（电力系统及其自动化专业论文）基于dsp的三电平逆变器及其控制策略研究.pdf

a b s t r a c t t h ea i mo f t h i st h e s i si st oa n a l y s ea n dr e a l i z ec o n t r o ls t r a t e g i e sf o rt h r e el e v e l i n v e r t e r s t h e r ea r cm a n yc d n t r o ls t r a t e g i e sf o rt h r e el e v e li n v e r t e r sb u tc o m p a r i s o n s o f t h e i rr e l a t i o n s h i p s 嬲w e l la sf e a t u r e ss e l d o m 印i p e 盯i nd o c u m e n t a t i o n s ，e s p e c i a l l y t h a to f h a r m o n i c sc o n t e r t t sw h i c hi so f g r e a ti m p o r t a n c ei ni n v e r t e ra p p l i c a t i o n s f o r t h i sr e a s o n , t h i st h e s i sd i v e sd e e pi n t oad e t a i l e da n a l y z a i o na n dc o m p a r i s o no n h a n m o n i cc o n t e n t so f e a c hc o n t r o lm e t h o da f t e rb r i e f i n t r o d u c t i o no f t h eb a s i so f t h r e e l e v e li n v e r t e r s m a t h e m a t i cm o d e l so f t h r e el e v e li n v e r t e r sa n dh a r m o n i ca n a l y s e f u n c t i o n sw e r eb u i l tb a s e do nm a t l a ba n dt h u sap l a t f o r mw a sp r o v i d e df o ra l l s t r a t e g i e s d a t a so f v a r i o u sh a r m o n i cc o n t e n t su n d e re 4 c hc i r c u m s t a n c ew e l e c o n e c t e d , c o m p a r e da n da n a l y z e dt od r a wac o n c l u s i o n t h e n , t h es v p w m w h i c h t h e o r e t i c a l l yh o l dl e a s th a r m o n i cc o n t e n t sw a ss e l e c t e dt ob ea p p l i e do n ap r a t i c a l i n v e r t e rs y s t e m i n t h el a s tt w op a r t so f t h et h e s i s ，i n t r o d u c t i o n so f h a r d w a r ea n d s o f t w a r er e a l i z a t i o nw e l - ep r e s e n t e d k e yw o r d s ：n l r e el e v e li n v e r t e r , m a t l a b ，h a r m o n i c s ，d s p , s v p w m 学位论文版权使用授权书 本人完全了解同济大学关于收集、保存、使用学位论文的规定， 同意如下各项内容：按照学校要求提交学位论文的印刷本和电子版 本；学校有权保存学位论文的印刷本和电子版，并采用影印、缩印、 扫描、数字化或其它手段保存论文；学校有权提供目录检索以及提供 本学位论文全文或者部分的阅览服务；学校有权按有关规定向国家有 关部门或者机构送交论文的复印件和电子版；在不以赢利为目的的前 提下，学校可以适当复制论文的部分或全部内容用于学术活动。 学位论文作者签名：捌球韵 问年 | 月l 日 经指导教师同意，本学位论文属于保密，在年解密后适用 本授权书。 