型，因而对控制器的运算速 度要求极高，目前还未有实际应用。 1 2 本文的研究意义及主要研究内容 1 2 1 本文的研究意义 本课题来源于民航总局青年基金，其研究意义体现在以下几个方面： 1 逆变电源输出谐波含量的多少是衡量其性能优劣的重要指标之一，最 有效降1 氐电源输出谐波含量的方法是采用谐波消除技术。实时消谐技术由于 对控制器运算速度要求极高而难于实现，目前还是停留在理论探讨阶段。冈 而如何用现有的高速微处理器实现对逆变电源的输出消谐控制，是目前逆变 电源控制方面的研究热点。本文研制出的基于双c p u 方案的全数字型逆变电 源控制器，能够实现逆变电源的消谐控制，丰富了这一领域的研究内容。 2 仿真分析和硬件实验表明，改变开关角可以实现逆变电源在一定范闱 内的闭环调压。本文的研究成果，为下一步研制开发基于开关预置式s p w m 控 制的新型逆变电源装置打下了理论和物质基础。 ：j 通过进一步的完善，本文所研究的相关技术成果可推广应用到静止变 流器和民用u p s 电源等工业领域。 1 2 2 本文的主要内容 1 2 2 1 系统控制模型 6 南京航卒航凡人学倾i 。学化沦文 小丈研彳t 。剃一个数 ：j i 州计川l g m 逆变il l j j j ；【挖；| j | 】毅胃，系统j i ；i j 。n 虬h i _ n ， j 力率il l 蹄部分s l l i l l 波。- j 万波混训制的”逆变桥纠【成：挖：1 j | 】i u 蹄秉 舣c i ) u 微处理器占十勾。逆变l u 溯输i u j 蝴 川m 址通过改变控制器1 ，坝诌 ”笑，ni 耵实现的。 矧卜6系统j j ；( j l 1 2 2 2 本文主要类容 1 第一章绪论部分，综述了逆变电源控制技术的发腱及小方案的研究意 义垌i 内容纠【成。 2 功：桕乜蹄部分，也折论义笫母、讹i 攀。州述逆变i u 溉! 磁l l s o f l 设 计及控l t i i j i i j , 踏硬什保护il l 蹄设玑 ： 控制l u 路部分及实验验证，包瓶沦义笫叫帆纰h 啦笫 啦。化分牛j i 九肯波消除川! 沦及改变外芙加洲u 源l u 胍的柑i t j , 1 7 t i l l li - ，- 代点介2 “挖：| j | 】【u 蹄 f i 匝f 1 翻【成方窠、挖制软仆模块及软什挖： j | 】流扎嫩肝给i i i ，j 乃；钙。典验聆i i l i 。f 水。 d 结论部分，刈山案进 jj ，综介嗣1 总结，：j l - 挺r 迸一步【作的设想。 小功；串i 逆变l b 源姨胃的研究与实规 第二章逆变电源中磁性元件的设计 术章讨沦r 逆变电渊输滤波* * 及功率变j | i ： 的殴汁6j 题：m ir 输1 1 1 滤 波器参数1 殳i i f t j s l t 沦j t 蛳i i 及i u 源输 l l 酣波龠 j 分i i ! j i 址砹i i 。滤波器i i ，j - n j _ 彬虑 的，| | 逆变ll l 源变爪器参数址功率变j | j 器砹汁的- 代j k 2 1 逆变电源滤波器的设计 逆，叟il l 源埘4 f i l i 竹波含：i i ：九叫m 崾求，i ! | j l 丫l 次靖溅禽 i ：小卜 ，总暗激 龠l l i ：d - , j 二5 ，此输滤波器的砹址 一f 虹他作安陶i 砹卅h 朴小考 虑剑滤波电路对逆变器土i 【l 路的影响，则f i - f i - i f l 能造成逆变； i ：f i - - v 稳定、 1 i i j1 活。【, k i l t ，为j 1 出逆变搽。