（电力电子与电力传动专业论文）单级并联式不间断高功率因数acdc变换器研究.pdf

单级并联式不问断高功率因数a c d c 变换器研究 a b s t r a c t a f a m i l y o fa c f d cc o n v e r t e rw i t hp o w e rf a c t o r c o r r e c t i o n ，u n i n t e r r u p t i b l e p o w e rs u p p l y ，a n df a s tr e g u l a t i o no f t h eo u t p u ti s p r o p o s e da n ds t u d i e db a s e do n a c d cc o n v e r t e r 、i t hu n i n t e r r u p t i b l ep o w e r s u p p l y p r i n c i p l eo f d c mf l y b a c k c o n v e r t e rw i t h p o w e r f a c m r c o r r e c t i o n t e c h n i q u e o f s i n g l e - s t a g ep a r a l l e lm o d ep o w e r - f a c t o r c o r r e c t i o na n d l e a d - a c i d b a t t e r yc h a r g e a r e a n a l y z e da n d s t u d i e d t h es t e a d yp r i n c i p l eo f t h e s ea c d cc o n v e r t e r sa n dt h ed e s i g n c r i t e r i o n so f k e yc i r c u i tp a r a m e t e ra r ea n a l y z e di nd e t a i l t h e p r o t o t y p eo f1 2 0 w2 2 0 v 4 - 2 0 5 0 h z a c 4 8 vd c f o rs i n g l e s t a g ep a r a l l e l m o d ea c d cc o n v e r t e rw i t l iu n i n t e r r u p t i b l ep o w e rs u p p l ya n dh i g hp o w e rf a c t o ri s d e s i g n e da n dm a n u f a c t u r e d t h et e s t r e s u l t sa l e g i v e na n dc o r r e s p o n d i n gt o t h e t h e o r e t i c a l a n a l y s i s t h e t e s tr e s u l t sd e m o n s l t a t et h a tt h ec o n v e r t e rh a ss o m e a d v a n t a g e s ，s u c ha ss i m p l et o p o l o g y , h i g hp o w e rd e n s i t y , h i g hc o n v e r s i o ne f f i c i e n c y , h i g hp o w e rf a c t o r , u n i n t e r r u p t i b l ep o w e rs u p p l ya n dl o wc o s t s u c hc o n v e r t e rf i n d e x t e n s i v eu s ei n u n i n t e r r u p t i b l ep o w e rs u p p l ya p p l i c a t i o n i n t e l e e o m ，c o m p m e r i n d u s t r ya n d s oo n k e y w o r d s ：a c d cc o n v e r t e r ，u p s ，p a r a l l e l ，p f c ，r c dc l a m p ，f l y b a c kc o n v e r t e r b a t t e r yc h a r g e i i 承诺书 本人郑重声明：所呈交的学位论文，是本人在导师指导下，独立进 行研究工作所取得的成果。