指导教师签名：学位论文作者签名： 年月 日年月日 同济大学学位论文原刨性声明 本人郑重声明：所呈交的学位论文，是本人在导师指导下，进行 研究工作所取得的成果。除文中已经注明引用的内容外，本学位论文 的研究成果不包含任何他人创作的、已公开发表或者没有公开发表的 作品的内容。对本论文所涉及的研究工作做出贡献的其他个人和集 体，均已在文中以明确方式标明。本学位论文原创性声明的法律责任 由本人承担。 签名：玮辞雨 问年月 b 日 第1 章绪论 第1 章绪论 1 1 电力电子技术概述 电力电子技术是一门利用电力电子器件对电能进行控制和转换的技术。它 介于电力、电子和控制之间，是一门渗透多种学科理论的综合性交叉学科。随 着科学技术的进一步发展，电力电子技术将与现代控制理论、材料科学、微电 子技术，计算机技术及电机工程等学科产生更加密切的联系【1 】【2 】。电力电子技术 通过使用电力半导体器件。应用电路设计理论和分析开发工具来实现高效的电 能变换控制，主要包括电力电子器件，变流电路和控制电路三种研究方向。 电力电子学的诞生以1 9 5 6 年世界上第一只晶闸管的诞生为标志。一般把 1 9 5 6 年到2 0 世纪7 0 年代末这段时期划分为电力电子的传统发展阶段。这个阶 段的特点是：电力电子器件主要以半控型器件( 普通晶闸管) 为主，逆变器的 开关频率较低，控制上以相移控制为主，主要靠多重叠加法改善输出波形，逆 变器的体积和重量较大，效率较低。8 0 年代以后，电力电子技术与微电子技术 的结合使得各种高频化的全控型器件大量出现，如功率场效应管m o s f e t 、绝 缘栅双极性晶体管i g b t 、静电感应晶体管s i t 等。白此，电力电子技术进入高 频化阶段。这个时期的特点是：开关管以高速器件为主，逆变器开关频率较高， 主要依靠p w m 调制方法改善输出波形，逆变器的体积和重量较小，效率较高【3 】。 9 0 年代以后，性能优越的绝缘型i g b t 模块的迅速发展使其正在逐步取代上一 代电力电子器件：1 9 9 1 年1 2 0 0 v 3 0 0 a 小型i g b t 模块的问世很快就取代了工业 通用变频器所用的双极型晶体管；1 9 9 3 年出现的1 7 0 0 v 3 0 0 a 的i g b t 不久即在 城市电车上获得推广应用；2 0 0 0 年后出现的1 7 0 0 v 2 4 0 0 a 、3 3 0 0 v 1 2 0 0 a 和 6 5 0 0 v 6 0 0 a 的高压i g b t 则更是迅速地被应用于城市地铁轻轨车辆。i g b t 模块 的出现使逆变器整体结构变得轻巧而紧凑。近年来，低感母线和软门极驱动以 第1 章绪论 及延长i g b t 热循环寿命等技术方案的提出，则有可能更进一步地改善i g b t 的 不足，使其应用范围更广，成为新一代电力电子主导器件。 1 。2 逆变器的发展及多电平逆变器的提出 逆变器是整流器的逆向变换装置，它通过半导体功率开关器件( 如s c r ， g t o ， g b t 和功率m o s f e t 等) 的开通和关断作用，把直流电能变换成交流 电能。传统逆变器的转换效率较高，但输出波形却含有较多的谐波分量。由于 多数负载需要的是正弦波输入，所以如何通过控制半导体开关器件的开通和关 断来使得逆变器的输出为正弦波或尽可能地接近正弦波，就成为了一项极为重 要的研究课题【4 】。 传统的大功率逆变电路有如下几种 1 普通三相逆变器( 也称为两电平逆变器) ：这种逆变器拓扑结构简单，依 靠器件的串并联来获得大功率输出。输出电压为两种电平，电压波动较大，谐 波含量较大。这种逆变器应用于高压大容量场合时开关损耗和开关应力都较大。 2 降压一变频一升压电路：这种结构两侧均需要大型的变压器，体积较大， 成本较高。变频部分一般采用交直交结构。在输出频率较低的情况下，输出变 压器的体积较大，控制简单，但性能不是很理想。 3 变压器耦合的多脉冲逆变器：这种结构利用升压变压器的特点将逆变桥 并联起来以获得大电流，在获得高压的同时减轻了器件上的应力。它通过改变 变压器的匝比或联接方式叠加出阶梯波，减少谐波含量。但是，变压器的引入 会使系统的成本、损耗和体积都增大，降低系统的动态性能。 随着电力电子器件技术的发展，开关功率器件也越做越大，但是这种发展 方向并不会无止境地延伸：首先，大容量开关器件的发展会随其物理潜能的完 全开发而逐渐达到极限。器件的容量越大，成本越高，其实用性也就越低；其 次，现有的高压大功率电路拓扑控制方法会随输出电压的增高而遇到难以克服 的各种问题。如果将电路结构改成多电平逆变电路，就不仅可以提高电压等级， 2 第1 章绪论 还能改善输出波形。使之更加适合于高电压大容量的场合。在这样的背景下， 多电平逆变器产生了。 多电平逆变器的桥臂上有4 个或者更多的电力半导体器件。