抽g 波器成为逆，叟i u 源糕休- 1 1 n j 个龠j 1 l t , l i - 二， n ：il l 溺引i ，对滤波器设计叫的幔求钿i 卜”l ： 1 ) 使i 丫1 次i 卉波平1 l 总i 旨波龠聃降到指标允们：的范l l i l 以内， 2 ) 负城人1 9 陌度变化州，对滤波器l l j i ! f i 嘣 运行的影qr , l j d j 能地小。 ：；) 负找变动肝，输f l f kj l 的波动螋球川能j l l , 4 、 1 ) 化满足指标璎求f | ，j 情况，滤波怵所川f 门，计1 ：j 0 n 地少。 文献 9 嘲述r + 种2 1 1 一一井l i _ ) l 竹振式交流滤波器的设汁山浊，本文从使 逆，史i u 漩稳定换流伯度m 迷交流滤波器的设计力浊。 2 1 1 负载变化时，逆变电源稳定工作l c 滤波器的条件 为r 使负城人幅度变化州，州滤波器j ：i u 蹄运i 巾q 影u 刚刘 小，则j 衄圳 究”1 负l 竞发乍，监f t i i ，j 。能仃挖= | j i 】滤波器f 门输入抗儆们内变化为嫩小，为 粜能实现这一点，就意i 孵许逆变= 的输帅k 、j u 流的波动微小，堋i i i f l l j i j 能使t - il l 路换流较稳定，m j 。改变系统f 门动态特m 从l m 蚀逆，竖器能l i j 制也 i ： 1 ；。i t d2 i 为打案所选川逆变i u 源滤波i u 踏的形式； 图2 1 滤波i u 蹄的形式 根据网2 - 1 ，可写滤波器的输入1 1 t 抗z ，如下： 塑室堕窒堕蒌查兰堡主堂垡堡苎 一川+ 毒1 显然，上式为r l 的函数，即吲可【脚， ( 2 1 ) 由式2 - 1 求出l z l 的表达式，| 牛按 i 五i 2 i j 而。 要实现r 。变化时，z i 的变化为最小，则可令上式的微分为零。为方便起见， 令： a = ( 6 l 2 c 4 + 2 c 2 2 4 l c 3 ) b = ( 1 + 2 4 l 2 c 2 2 2 l c ) 则 司z l d j r l ( 1 + t 0 2 c 2 r ：) 1 2 ( 4 a 畦+ 盐助 一足+ b 寇+ 2 l 2 2 2 c 2 尼一定+ b 定+ 2 l 2 ( 1 + 2 c 2 j 彤。 令上式分子为零，口 得： ( 2 a - n d 2 c 2 b ) 觅+ b 一2 4 l 2 c 2 = 0 将a 与b 的值还原后，可得： 2 c 2 r ：一2 4 c 3 r ：+ 1 2 2 l c = 0 分解因式得： 2 c 2 尼+ 1 ) ( 1 2 2 l c ) = 0 第一项为零，即z ：一戚无意义，第二项为零，即： 比2 艺丁或j 。：正 这一结果表明，在r 型l c 滤波器中， ( 2 - 2 ) 若令l c = 上，则无论r 怎么变 2 0 j z 化，i z , 的变化为零，即z l 恒为定值a 有了上面的l c 关系式2 - 2 ，还不能由此确定l 与c 的值，要确定l 与c 的值，还需要建立l 与c 的第二个关系式。根据本节所提的要求，希望负载 9 小功率逆变电源装置的研究与实现 变化后，输出电压的波动要小，这样可从输出电压的变化率6 来寻求l 与c 的第二个关系式。 从物理概念上看，因为负载是并在滤波电容上的，在负载变化时输出电 压的波动要小，可适当加大c ，即减小x 。的值，则r 。变化时，输出的电压的 变化就会减小。 设满载时的电压为u ，而空载时的电压为，则输出端的电压变化率6 为 6 ；出二丛 ( 2 3 ) u 。 