尽我所知，除文中已经注明引用的内容外， 本学位论文的研究成果不包含任何他人享有著作权的内容。对本论文所 涉及的研究工作做出贡献的其他个人和集体，均已在文中以明确方式标 明。 本人授权南京航空航天大学可以有权保留送交论文的复印件，允许 论文被查阅和借阅，可以将学位论文的全部或部分内容编入有关数据库进 行检索，可以采用影印、缩印或其他复制手段保存论文。 ( 保密的学位论文在解密后适用本承诺书) 作者签名：曼室超 日 期：型! 垒：2 单级并联式不间断高功率因数a c d c 变换器研究 图4 8 输入电压1 7 6 v 、空载时变换器正常模式输入、输出电压稳态仿真波形4 3 图4 9 输入2 2 0 v 、负载从1 0 0 突变为5 0 时变换器正常模式动态仿真波形4 3 图4 i 0 输入1 7 6 v 、从空载突变为额定负载时变换器正常模式动态仿真波形4 3 图4 1 l 输入电压2 2 0 v 、正常模式与后备模式之问转换时变换器仿真波形4 4 图4 1 2 输入电压过零附近，输入电流i 。、电感l o 上电流i 。4 4 图5 1 单级并联式不间断高功率因数a c d c 变换器电路拓扑4 6 图5 2 单级并联式不间断高功率因数a c d c 变换器的控制及驱动电路4 8 图5 3 单级并联式不间断高功率因数a c d c 变换器正常模式原理试验波形5 5 图5 4 单级并联式不间断高功率因数a c i ) c 变换器后备模式原理试验波形5 5 图5 5 单级并联式不问断高功率因数a c d c 变换器正常、后备模式转换时原理 试验波形5 6 图5 6 单级并联式不间断高功率因数a c d c 变换嚣效率随输出功率变化曲线5 6 注释表 s 一一功率开关； n 一一变压器匝比； n 。、。一一变压器绕组l 2 ； t 。一开关管导通时间； t 。一开关管截止时问； t 。一一开关周期； f 。一一开关频率； d 占空比； i 。一输出负载电流； i 。，一变压器原边电感电流峰值： u 。一输出电压： u ，一一输入电压； u 。一一筘位电容电压： u 。开关管漏源电压： r l 一负载电阻； c ，一一输入滤波电容： c ，一一输出滤波电容； v l c 。一缓冲电容； c 。一一一箝位电容； l 。一b u c kb o o s t 电感； l p - - 一一变压器原边电感 l 一。一一变压器绕组漏感； p 。一一一一输出功率； 一一开关管关断时间： t ”一一开关管开通时间； p 。一一一输入功率； b 一一最大工作磁密： b ：一一一饱和磁密： 一一一! f 越深度： s q _ _ - 一功率容量乘积： s 。 一一磁芯有效截面积； c c m 一电感电流连续工作模式： d c m 一一电感电流断续工作模式； 南京航空航天大学硕士学位论文 第一章绪论 1 1 不问断直流开关电源的现状与发展 1 1 1 传统直流开关电源的缺陷 电子直流电源可分为两类方案：低频5 0 h z 或4 0 0 h z 变压整流电路结构，这类电 路结构实现了低频5 0 h z 或4 0 0 h z 电气隔离、a c d c 变换等功能，但存在体积大目笨重、 音频噪音大、变换效率不理想、谐波污染电网现象严鸯满足不了电气电子设备小型化 的需要：高频( 2 0 k h z 以上) 开关电源电路结构，这类电路结构在功率密度、音频噪 音、变换效率等方面均比方窠优越。 