基于直流侧的 分压电路和开关状态的不同组合，多电平逆变器的输出电压波形是由两种以上 电平组成的阶梯波。多电平逆变器的开关器件承受的电压较小，工作频率在基 频以下，器件的开关损耗不大，所以可以避免前面所述的问题。随着输出电压 电平数的增加，多电平逆变器输出波形的谐波成分会减少。这种电路结构以增 加开关元器件的数量为代价，提高了系统的耐压能力，降低了输出电压谐波和 系统开关损耗。不足的是，电路需要的功率器件较多，所以从性价比角度来看， 它更适合于大功率应用场合嘲。 1 3 本文的主要内容 本文首先简要介绍了电力电子技术和逆变器的发展过程，在两电平逆变器 的基础上，引出了多电平逆变器。接下来，本文对多电平逆变器中最具有实用 价值的三电平逆变器的拓扑结构及其工作原理作了简洁明确的分析。第三部分 是本文的重点，三电平逆变器诸多控制策略的分析和比较在此得到了较深入的 讨论研究。本文基于m a t l a b 平台对文中所讨论的各种控制策略进行了仿真和 谐波分析，并给出了各种策略之间的联系及其各自的特点。本文的第四部分和 第五部分别对三电平逆变器系统的硬件组成部分和软件组成部分进行了介绍。 在这两个部分里，本文详细分析讨论了三电平逆变器系统具体功能模块的构成 及软件构架，并给出了相关电路图、流程图及实验波形。文章的最后部分是对 三电平逆变器的总结和展望。 3 第2 章三电平逆变器原理 第2 章三电平逆变器原理 2 1 三电平逆变器发展概述 2 1 1 两电平逆变器概述 三电平逆变器是在两电平逆变器的基础上发展来的，为了方便引出三电平 逆变器，应当先从两电平逆变器谈起。 r e 耽 e 娩 p 图2 1 两电平逆变器主电路图图2 2h o l t z 三电平逆变器( 单相) 方案 如图2 1 所示，传统的逆变器是两电平逆变器。两电平逆变器的每相桥臂有 2 个开关管。如果设直流侧电压为易，当每相的上开关管( t i ，3 3 ，b ) 导通时， 相应的输出电压就为p 点电平；反之，则为n 点电平。由于逆变器的输出电平 只有两种状态，因此称为两电平逆变器。在两电平逆变器中，每个管子承受的 最大电压为直流侧电压幺。 2 1 2 三电平逆变器拓扑结构概述 多电平逆变器一般是建立在三电平逆变器的基础上，按照类似的拓扑结构 拓展而成。逆变器的电平数越多，输出波形就越接近于正弦波，谐波成分也越 4 第2 章三电平逆变器原理 少。理论上来说，多电平逆变器可以达到任意电平数。但由于受到硬件条件和 控制策略复杂性的制约，多电平逆变器的性价比往往随着电平数的增大而降低， 因此大部分场合下能投入实际应用的仍主要为三电平逆变器。三电平逆变器是 多电平逆变器中最简单，最实用的一种，它属于电压型逆变器【刀。 三电平逆变器最早于2 0 世纪7 0 年代末产生。1 9 7 7 年，德国学者h o l t z 提出 了一种三电平逆变器主电路方案，其单相主电路图如图2 2 所示嘲：直流侧电压 由两个完全相同的电容串联提供。设直流侧电压为忍，则每个电容上的电压为 1 去岛。可以看出，这种电路结构在o 点处引入了一对反并联的开关管t 2 、t 3 。 二 与两电平逆变器类似，当上开关管t l 开通时，逆变器输出为p 点电平；当下开 关管t 4 开通时，逆变器输出为n 点电平。与两电平逆变器不同的是，当t i 、t 4 同时关断，t 2 和t 3 导通时，逆变器输出电平则为。点的电平，它介于p 点和n 点电平之间。这种拓扑结构使得逆变器能输出除p 点与n 点之外的第三种电平， 因此被称为三电平逆变器。一般场合下以。点作为参考点，可以认为电容c 1 上 11 的电压为 ，电容c 2 上的电压为一2 - e 。 上上 图2 2 提出了最早的三电平逆变器拓扑结构，但它却存在一定的问题：在工 作过程中，开关管t l 或t 4 所承受的最大电压为日，而与中点相连的两个开关 l 管t 2 和+ t 3 所承受的最大电压却为 岛。也就是说在4 个开关管当中，t l 和t 4 上 的耐压级别要略大于直流侧电压e ，而t 2 和t 3 的耐压级别只要略大于直流侧 1 电压的一半圭历就可以了。一位日本学者n a b a e 对h o l t z 电路作了改进，于1 9 8 1 z 年提出了中点带一对箝位二极管与两个开关管串联的方案，也称中点箝位式逆 变器( n e u t r a l p o i n t c l a m p e d t h r e e - l e v e l i n v e r t e r ) ，如图2 3 所示： 在这种改进方案里，直流侧两个电容相连的中点通过两只二极管d 5 和d 6 引出接在上下桥臂之问。当开关管t 1 和t 2 导通时，逆变器输出为p 点电平；当 开关管t 3 和t 4 导通时，逆变器输出为n 点电平；这两种情况下电流无论是从逆 5 第2 章三电平逆变器原理 变器流入负载还是从负载流入逆变器，情况均与两电平逆变器类似，只是电流 流经的开关管( 或二极管) 个数由两电平拓扑中的1 个变成了2 个而已。