对航空逆变电源来说，单相电压为1 1 5 v ，三相为2 0 0 v ，故输出电压u 。 为已知数，如果6 给定后，则可求出其空载电压为 巩= 兰 q 4 设空载时滤波器输入电压模值为u 。，电感电压模值为u 。，输出电压模值 为u 。，由图2 1 可知，空载时： 也= 反。+ d 。 因空载时，电感上的电压与电容上的电压反相，故空载时： u 。= u 。+ u ，。 由式( 2 2 ) ，得： u 。：晏u 。：u 。 ( 2 5 ) 在分析此滤波器时，认定其输入电压是不变的，故u i o = u ，( 即无论是空 载还是满载，外加u i 是不变的) ，又因当x l _ ) 【c 2 时，z l 为常数，故空载电流 也不变，因而u 捌。( 即无论是空载还是满载，u 。的大小也是不变的) ，则 由式( 2 5 ) 可得到： u 。= i 越= ；u 。= j i 两u , i 。的表达式为： ，：一( 2 - 6 ) “2 m l ( 1 6 1 若给定了满载时的输出功率为p ，则负载电流i 。为： ，一兰 “ 而电容中的电流i c 为：厶：彬u ， 由图2 - i 可知，i 。= i 。+ i 。，且i 。与i 。相位正交，因此 1 0 南京航空航天大学硕士学位论文 i ：= ，；+ ，： 即： 【矗j 2 = ( 孑眦2 娌。7 将式( 2 7 ) 与式( 2 2 ) 联立求解，即可求出l 和c 的表达式为： u ；2 6 6 2 2 a 。o 一6 ) ( 2 8 ) c ：塑：! ! u ；一6 2 上式说明，只要提出： 1 ) 滤波后负载上的满载电压k ； 2 ) 负载上最大输出功率p ； 3 ) 负载变化时，输出电压允许的最大电压变化率6 ； 即可由式( 2 - 8 ) 确定应有的l 与c 的值，而且这时无论负载怎么变化， 滤波器输入阻抗的绝对值是不变的，这就满足了本节对滤波器所提出的基本 要求，而且所提出的各项指标能进一步配合逆变电源整体的要求。 2 1 2 滤波器参数设计 2 1 2 1 滤波电路参数计算 设逆变电源的技术指标如下： 输出电压1 1 5 v ，输出功率p 为5 0 0 w ，电压变化率6 为1 0 。 1 ) 空载时滤波器的输出电压u 。为： 仆卷= 品地s 矿 2 ) 逆变器主电路的输出电压，即滤波器输入端电压的条件u ，为： u 。= 三u 。= 6 4 v 3 ) 电感l 由公式( 2 8 ) 得： 。：避：! ! 壁巫 2 m x l 一6 1 2 2 口x 4 0 0 x s 0 0 x 0 9 4 ) 滤波电容c ，由式( 2 - 8 ) 得： c ； 尸( 1 5 ) 5 0 0 x0 9 = 2 s m u i m 、i 一1 1 5 2 x 2 n x 4 0 0 x 厕 5 ) 滤波器输入端电流i ： = 3 1 - l f 小功率逆变电源装置的研究与实现 卜志2 i 五面蕊1 1 i 5 丽j 而 2 1 2 2 交流滤波电感的设计 = 1 0 交流滤波电感的电流含有丰富的谐波成分，高频分量较多。因此尽量采 用高频铁芯，以减小铁芯损耗。当逆变器正常工作时，以及小于2 0 倍额定 负载时，铁芯工作于磁化曲线的线性段。同样为了减小铁损。滤波电感的工 作磁密不宜选得过大。 由于微晶铁芯具有较小的高频损耗，故适宜用作电感铁芯材料。由于条 件的限制，本方案中依旧选用4 0 0 h z 铁芯制作滤波电感。 铁芯型号为c d l 6 3 2 2 5 5 0 ，铁芯截面积为3 3 3 c m 2 。