然而，传统的直流开关电源存在两个明显的缺陷：交流电网断电时，直流开关电源 便丧失了对电子设备的供电能力，导致计算机等电子设备信息丢失，造成不可挽回的损 失；由于输 端采用了典型的二极管整流、电容滤波电疏因此非线性工作的直流开 关电源变换器对交流电网产生了谐波污染，网侧功率因数约为0 6 5 ，电流总的谐波畸变 度t h d 可能超过1 0 0 ( 功率因数为0 9 9 9 时t 约为3 ) ”，电能利用率较低，对交流电 网其它用电设备造成了电磁干扰e m i ，满足不了国际电工委员会i e c 5 5 5 - 2 、i e c l 0 0 0 - 3 - 2 标准要求。因此寻求高功率密度、高变换效率、不间断供电、无污染、高功率因数、 高可靠性、低成本的新型直流开关电源已追在眉睫其综合性能将比传统的直流开关电 源优越得多。显然，不间断高功率因数a c 变换器是新型直流开关电源的关键技术。 1 1 2 不间断直流开关电源的现状与发展 为了克服传统直流开关电源的第一个明显缺陷通常需要在交流电网与直流开关电 源间接一台不问断交流电源，从而构成了一类传统的外接不间断交流电源的直流开关电 源系统刚，如图1 1 所示。 该电源系统存在电路复杂、多级功率变换d c 如c d c ) 、体积重量大、变换效率 低、电网污染严重、成本高等缺点，满足不了电子设备小型化、轻量化的需要，特别是便 携式电子设备所不能容忍的。 单级并联式不间断高功率因数a c d c 变换器研究 不间断交流开关电源 直流开关电源 图1 1 传统外接a i 间断交流电源的直流开关电m 繇统 文献 5 提出了基于c u k 变换器的不间断直流开关电源电路，该电路实际上是将c u k 变换器与b u c k 变换器结合在起，蓄电池充电器是电流型控制的b u c k 变换器，但该电路 存在电路拓扑偏复杂且不实用、成本偏高、交流电网供电时谐波污染严重、蓄电池供电 时变换效率偏低、蓄电池与交流电网无电气隔离、与蓄电池相连接的开关承受的电压电 流应力高、蓄屯池有大量的低频纹波等缺点：文献 6 提出的基于f 1 y b a c k 变换器的不 间断直流开关电源电路，电路结构相对简单，但仍存在交流电网供电时谐波污染严重、 蓄电池与交流电网无电气隔离、需要故障检测及模式转换电路等缺点；文献 7 中所提 到的不间断直流开关电源电路，以d 蕊f l y b a c k 变换器为基础，实现对电网的功率因数 校正，但仍存在蓄电池与交流电网无电气隔离、需要故障检测及模式转换电路等缺点。 ( a ) 基于c u k 变换器( b ) 基于f 1 ) , b a c k 变换器 图1 2 已有的不间断直涌秩电源电路 文献 7 提出了一种不问断直流开关电源电路，该电路仍存在电路拓扑偏复杂、交 流电网供电时谐波污染严重、变换效率较低等缺点；文献 8 ，9 提出了基于供电转换装 置的不间断直流开关电源系统，供电转换装置是在现有直流开关电源电路的基础匕增加 不问断供电电流流入通道和电流流出通道，当交流供电突然中断时，蓄电池直流电压通 过这两个供电通道继续提供给直流开关电源，保持其正常工作，显然该直流开关电源系 统具有独立的蓄电池充电电路、电路拓扑复杂、成本高、交流电网供电时谐波污染严重、 2 南京航空航天大学硕士学位论文 蓄电池与交流电网无电气隔离等特点。 因此文献 5 、 6 、 8 、 9 提出的电路方案虽然具有不间断供电功能，但未能 解决蓄电池与交流电网的电气隔离、交流电网供电时严重的谐波污染等关键问题，不是 理想的不间断直流开关电源系统。 1 ，1 3 功率因数校正技术的现状与发展 为了解决传统直流开关电源存在的第二个明显缺陷，电力电子技术研究人员对电网 谐波抑制和改善功率电子装置的功率因数进行了卓有成效地研究，提出了无源功率因数 校正技术和有源功率因数校正( a p f c ) 技术。 根据输入电流波形质量的不同，可分成三神形式n 田，如图1 3 所示。顶端的输入电 流为正弦波形，通常需要较高成本的电路；中间的则满足各种国际标准如i e c1 0 0 0 - 3 2 等允许一定量谐波存在、电流波形为非正弦的情况；底端的则是无功率因数校正的情况。 可见，对输入电流波形质量要求的不同带来成本上的差异。 图1 3 输入电流质量与功率因数校正形式的关系 a 无源功率因数校正人们最早采用电感器和电容器构成的无源网络进行功率因数 校正。