当开 关管t 2 和t 3 导通时，逆变器输出为。点电平( 当电流从逆变器流入负载时，电 流从o 点经d 5 和t 2 流出；反过来，当电流从负载流入逆变器时，电流由t 3 和 d 6 流入) 。 图2 3 n a b a e 三电平逆变器( 单相) 方案 在这种方案中，每一种电平的输出都同时对应两个开关管的同时开通和另 两个开关管的同时关断。当开关管t 1 和t 2 导通时，t 3 和t 4 共同承受直流侧电 1 压目。由于筘位二极管d 6 的作用，每个管子实际上只承受去岛；同理，当开关 二 1 管t 3 和1 4 导通时，t l 和1 2 每个管子也只需要承受喜历；当i 2 和t 3 导通时， z 1 t l 和t 4 各自承受 乓。因此，在这种拓扑结构中，每个开关管的耐压级别都是 二 一样的。这种方案在早期的h o l t z 拓扑结构上作出了改进，使得器件的耐压级别 有了大幅降低，因此一经推出就受到迅速而广泛的欢迎。 2 1 3 三电平逆变器的优点 从上面的分析可以看出，与传统的两电平逆变器相比，三电平逆变器的优 点在于( 电机负载) ： 1 三电平逆变器的输出电压含有多个电平，能有效地减少谐波含量，电流 6 第2 章三电平逆变器原理 脉动、转矩脉动和电磁噪声，降低系统损耗。 2 三电平逆变器每个开关管承受的电压只是相应两电平逆变器开关管的一 半，因此在相同的动作时间里，三电平逆变器的电压上升率! 兰只有两电平逆变 讲 器的一半，电流上升率墨也较低，这有利于电机绝缘，延长电机的工作寿命。 4 f 3 每个开关管承受电压减少，能降低器件的损耗，减小吸收电路体积。 2 2 二极管箝位式三电平逆变器换相过程分析 图2 4 所示为二极管箝位式三电平逆变器三相主电路图。由于逆变器直流侧 以电容供电，因此它属于电压型逆变器。 图2 4 二极管箝位式三电平逆变器主电路 2 2 1 p 到。转换过程 如图2 3 所示，以电流从逆变器流向负载为例进行分析：初始时主管t l t 2 导通，电流从p 经t l t 2 流入负载，输出为p 点电平；当t 1 接收到反压关断信号 后，t 1 逐渐关断，流过t l 的电流迅速减小直至为零。当t l 完全关断后，电流从 。点经d 5t 2 流向负载，输出电平由p 点电平下降到o 点电平；而后t 3 开通， 电流状态不变，输出为o 点电平，输出电平转换过程结束。 7 第2 章三电平逆变器原理 2 2 2 0 到n 转换过程 同样的，如图2 3 所示。仍以电流从逆变器流向负载为例进行分析：初始时 主管t 2 t 3 导通，电流从0 经d f f 2 流入负载，输出为0 点电平；t 2 接收到反压 关断信号后，逐渐关断，流过t 2 的电流迅速减小，输出电平开始下降；t 2 完全 关断后，电流从n 点经d 4d 3 流入负载，此时输出为n 点电平；而后t 4 开通， 电流状态不变，输出电平不变，转换过程结束。 以上为三电平逆变器在p o 和o - n 时电流由逆变器流入负载的换相过程， 同理可以推出其它工况下开关管的状态。从上面的分析可以看出，每个管子的 开通和关断都是需要一定时间的。为了保证开关器件的安全工作，需要注意以 下几点： 1 同一个桥臂上一个开关管完全关断后才能开通另一个开关管，以免造成 逆变器上下桥臂的贯穿短路。 2 驱动信号的最小脉宽时间应大于开关器件的导通时问，相邻驱动信号的 间隔时间应大于开关器件的关断时间。 3 输出状态p 点电平和n 点电平之间不能直接过渡，必须通过中间状态o 来实现。 2 3 中点电位问题 二极管籀位式多电平逆变器的控制涉及许多问题，其中的难点之一为电容 电压不均衡，这在多电平逆变器中称为电容电压不均衡( c a p a c i t o rv o l t a g e u n b a l a n c e ) 。三电平遂变器只有两只支撑电容，电容间的电压不平衡就表现为电 容之间连接点。点的电压波动，因此这在三电平逆变器中又称为中点电位波动。 造成多电平逆变器电容电压不平衡的原因有很多【9 】，如果网侧整流器输出电 压有波动，就可能造成电容电压发生波动；电机侧有功功率的变化带来直流侧 电容电压波动( 如电机的突然加速、减速，或者负载的突变引起了有功功率发 8 第2 章三电平逆变器原理 生急剧变化，这些变化如果使得电容允放电不平衡，就可能造成电容电压产生 波动) 。电容电压的波动与电容量大小有关：电容量大，电压波动就小。在理论 计算中一般假设直流侧电容无限大以保证向逆变器提供的直流电压不变，但实 际上电容无限大是不可能实现的，因此直流侧电容电压的波动问题难以避免。 