由滤波器参数设 计知电感值为2 5 4 m h ，额定负载时，电感电流基波有效值为i o a ，2 0 倍负 载时，电感电流最大值为1 4 a 。取b m = b s = 1 2 t ，其中嘶对应于2 0 倍负载 时的磁通最大值。不计铁磁阻，忽略漏磁，则有： ，一，一 一口一岛 = 些! ! ! 竺：! b 一 式中，n 表示电感线圈匝数：s 。表示铁芯有效截面积；6 为气隙长度：uo 为空气导磁率，数值为4 n 1 0 - 7 t m a 。根据所选铁芯参数，则可计算出电感 参数如下： n = 9 0 匝 6 = 1 3 2 m m 额定负载时，电感电流基波有效值为i o a ，假设电流密度为j = 3 a m m 则导线的截面积为： s = 3 3 3 m m 2 查线规表“”，选用线径为2 1 2 r a m , 最大外径为2 2 4 m m ，导线最大截面积为 3 5 3 岫2 。 铁芯窗口面积= 2 5 5 0 = 1 2 5 0 2 窗口内导线总的截面积= 3 5 3 9 0 = 3 1 7 7i 珊2 窗口利用系数= 3 1 7 7 1 2 5 0 = 0 2 5 4 ( 0 3 ，可见，可以绕下。 线圈采用端封结构，端厚1 5 m l ，留边1 5 m ，端空3 1 m 。 查手册得铁芯底筒高度为5 8 5 m m ，取排绕系数为1 0 5 ，取叠绕系数为 l1 5 。则： 每层匝数n l = ( 4 8 5 2 1 5 ) 2 2 4 x1 0 5 - 1 = 1 8 匝 级绕层数- 。9 0 2 1 8 = 3 层 线圈匝数平均分配在两铁芯柱上。 塑塞塾至堕蒌查堂堡主兰垡堡苎 线圈厚度= 2 2 4 3 x1 i 5 = 7 7 2 8 r r n ，考虑层间绝缘及绕组间绝缘因素， 取初级绕组厚度为8 5 i i 血。 线圈总厚度= l + 8 5 - - 9 5 m m 线圈总厚度小于铁芯窗口1 2 宽度，故能装配。 查手册得铁芯底筒外周长为1 0 9 r a m ，则线圈平均匝长： lm j = ( 1 0 9 + 3 1 4 x 8 5 ) 1 0 = 1 3 6 c m 因此，导线长度1 】= 1 3 6 x 9 0 = 1 2 2 4 m 查线规表得出数据如下： 对应线径2 1 2 m m ，有每千米重量为3 1 4 2 k g k m ，每千米直流电阻不大 于5 0 9 5 0 k m 。 绕组铜阻：r 1 = 1 2 2 4 x 5 0 9 5 1 0 。3 = o 0 6 2 d 铜耗为：p i i l = 1 ，2r 】= 1 0 1 0 0 0 6 2 = 6 2 w 绕组铜重：g 。，= 1 2 2 4 x1 0 1 3 1 4 2 = 0 3 8 5 k g 在额定负载状态下，铁芯中的磁通由电流磁通关系式可得b = o 8 5 t 。 查铁耗曲线表可知，对应于b = o 8 5 t 时，4 8 1 仆i z 铁耗约为1 5 7 k g ，又 c d l 6 x 3 2 5 0 规格铁芯重量为0 6 5 9 k g ，n - 铁损= 1 5 7 0 6 5 9 = 1 0 3 5 w 电感总的损耗= 1 0 3 5 + 6 2 = 7 2 3 5 w 电感线圈总的重量= 0 6 5 9 + 0 3 8 5 = 1 0 4 4 k g 将以上的电感线圈设计结果汇总于下表： 铁芯型号线规绕组匝数铜损铁损总损铜重铁重总重 ( m )( 匝) ( 砷( 帅( ) ( k g )( 1 ( g )( k 酌 c d 1 6 x 3 2 x 5 0 2 1 29 06 2】0 3 57 2 3 50 3 8 50 6 5 91 0 4 4 2 2 谐波含量分析 设计输出滤波器的主要目的是为了降低输出波形中的谐波含量，从而满 足逆变电源对谐波含量的设计要求。