采用这种技术虽然电路简单，但难以获得很高的功率因数( 达到0 9 ) ，而且所需 的滤波电容器和滤波电感器的取值较大，因此往往比较笨重。 b 有源功率因数校正早期的有源功率因数校正电路是晶闸管电路。进入7 0 年代 以后随着功率半导体器件的发展，开关变换技术突飞猛进到了8 0 年代，现代有源 p f c 技术应运而生。由于变换器工作在高频开关状态，这种有源功率因数校正技术具有 体积小、鳢轻、效率高、功率因数可接近1 等优点。 8 0 年代基于b o o s t 变换器的有源功率因数技术得到了人们的广泛关注，在此期间 的研究工作主要集中在对工作在j 擞导电模式( o 咖) 下的b o o s t 变换器的研究上，这 类变换器的各种控制方式_ 般是基于所谓“乘法器”( n u l t i p i e r ) 的原理：连续导电模 式下的功率因数校正技术可以获得很大的功率转换容量，但是对于大量应用在2 0 0 w 以 3 单级并联式不间断高功率因数a c d c 变换器研究 下的中小功率场合，却不是非常适合，因为这种方式往往需要较复杂的控制方式和电路 结构。8 0 年代末提出了利用工作在不连续导电陵式( d c m ) 下的变换器进行功率因数校 正的技术，由于其输入电流自动跟随输 电压，因而可实现接近1 的输入功率因数，文 献中称为自动功率因数校正或电压限随器( v o l t a g ef o l l o w e r ) o “、这种有源功率因数 校正技术因其控制简单( 用个控制量，即输出电压) 而倍受青睐，但般不能匣用于 较大的功率变换场合中。 c 有源功率因数校正电路的分类与比较按照电路结构，可分为传统的两级结构和 单级结构。 ( 1 ) 传统的两级结构来实现，如图1 4 所示。这种两级结构中前级实现功率因数 校正，后级实现电气隔离、降匿和输出电压的稳定；具有优良的性能，输入电流的总谐 波失真度m 仍) 般小于5 ，功率因数可以近似为1 ：由于前级储能电容电压u 。近似洹 定，d c d c 变换器可以被优化；此外，由于u 相对较高，对于一个给定的保持时间可采 用较小的储能电容。但输出功率需经过两级处理，显然效率较低，同时也存在着尺寸大、 电路复杂、成本高等问题。这使得两级w c 方案不适台于低功率应用，如2 0 0 3 0 0w 以 下的功率范围。 图1 4 两级结构的功率因数校正电路 ( 2 ) 由于在低功率应用中采用两级方案的成本太高，在竞争日益激烈的环境下， 许多厂商和科研机构都开始关注单级结构的功率因数校正技术，如图1 5 所示。 4 ( a )( b ) 南京航空航天大学硕士学位论文 罗 粪j 、矗 7 篓隧； 一 辫函 瓣 埋1 l 鬻 ( d ) 图1 5 单级结构的功率因数校正电路 根据输入电流波形是否正弦，单级功率因数校正技术可分成两种隋况：输入电流 为正弦，实现的方式有，1 ) 电压跟随器型，即保持占空比在半个工频周期内不变、仅 使用电压环而无需输入电流环的控制方法来实现，许多基本变换器如b u c k b o o s t 、 f 1 y b a c k 、s e p i c 、c u k 、z e t a 等均能很好的实现p f c ( 如图i 5 ( a ) ) ；2 ) 无源滤波，文 献 1 2 中，仅使用无源元件而无需功率因数校正前置级使得输入电流正弦：3 ) 改善能 量传递过程，即提高直接俪差至负载的能量、减少经过两次能量变换的能量来提高效率； 文献 1 3 中采用双向变换器来实现，文献 1 4 、 1 5 中，将输入功率并联处理，6 8 9 6 的 部分直接传递负载、3 2 的部分经存储后再通过一次功率变换后传递至负载( 如图 1 5 ( b ) ) 。输入电流为非正弦，由于允许部分谐波电流的存在，主要应用于小功率场 合的简化电路和新的拓扑被不断提出。实现的方式有，1 ) 减少开关数量，文献 1 6 中 提出的一类单级隔离型功率因数校正器，将两级结构中的p f c 级和啪级的功率开关 合并以减少成本、降低控制难度( 如图1 5 ( c ) ) ：2 ) 组合电路，将已有的两个电路拓扑 组合成一个，并配以简单的控制环路来实现：如文献 1 7 中提出的b i b r e d 变换器：3 ) 修改d c d c 变换器，通过在咖变换器中增加一些必要的元件来实现p f e ，如文献 1 8 中在输入端增加个储能电容作为输入，它直接柚输 电网经整流桥后获取能量，经存 储后释放到负载( 如图( 1 5 ( d ) ) 。 