为了保证设备安全正常工作，在实践中通常采取一些措施来减小电压波动 带来的影响：如增加直流侧电容的电容量，选择更高电压等级的电容，增大器 件的电压裕量；或在逆变器控制策略中增加针对中点电位波动的抑制策略，以 及在电机运行过程中实时监测电容电压，在允许的条件下避免速度或负载的剧 烈变化，通过减缓电机的动态运行过程来避免中点电位波动等等。 2 4 吸收电路 ( b )( c ) 图2 5 各种吸收电路 吸收电路主要有r c 吸收电路、充放电型r c d 吸收电路和放电阻止型r c d 吸收电路及集中式r c d 电路等，如图2 5 所示。 2 4 1r c 吸收电路 r c 吸收电路是吸收电路中较简单的一种，如图2 5 ( a ) 所示：开关器件关断 时，器件上产生的过电压对c 进行充电，利用电容上的电压不能突变的特性来 达到吸收过电压、降低电压上升率的目的。这种电路抑制关断浪涌电压的效果 9 第2 章三电平逆变器原理 明显，但电容吸收的能量基本上全部以热损耗的方式消耗在电阻上，损耗较大， 不适合在高频电路中使用，主要用于小容量的场合。 2 4 2 充放电型r c d 吸收电路 如图2 5 所示，这种电路与r c 吸收电路相比，在电阻r 两端并联了一个 二极管。在器件关断时，关断浪涌电压通过二极管对电容充电，抑制过电压。 而器件开通时，电容放电，电流经电阻流出。同样的，电路损耗也主要消耗在 电阻上，所以这种电路也不适合于高频电路，它主要用于中等容量的场合。 2 4 3 集中式r c d 吸收电路 集中式r c d 吸收电路如图2 5 ( c ) 所示，与充放电型r c d 吸收电路相比，它 用一套r c d 电路来完成原来两套r c d 的功能。这种电路拓扑通过快恢复二极 管来抑制尖峰电压，适合于中等容量的变频器。 2 4 4 放电阻止型吸收电路 放电阻止型吸收电路如图2 5 ( d ) 所示，虽然也是两套r c d 吸收电路与两个 开关器件配套，但电容的放电却变为向主回路放电，向直流侧反馈电能。这种 电路也能抑制关断浪涌电压，吸收电路的损耗较少，适合容量较大的电路。 2 4 5 三角形吸收电路 由上面对各种吸收电路的分析可以看出，那些将吸收的能量以热损耗形式 消耗在电阻上的吸收电路，在直流电压较高、开关频率较大时，吸收电路的损 耗很大。因此，大功率的变频器需要配以与之相适应的低损耗吸收电路。人们 在大功率g t o 变流器三角吸收电路基础上发展出了i g b t 所用的三角形吸收电 路。三角形吸收电路原来是g t o 大功率变频器中应用最为广泛的三种低损耗吸 收电路之一。由于三角形吸收电路在减小损耗和安装布置方面具有更大的优势， “， 第2 章三电平逆变器原理 所以当i g b t 出现并逐渐取代g t o 的时候，人们也自然而然地将三角形吸收电 路根据i g b t 的特点加以改进，用在了i g b t 大功率变频器上，如图2 6 所示： ( a ) g t o 的三角形吸收电路( b ) i g b t 的三角形吸收电路 图2 6 由g t o 三角形瑷收电路衍生出的i g b t 三角形瑷牧电路 这两种电路几乎完全一样，只是i g b t 的吸收电路取消了开通吸收电感。这 是因为i g b t 短路安全工作区允许的过冲电流l 。较大，所以可以不加吸收电感。 在两电平i g b t 逆变器三角形吸收电路的基础上，稍做改进，便可得如图2 7 所 示的三电平i g b t 逆变器三角形吸收电路。对比上面的吸收电路可以很容易发 现，三电平逆变器的三角形吸收电路几乎就是两个两电平逆变器三角形吸收电 路的叠加。 图2 7 三电平i g b t 逆变器三角形吸收电路 l l 第2 章三电平逆变器原理 圉2 8t 1t 2 导通时吸收电路工作状态 图2 8 给出了三电平逆变器在t lt 2 管导通时三角形吸收电路的工作状态： 1 设直流侧电压为易，以o 点为参考点，则p 点电压为去岛，n 点电压为 上 t 1 - 三e 。设三电平逆变器吸收电路初始状态为：c s l ，c 。2 ，c 。3 ，c 。4 上电压均为 乓； 二t 1 箝位电容c 1 2 c 弘上的电压为去乓。设电流方向为从逆变器流入负载。由2 2 二 节可知，电平的转换必须以。为中介。所以当电流为流入负载方向时，t 1 管导 通前为t 2t 3 导通，且电流全部由t 2 流入负载，t 3 中并无电流经过。这样可以 直接关断t 3 ，实现零电流关断。而后开通t 1 ，电流经吸收电路进行换流。此时， c ；l 通过l t l 放电，如图2 8 ( a ) 所示，电容c 通过p t l c | 2 一d 。2 1 o 充电， 如图2 8 ( b ) 所示。 当c s i 放电完毕后，线路中的电感释放能量对c 8 】进行反向充电，对c 吐和 c s l 2 进行过充。c s 2 和c 。1 2 的过冲能量再通过电阻r , l 和风2 向电源回馈能量，直 至达到= 。