理论分析和实践均可证明，在自动调压 情况下，轻载时，由于逆变器输出电压方波脉冲宽度最窄，故负载电压的失 真度最大，满载时的脉冲宽度最宽，负载上的谐波含量最小，这是脉冲作用 的必然结果。因此，分析谐波衰减以开路这种极端情况为例。 因为输出滤波器空载时，逆变器输出电压即滤波器输入电压u 。与滤波电 感电压u 。和滤波电容电压u 。间的关系为： 尘堡兰堂垩蔓塑堕婴窒量壅堡 u ，= u ：+ u ， u 。= 如也l u c = 丽t 其中，2 瓿f n ，f n 为n 次谐波频率，l 为滤波电感量，c 为滤波电容量。因此： 式中，f o 为滤波器的谐振频率，且有： f 0 2 葫1 葛 ( 2 9 ) 滤波器的输出电压u 。为： 占。2 c 奠2 u 。一五= u + ( 名 2 x 占。 乩2 以= 。一以= + l 竽lx u 。 由公式( 2 - 2 ) ： r ：一 u ， 乩一面 r i o ) 则：f l = ：磊1 云 ( 2 - 1 0 ) 代入( 2 一l o ) 式并结合式( 2 9 ) 得： u o = 2 u 一 ( 2 11 ) 对于n 次谐波，由于f 。= n f ，因此有： u o n = 粤盘 ( 2 一1 2 ) 可见负载开路时，对于基波而言，本方案中所述的滤波电路其电压传输系数 为2 ，实际上对于基波频率而言所有滤波器的电压传输系数都是大于1 的，因 此具有升压作用：对于谐波而言，滤波器的输入电压与谐波输出电压有关系 式( 2 一1 2 ) ，即滤波器对谐波有衰减作用。 上节万 舵 k k 、泌 呲 冰 = n 有波基轷 南京航空航天大学硕士学位论文 对逆变电源来说， 谐波系数： h f 。= 二u 。，u t 总谐波畸变因数： 其谐波系数及总谐波畸变因数有如下规定。1 ，即 ( 2 一1 3 ) t h d = ( 至2 ) 1 ，2 u 1 ：( 量) l ，2 ( 2 一j 4 ) n = 2 “ 1 n = 2 式中为基波分量有效值，乩为第n 次谐波分量有效值。下面以三组典型的 开关角为例来分析其中各谐波的含量，见表2 2 、表2 _ 3 。开关角的求取及具 体运算参见本文第三章。 表2 2 理论计算开关角谐波含量分析 谐波滤波前各次谐波含量滤波后各次谐波含量 次数 第一组第二组第三组第一组第二组第三组 0 4 5 3 t 9 9 40 5 5 1 1 0 2 7o9 0 6 3 9 b1 1 0 2 2 0 51 6 1 4 1 0 5 0 0 0 。0 0 00 0 0 0 0 0 00 0 0 0 0 0 000 0 0 0 0 00 0 0 0 0 。0 50 0 0 0 00 0 0 呻o o 000 0 0 0 0 00 0 0 0 0 0 0 00 0 0 00 0 0 0 0 0 00 0 0 0 0 00 0 0 0 0 0 0 900 0 0 0 0 0o0 0 0 0 0 00 0 0 0 0 0 00 0 0 0 0 0 00 0 0 0 0 1 1o0 0 0 0 0 0 0 0 0 0 0 c 0 0 0 0 0 0 00 0 0 0 0 0 00 0 0 0 0 0 0 1 30 2 3 0 8 2 2 3o0 7 1 0 5 30 0 0 2 7 6 40 0 0 2 0 5 5 50 0 0 0 8 5 0 9 1 5o 1 20 1 6 7 1 9 30 0 