1 ，1 4 不间断高功率因数直流开关电源 若将输入正弦交流电压整流、功率因数校正、蓄电池充电，然后再经高频隔离d c d c 变换器变换成低压直流便可构成分级实现各个功能的多级级联不问断高功率因数直流 开关电源电路结构，如图1 6 所示。 单级并联式不问断高功率因数a c d c 变换器研究 ，、，、 卜、i 朝 工隔离型 d c - d c i - l 二极管 一一科 上 变换器 ! t 整流桥 一 b o o s t 变换嚣b u c k 变换器 蓄电池 图1 6 多级级联不同断高功率因数直流开关电源电路结构 显然，这种电路结构存在三个功率变换级( a p f c 变换器、蓄电池充电器、输出电压 调节器) 、电路拓扑复杂、体积重量大、变换效率低、可靠性低、成本高等缺点。因此 不宜直接采用分级实现功率因数校正、蓄哇鼐b 充电、输出电压调节功能的技术，来实现 高功率密度、高变换效率、高功率因数、低成本的新型直流开关电源。文献 1 9 提出了 种单级不间断高功率因数a c d c 变换器，具有功率因数校正、不间断供电、输出直流 电压稳定、调节速度较慢等特点。 寻求种具有功率因数校正、不间断供电、输出直流电压的快速调节与稳定等特点 的单级不间断高功率因数a c d c 变换器，将是本文的研究内容。 1 2 本文的主要内容与研究意义 1 2 1 本文的主要内容 本文提出并深入研究了类具有功率因数校正、在线不间断供电、输出直流电压的 稳定与快速调节等功能的a c d c 变换器电路拓扑族、稳态工作原理、关键电路参数设计 准则，进行了仿真分析与原理试验。主要内容是： 第一章论述了不间断直流开关电源及功率因数校正技术的现状与发展。 第二章在分析了单级d 傩f l y b a c k 变换器的功率因数校正技术及设计准则的基础上， 详细论述了单级并联o = - v z j j 率因数校正技术的基本概念、电路结构、控制方法等， 并对单级并联式高功率因数a c d c 变换器的关键技术进行了深入的分析研究。 第三章简单介绍了铝酸蓄电池的充电技术。 第四章提出了类单级并联式不间断高功率因数a c d c 变换器的电路结构与拓扑族。 给出了其稳态原理波形，并进行了仿真分析研究，仿真结果证实了该电路的可 行性。 6 南京航空航天大学硕士学位论文 第五章详细介绍了1 2 0 w2 2 0 v 2 0 9 6 5 0 h z a c 4 8 v d c 单级并联式不间断高功率因数a c d c 变换器的设计与实现，给出了控制电路、功率电路参数设计与选取、原理试验 波形及分析。 第六章对本文的工作进行了总结，提出了进一步工作的设想。 1 2 2 本文的研究意义 本文的研究内容属于“台达电力电子科教发展基金”资助项目。 深入研究了具有在线不间断供电、功率因数校正、输出电压的稳定号决速调节等功 能的单级并联式不间断高功率因数a c 变换器得到的新型直流开关电源系统，将从 根本上提高直流开关电源系统的综合性8 。单级不间断高功率因数a c d c 变换器研究是 电力电子学a c d c 变换技术新颖的研究内容是实现高功率密度、高变换效率、不间断 供电、高功率因数、高可靠性、低成本的新型直流开关电源系统关键技术基础，将是直 流开关电源技术上的重要进步，具有重要的理论价值；在通讯、计算机、工业控制、医 疗电子设备等需要不问断直流供电的场合，具有很好的应用前景。 单级并联式不问断高功率因数a c d c 变换器研究 第二章单级并联式a c d c 变换器功率因数校正技术 本章在论述了d c gf l y b a c k 变换器的功率因；鞋蛟正找术的基础上，详细论述了单级 并联式高功率因数a c d c 变换器的电路结构、控制原理、电路参数设计等。 2 1 引言 近年来，研究人员对单级功率因数校正技术进行了大量的研究，许多单级功率因数 校正电路被提出。