- d je d ，。：_ ，je ，的平衡态，如图2 8 ( c ) ( d ) 所示。同理可以分 析其它情况下的吸收电路工作过程。 1 2 器 耍一串 第3 章三电平逆变器控制策略及比较 第3 章三电平逆变器控制策略 总体来说，三电平逆变器的基本控制方式大体有两类：脉冲宽度调制p w m ( p u l s ew i d t hm o d u l a t i o n ) a 1 空间电压矢量调制s v p w m ( s p a v ev e c t o rp u l s ew i d t h m o d u l a t i o n ) 。p w m 控制方式通过改变输出脉冲的宽度和脉冲组的输出频率来达 到调幅调频的目的。大部分情况下，p w m 控制的目的是通过控制p w m 输出的 脉冲使得输出电压的高次谐波尽量为零。p w m 控制具有高次谐波少、转矩脉动 小、控制电路硬件部分简单等特点，因此成为目前最常用的控制方式之一u o 】。 空间电压矢量调制方式是建立于电机空间矢量理论上的一种控制方式。这种控 制方式通过逆变器的不同开关模式所形成的实际磁链矢量来跟踪基准磁链圆并 由此来决定开关管的驱动信号，跟踪的过程就是s v p w m 策略的驱动信号产生 过程。实际上，空间电压矢量控制方式也是p w m 控制中的一种 1 j j 【，只不过 这种控制方式与传统的p w m 控制方式获得p w m 脉冲的方法不同，因此常被划 分成为一类独立的控制方式。 3 1 基于m a t l a bs i m u l i n k 平台上的仿真 3 1 1 三电平逆变器仿真模型 如图3 1 所示，在m a ta bs i m u l i n k 上建立三电平逆变器仿真模型。系 统由4 大部分构成：第一部分是p w m 产生模块( p w ms o u r c e ) ，这个模块负 责产生各种控制策略下的p w m 波；第二部分是三电平逆变器主电路，它负责将 给定的p w m 输入信号送入三电平逆变器以产生输出；三电平逆变器直流侧电压 为3 0 0 v d c ，逆变器的输出电压( 参考点为逆变器。点) 由p h a s ei n v e r t e r 端输 出；这个信号又被送入三相电机( 星形连接) 负载，负载相电压经过p h a s e _ m o t o r 端输出( 第三部分) 。为了分析比较输出电压的谐波，输出的相电压波形被送入 1 3 第3 章三电平逆变器控制策略及比较 谐波分析模块( 第四部分) ，以计算输出波形的谐波含量。 图3 1 基于m a t l a bs i m ul l n k 的三电平逆变器仿真模型 3 1 2 谐波分析模块 根据傅氏理论可知，任意的周期波形都可以展开表示为傅氏级数。如果对 这个波形一个周期内的数据进行傅氏分析，设此时波形的角频率为，可以把 它展开为傅氏级数： n o ，( f ) = 睾+ ( c o s o ) o t + b ns i n n ( a o f ) ( 3 1 ) 式甲时糸数分别为。 铲；胁渺 ( 3 z ) 口。= 季f 邝) c o s ”国。础 ( 3 3 ) 吒= ；r 厂i n l l 0 9 0 胁 ( 3 4 ) 其中，月= 1 , 2 3 手工展开这些式子需要冗繁的计算，而且极易出错，因此在这里把工作留 第3 章三电平逆变器控制策略及比较 给m a t l a b 完成。只要在m a t l a b 中建立相关的仿真模块，给定需要分析展 开的谐波次数和波形周期，就可以求出任意周期波形的谐波含量。诣波分析模 块如图3 2 所示，其中的m a t l a bf u n c t i o n 即为式( 3 1 ) 。 图3 2 谐波分析模块 3 2 三电平逆变器的p w m 调制 为了使逆变器的输出波形尽可能地接近正弦波，可以考虑以一系列等幅不 等宽的有序脉冲组合来代替正弦波，p w m 控制就是以此为理论基础而建立起来 的。 在s p w m 控制方式中，驱动信号一般由正弦波与三角波相比较产生，如图 3 3 所示。其中正弦波称为调制波，调制信号( 三角波) 称为载波，载波频率正 与调制波频率厶之比捍= 工厶称为载波比，调制波与载波的幅值比魄。，。称 为调制深度。通过对输出波形进行傅氏分解可知，输出是正弦基波与若干高次 谐波的叠加，只要将高次谐波滤掉就可以得到正弦基波，并且可以证明，调制 波的频率即为逆变器输出波形的基波频率，调制波的幅值正比于输出波形的基 波幅值。 第3 章三电平逆变器控制簧略及比较 n 蜊t 啦a 瞄n 删n 惜t 嘲a 斯d 傅n 蚋蜊 3 2 1 单脉冲调制 吨2 图3 3p w m 原理 。厂 。 一 h u 旷 图3 4 单脉冲方式下的输出波形 单脉冲调制( s i i l g l ep u l s et e c h n i q u e ) ”1 是p w m 调制的极限情况。