0 0 8 2 30 0 0 1 2 5 0 0 2 6 7 5 60 0 0 0 0 7 8m0 0 0 1 8 6 40 0 0 1 4 2 4 7 0 0 0 7 4 7 0 40 0 2 0 2 9 60 0 1 0 9 0 200 0 0 0 4 l00 0 0 1 1 3 1 2 】0 0 9 1 2 6 40 1 3 5 5 0 60 0 3 2 2 2o ，0 0 0 4 1 50 0 0 0 5 1 7 30 0 0 0 1 4 5 8 咀0 5 0 8 00 2 1 1 4 90 0 1 2 4 2 20 0 1 9 30 0 0 0 0 8 0 60 0 0 0 0 4 7 i 2 5札0 1 9 0 600 6 5 3 2 40 0 6 5 5 60 0 0 0 0 6 10 0 0 0 2 0 9 70 0 0 0 2 1 0 5 2 7o 0 8 9 1 40 0 4 1 0 0 40 0 0 0 2 4 5o 0 0 0 1 1 2 8 0 0 5 4 2 5 90 0 8 9 6 2 仉0 0 0 1 2 90 0 0 0 2 1 3 6 3 l0 0 0 8 3 1 9札0 1 6 6 1 40 0 1 5 2 40 0 0 0 1 7 3 0 0 0 0 0 3 4 700 0 0 0 5 1 8 小功率逆变电源装置的研究与实现 憾 第组：总谐波含量t h d = 9 7 最大单次谐波含量h f - 0 蹦 第二组：总t 旨波吉量t i i ) = o 5 7 最大单次谐波含量h i ；- 4 ) 5 2 第三组：总谐波含量脚1 8 最大单次谐波含量h i ；- 01 2 表2 3 开关角取整后，谐波含量变化分析 谐波滤波前各次谐波含量 滤波后各次谐波含量 次数 第一组第二组第三组第一组第二组第三组 04 5 3 8 8 0 20 5 5 2 3 0 40 帅8 2 1 6 509 0 7 7 61 1 0 4 6 1l6 1 6 4 3 o0 0 0 3 7 5 2 0 0 0 0 4 9 9 80 0 0 1 3 6 9 2m0 0 0 1 7 2咀o o o l 4 2 80 0 0 0 3 9 1 2 00 0 0 1 6 7 600 0 0 9 5 0 6o 0 0 0 7 2 3 50 o o ( x ) 1 4 5 80 0 0 0 0 8 2 6 7o 0 0 0 0 6 2 9 1 00 0 0 0 7 500 0 0 8 9 7m0 0 2 3 2 4 30 0 0 0 3 1 80 0 0 0 0 3 8 0 70 0 0 0 0 9 8 9 00 0 1 2 2 900 0 1 1 4 2 9m0 0 2 1 5 0 20 o o c o 啪0 0 0 0 0 3 8 90 。0 0 0 5 4 4 0 0 0 3 3 5 900 0 3 4 3 4 60 0 0 1 1 3 2 000 0 5 “5 70 5 7 7 2 5o0 。i 帅3 9 1 302 2 9 2 8o 1 4o 0 6 9 7 2 60 呻2 7 4 5 9o 0 0 2 0 2 8 80o o o 驰5 0 4 1 500 9 2 7 4 2o 1 3 9 2o 1 6 7 400 0 0 8 3 1 800 0 1 2 8 600 0 1 5 0 l l 1 7咀0 l l a | 600 2 8 4 9 6o 2 0 6 100 0 0 0 7 9 0 700 0 0 1 9 8 豫 o0 0 1 4 3 6 1 9咀o 鸺0 8 2 400 2 0 6 8 40 0 2 1 70 0 0 0 0 4 5 0 300 0 0 1 1 5 2 3 00 0 0 1 2 0 9 2 1m0 9 1 3 4 70 1 3 6 1 40 0 0 3 2 1 8o0 0 0 4 1 6 1 600 0 0 6 2 0 2 00 0 0 1 5 1 3 2 3m0 5 0 5 6 30 0 2 1 7 6 50 0 1 1 6 7 60 0 0 0 1 9 l 鹎 o0 。