这些电路能够既实嘶秒唰的功率因数岗匠，又自锹稳定、快速调 节的输出直流电压；传统的两级功率因数校正电路的优点不必多说，但存在两个主要的 缺点：增加了额外的功率级，器件的数目和成本上升：能量被处理了两次降低了效率。 针对这些特点，许多文献提出了各种单级功率因数校正电路： 组合已有电路拓扑，减少功率开关的数量：通过爪 空制环来实现功率因麴陵正 和输出电压调节，这种方式i 西用于所有由p f c 电路与d c d c 变换器级联的场合； ( 骥高能量传递过程：以提高效率为最主要的目标，通过将输入功率分成两部分， 提高直接传递至负载的能量、减少经过两次能量变换的能量来提高效率； 修改已有咖变换器：增加些! 崾环节来实现p f c 。 2 2 单级d 伽f i y b a c k 变换器的功率因数校正技术 2 2 1 理想的整流器模型 对于理想的单相整流器，般希望从输入端看是廿钝电阻负载。电网电压与电网 电流波形同相，可以得到单位输 功率因数。 理想的整流器模型如图2 1 所示，从输入端看为一个等效电阻，输出功率的调 节通过改变等效电阻& 来实现，民由控串临号u c 决定，从而改变整流器的输入功率， 即平均输入功率为： 8 。 一u j 。 一一百 ( 2 1 ) 南京航空航天大学硕士学位论文 户 专“ i - j ( a ) 从输 端看等效电阻( b ) 控制即控制输入功率( c ) 输出为恒功率源，等于输入功率 图2 1 理想单相整流器模型 应当注意的是在一个时变的系统里改变会产生谐波。为避免产生大量谐波，刚氐功 率因数，& 或控制回路的变化! 必须i 臣予两倍的孰硇蕙流电医频率。为了保证变换器无损 且内部无独立的能量存储，瞬时“消耗”的能量必须完全反映盔输出端。由于瞬时输 入功率为 p i ( t ) = 蔫 ( 2 2 ) 可见。瞬时输入功率只由瞬时输入电压l l i ( t ) 和控制信号抉定，不受输出电压和电流的 影响。因此，输出端必缚炮率源，遵循下面的关系 u 。( t ) i n ( t i o ) = p i ( t ) = 警 ( 2 3 ) 如图2 1 ( c ) 所示，用个恒功率源表示输出特性。恒功率源是个非线性系统，与恒 压源或恒流源不同。它不能够被开路或短路，就像理想的电压源不能短路，理想的电流 源不能开路样。恒功率源p 0 ( t ) 的示意图如图2 2 所示。 1 0 p o ( t ) 图2 2 恒功率源p o “) 的示意图 图2 1 ( c ) 所示的理想的单相功率因数整流器的两端模型也称为“无损电阻 ( l d s s - f r e er e s i s t o r ，l f r ) ”模型踟。因为( 1 ) 它的输入端满足“欧姆定律，- ( 2 ) 输 9 单级并联式不间断高功率因数a c d c 变换器研究 入端输入的功率无损耗的被直接传递到输出端。l f r 定义为 “t ) _ 揣 u 。( t ) i 。( t ) = p 。( t ) 姒t ) - 蔫 如果输出负载为r l ，输出稳态电压为u o ，输出功率为 p o = 要 由于输入功率等于输出功率，可得到 兰l ：墅 u i 。r 。 同样可得 k ：匡 i 。、r 。 式( 2 9 ) 中，i 岫。为输入电流有效值，i d 为输出负载电流。 2 2 2 理论分析 反激变换器工作在d c m 模式时，具有固有的p f c 功能，也即具有“无损电阻”的 特性。单级d c mf l y b a c k 功率因数校正变换器功率电路及其输入和输出电流波形如图 2 3 所示。 1 0 ( a ) 单级d c m 反激武功率因数校正变换器 + u o 国 0 勖 眨 眨 弦 亿 弦 弦 南京航空航天大学硕士学位论文 i 11 ，p k l u g 几， 歹 一 ( b ) d 咧反撒娈抉器输 电流波形( c ) i ) 0 4 反、摊变换器输出电流波形 图2 3 单级d 跚反激式功率因数校正变换器及其输入和输出电流波形 在个开关周期内，变压器原边电感电流的峰值为 k 心) = 半= 半d t s ( 2 1 0 ) 式( 2 1 0 ) 中，u d t ) 为输入电压经过整流后得到的电压，u 啦为其电压峰值，l i 为变 压器原边电感，d 为占空比，t s 为开关周期。 