一般的 p w m 调制方法每周期用2 个以上的脉冲来替代正弦波，而单脉冲调制每周期仅 用2 个脉冲代替正弦波，如图3 4 所示。这种控制方式的开关管导通时间与调制 波的控制角口( 见上图) 有关，图3 4 可以表达成为如下数学式： l 易2 口p 万一口 o u t = 0p 口或万一口 o 。后，逆变器 输出相电压就出现了3 种电平。a = 1 5 。时输出电压波形最接近于正弦波，当 7 6 0 。后，输出波形变为离散的3 脉冲序列。 2 口的增大导致零电平状态的输出时间增大，基波含量减小。口 6 0 。后 基波含量就降到母线电压值的1 3 以下，此时输出电压的谐波含量比较高。 图3 6 f b ) 给出了单脉冲控制在不同控制角( 弧度) 下输出电压的基波及7 次 谐波的拟合曲线。结合上面各图可以看出： 1 大部分谐波( 包括基波) 在0 1 5 。之间会出现一次最小值。当口 1 5 。后，负载相 电压波形又逐渐随口的增加而远离正弦波。口 1 5 9 后，l l ，1 3 次谐波呈持续 下降趋势，而5 ，7 次谐波含量在口 6 0 。后迅速增加。 2 基波和7 次谐波作的变化可以用高斯公式表示( 如图3 6 ( b ) 所标) 。图中 所示的点为基波和7 次谐波的仿真数据，两条曲线分别为拟合曲线。为了验证 曲线拟合的正确性，在数据中加入了口= 7 5 。，口= 1 2 。，o t = 5 0 。的数据( 图中 1 9 第3 章三电平逆变器控制策略及比较 数据) 进行验证。可以看出，除了口= 7 5 。的数据略有偏差外，其它的2 组数 据都与拟合曲线相吻合，这说明，通过曲线拟合所得到的谐波含量与控制角的 关系表达式比较准确地描述了谐波的变化趋势。偏差是由于谐波在o 1 5 。之间 存在一个极值点造成的，当数据靠近这个点时，曲线就出现了偏差。可以看出， 在a = 0 - 6 0 。范围内，5 次谐波在3 0 - 4 0 v 之间，最小值约在i o v 左右。7 次谐波 在2 0 3 0 v 之问，最小值在1 8 v 左右。5 ，1 1 和1 3 次谐波与7 次谐波变化规律基 本相同。 综上所述，单脉冲控制方式谐波含量较大，控制角适合在o 6 0 。范围内， 开关频率较低，适用于高频高速场合。 3 2 2 双极性三角波p w m 调制 o ”* n 雕 o 喜 o4 0 2 r o ：r 一04 - o o - o 心 图3 7 双极性三角波p w m 调制原理图 双极性三角波调制法是s p w m 中最常用、最基础的方法，许多其它的s p w m 控制方法都由这种方法衍变而来。如图3 7 所示，这种方法采用上下两组三角波 与正弦波相比较，由比较结果决定逆变器的三种输出电平：当正弦波的幅值大 t 于上三角波时，输出电压为去幺；反之，当正弦波的幅值小于下三角波时，则 上 i 输出电压为一圭乓；其它时刻的输出电压为零。在仿真模型上应用此控制策略， 选择不同的调制比n 和调制深度m ，得到如图3 8 所示的仿真结果。 第3 章三电平逆变器控制策略及比较 ：f 二_ 覃二二j 二凰 ： ：! ：j ：j - 二：二 二- 二毒_ 二! j h 日：_ f 1 e 4 5 b 和如n f 乏怍 5b i p o f a ；, r n = 3 i t = 5 圈3 8 双极性调制的仿真波形 2 i 第3 章三电平逆变器控制策略及比较 妊i b 一 j 、 一一、 一 巨 l 型 一i4* 图3 ，9 双极性调制的逆变器相电压，负裁相电压及谐波分析 对这些结果作谐波统计分析，可以得到图3 1 0 ：其中，( a ) 图为调制深度m = o 8 载波比n = 1 9 时的谐波含量分布图；( b ) 图为载波比n = 1 5 时谐波含量与调制深度 m 的关系，f c ) 图为调制深度m = 0 ，8 时不同载波比下的5 次谐波含量拟合曲线， ( d ) 图为载波比n = 1 5 时不同调制深度下的基波含量拟合曲线，( e ) 图为载波比n = 1 5 时不同调制深度下的7 次谐波含量拟合睦线。图中纵坐标为电压( v ) 。由这些 相电压输出波形及谐波分析图可以看出： 1 当n 不是3 的整数倍时，p w m 波形失去对称性，仿真波形的3 的整数倍 次谐波不为零，如图3 1 0 ( a ) 所示。 2 当n 恒定，m 逐渐变化时。基波含量随调制比m 的增加而增大( 图 31 0 ( 1 0 ) ) 。当r n l 后，随着调制波的幅值越来越太，调制波与载波的交点也越来 越少，这时逆变器每个周期输出的脉冲数逐渐减少。当每半个周期输出脉冲数 减少到只有1 个时，这时的双极性控制也就相当于单脉冲控制，如图3 9 所示。 3 如图3 1 0 ( c ) 所示，5 次谐波变化规律可以用一个多项式来表示，谐波曲 线可能有多个极值点( 国中所示范围内为2 个) 。