0 0 8 2 600 0 0 0 4 4 3 i 2 500 2 0 4 0 400 6 6 2 7 60 0 6 3 9 8 10 0 0 0 0 6 5 5 0 0 0 0 2 1 2 7 6咀0 0 0 2 0 5 4 2 70 0 铺7 0 7 00 曲9 3 40 1 1 0 7 60 0 0 0 2 4 4 0 3od 1 0 9 8 800 0 0 3 0 4 7 2 9o0 5 5 2 4 7 09 9 0 6 7 60 0 0 8 6 9 5 70 0 0 0 1 3 1 700 2 1 6 1 500 0 0 0 舯7 3 3 1o o 昕3 9 3 2 o0 1 5 6 1 6o 0 1 5 6 腿oo o 0 0 1 mo6 0 c 1 6 5 2 5 7 0o o 0 0 3 2 7 2 谐波第一组：总谐波含量t i d i = 0 孺 含量晟大单t 蝴l j t h f = 0 6 2 统计第二组：总谐波含量t 哪2 = 0 5 7 晟大单次谐波含量咿邵5 2 第三组：总谐波含量t h d 3 = o 1 8 5 最大单次谐波含量i i f - - 0 1 2 结论：由表2 2 、表2 _ 3 计算表明，理论值和按开关角取整运算后，无 论单次谐波最高含量还是总谐波含量均变化不大，不过在按实际取值后出现 了原来理论消除的各次谐波。 1 6 南京航空航天大学硕士学位论文 对基波而言，按实际开关角取整后，经滤波电路作用，其基波含量略有 提高，这对电源本身而言是有利的。 从总谐波含量可以看出，随着开关角的变化，基波含量跟着变化，且基 波含量越高，则总谐波含量越小，即基波含量与总谐波含量成反比关系。这 就进一步证明了本节最初的说明，即逆变器输出电压方波中脉冲波形宽度窄， 则电压失真大；脉冲波形宽，负载上谐波小。 2 3 逆变电源变压器的设计 为了得到高品质的输出电压波形，逆变电源变压器一般都位于逆变桥和 l c 滤波器之间。逆变电源变压器与普通电源变压器的工作状态是不一样的， 逆变电源变压器存在一些特殊问题。首先，逆变电源变压器传递的是s p w m 波， 而普通电源变压器传递的是正弦波。其次，普通电源变压器出现偏磁饱和现 象的可能性很小，而逆变电源变压器容易出现偏磁饱和现象；并且，当变压 器饱和时，将使变压器原边出现过电流，由于变压器的原边电流也流过逆变 桥的开关管，这将对逆变桥的安全工作是极其不利的。因此，如何提高逆变 电源变压器对偏磁的承受能力，是逆变电源变压器设计时应重点考虑的问题。 2 3 1 逆变电源变压器磁感应强度峰值公式推导 由于逆变电源变压器的原边输入电压s p 州波是周期函数，所以变压器的 原边电压u 。可以表示为： u = u 。e o s ( k t o 。f + a 。) 又由于变压器原边绕组的电阻及电感一般都很小，所以变压器内的主磁 通巾与u ，的关系为： ”n 警 因此，可推导得出变压器铁芯中的磁感应强度b 为： 口= 妄= 志姐一- 0 1 t + 。t 1 ) + 丽1 x 争- 2 坠k 蝴p 蚶 ( 2 h 1 5 ) 从(