为了验证拟合曲线的正确性， 以n = 2 2 时的5 次谐波含量插入图中( 如星形所示) ，可以看出仿真数据非常接 近曲线，因此可以认为这一段拟合曲线是可信的。从拟合曲线可以看出，总体 第3 章三宅平逆变器控制策略及比较 来说，5 次谐波含量比较小，约在o 3 v 之间。当n = 1 8 和2 4 时5 次谐波趋于0 。 n 越小，5 次谐波越大。同样的，7 ，1 1 ，1 3 次谐波也可以用一个关于m 的多项 式来近似地表示。 4 同样的，对基波和7 次谐波在载波比n 不变调制深度m 变化时进行曲 线拟合，如图3 1 0 ( d ) 所示。两图中都插入了两个新的数据以验证拟合曲线的 可信性。可以看出，两组新数据都正好位于拟合曲线上。基波的变化可以用高 斯公式来描述：当调制深度m l 后，曲 线上升较缓。此时调制波的峰值比载波峰值更高，两者的交点减少，输出的脉 冲数也就减少。当调制深度m 大到调制波每个周期只与载波相交2 次时，双极 性方式就转化为了单脉冲方式，如图3 8 和3 9 所示。所以说，一般文献所述的 在双极性调制中m 不能大于l ，实际上只是强调当m 超出这个范围后，双极性 调制有可能变成了其它的调制方式。如后文所述的3 次谐波注入调制。实际上， 单脉冲调制与双极性调制没有根本意义上的区别，前者不过是后者的极限情况 而己。 3 2 3 三次谐波注入调制( t h i p w m ) 3 次谐波注入调制方式t h i p w m ( t h i r dh a r m o n i ci n t e r j e c tp u l s ew i d t h m o d u l a t i o n ) 是指在双极性p w m 调制波的基础上注入3 次谐波，将合成波作为 调制波的调制方式，如图3 1 l 所示。设原正弦调制信号u 为单位正弦波，注入 的3 次谐波的幅值为口，则合成信号的表达式为( 设两者的相位一致) ： “= s i n 口+ a s i n 3 0( 3 6 ) 口的取值可以取1 6 ，也可以取1 4 ，分析结果表明，口取前者时的效果略好【， 所以此处取注入的3 次谐波幅值为原正弦波幅值的l 缁。 这种调制方式将正弦波的波峰削低，使得调制深度增大到m = 1 1 5 时调制波 的波峰才与载波的波峰相等。从这个角度上来说，这种方式提高了调制深度的 应用范围，也即提高了直流电压利用率。虽然这样使输出波形引入了3 次谐波， 2 3 第3 章三电平逆变器控制策略及比较 p h a s e * n m _ 黪高五摆嗡商而 oo 0 0 5o o l n 0 1 50 0 2n 嗡o 0 3o 0 3 5 n 0 4 d m s em o t o r on 0 0 5n 0 o 0 1 5o0 2 o 0 2 5 n 0 3o0 3 50 0 4 h a r m o n yc o n t e n to f p h a s ev o l t a g e i 。岫p h a s 。e 。i r n 。l e d 8 r b i p o l a r ：m = o ，8n = 1 9 ( a ) n = 1 9 时谐波分布图 厂：毒可1 i i 一一一一一一 i 3 一一l s 一一一 【! ! i i 一l 一 _ 生 ( b ) n = 1 5 时谐波分希图 2 4 抛 饼 。 仰 狮 拼 伽 。 彻 锄 伽 伽 。 第3 章三电平逆变器控制策略及比较 h 9 q 0 氟c u r t e i t 0 1 h _ n m 瞄n = m 。u8 ( c ) m = 0 8 时5 次谐波含量变化图 c i j b mo f f u n d e f m e f l 埘w t e ( n = t ) _ ：惹：j n = 1 l i , n 日d l r f i v 1 i 1 8 5 1 e x p ( o i 0 0 5 6 s i m m 0 8 2 鲋p ( ( - 2 3 9 6 ) m ) t ( d ) n 不变时基波含量变化图 2 5 第3 章三电平逆变器控制簧略及比较 ( e ) n 不变时7 次谐波含量变化图 图3 1 0 双极性调制谐波统计图 图3 1 1t h i p w m 调制方式 但由于三相交流电机负载一般都是三相对称连接，所以其线电流中并不会出现3 次谐波，不影响电机运行。在仿真模型中应j i = f j 此控制策略，得到的仿真结果如 图3 1 2 所示。 第3 章三电平逆变器控制策珞及比较 h l t m = 0 8r f l $ b i p o l a r m = 0 上伊2 1 图3 1 2t h i p w m 调制的仿真波形 由于3 次谐波注入调制与双极性脉宽调制基本相似，这里主要讨论一下 t h i p w i v t