一个开关周期内平均输入电流( 即l l 的平均电流) 为 i g t 矿i l 。= i i l ( t ) d t = 掣 一u g , 。p k d 2 t _ 2 s s i nc o t i ：i 。l s i no ) t ( 2 11 ) 其中，i i _ u g f i 晓，( 2 l 1 ) 。由式( 2 1 0 ) 、( 2 1 1 ) 可知，稳态时d 咧反激p f c 变换器在半 个工频周期内保持占空比d 不变，输入电流的峰值和平均值都跟随输入电压正弦变化， 且和输入电压同相位。故变换器有很高的功率因数，理论上为1 。当在半个工频周期内， d 发生变化时，输入电流发生畸变，功率因数降低。因此为获得较高的功率因数，应在 半个工频周期内，尽量保持占空比基本不变。 根据“无损电阻”的概念，得到 ；a g ：型 ( 2 1 2 ) , a v r 。 一 结合式( 2 1 2 ) 可得到d c m 反激变换器的“无损电阻”为： r c2 嚣( 2 1 3 ) -；l o 单级并联式不间断高功率因数a c d c 变换器研究 口j 见，心是掘) l 调节占仝比d 米控利。征删及减父秧器中，式( 2 8 j 口j 改为 u 。= u 耐丽d ( 2 1 4 ) 由此可推出占空比d 的表达式为 d ：旦，当 ( 2 1 5 ) u 。、r 。t | 一 由式( 2 1 5 ) 得出，当电路参数确定后，占空比由输出负载和输入电压决定。 对于图2 3 中的输出电流波形，开关周期内平均输出电流为 i ：，。= r i ：( t ) d t = 竺生二掣 ( 2 ，6 ) 根据变压器的伏秒积平衡可得出 d 2 ：d 鬲坐0 ( 2 17)n 。 ( n i2 ) u 。 7 由式( 2 1 0 ) 、( 2 1 3 ) 、( 2 1 7 ) 代入式( 2 1 6 ) ，并在等式两边乘匕u 0 ，得 i 2 ，。u 。= 掣 ( 2 1 8 ) 得到同式( 2 3 ) 样的结果，因此变换器的输出端就象个恒功率源： p o = 掣= p i ( 21 9 ) 式( 2 1 9 ) 说明图2 1 ( c ) 的无损电阻模型可应用到i x b lf l y b a c k 变换器。 在个糟心设计的系统中，酬i 滤波器只衰减输入电流i 。( t ) 的高频开关谐波，不影 响u 。( t ) 或i 。( t ) 的低频分量。因此瞬时输入功率为 聃) 一g ( t ) i g ) = u r 2 9 。p ks i n 2 0 t = u 2 嚣2 ( 1 一s 2 州 ( 2 - 2 。) 式( 2 2 0 ) 中，为电网电压角频琶：可见输入功率包括个直流分量u = ：，( 2 晰h 一 个翅盼量u 2 舻s x o t ( x r , ) 。 2 2 3 输入电流分析 由式( 2 11 ) 可知。如果占牢比固定，则输入电流县个理拥的下日安置。侣章际t 南京航空航天大学硕士学位论文 作时必然要加上电压环以保证输出电压的稳定调节，即对占空比的调节。 不可避免的会产生波动，设d = d + a d ，假定a d d ，则应有： 2 2 2 2 2 d2 d + 2 da d 2 d + 2 d a d d = d + 2 d a 将式( 2 2 1 ) 代入( 2 1 1 ) 可得： 因此，占空比 ( 2 2 1 ) i g ，= i i i s i nc o t i + 2 a l i l i s i n o t ( 2 2 2 ) 其中，d 、a d 分别为d 的平均值、变化量，a ，= a d d ，1 1 为输入电流最大值的直流 分量。显然，如果，是个时变的量，输入电流就会出现畸变，只要占空比的相对变化 量。是一定的，其输入电流畸变就是一定的。 在相同电路参数情况下，输入电压越高，输入电流畸变越大。随着输入电压的增加， 输入电流减小，开关纹波所占比值变大。输入电压峰值处开关纹波占输入电流的比值为 u b ，p k d l 旦：毒 ：i u 2 9 d t s ( 2 2 3 ) i 。，p k 竺 2 l - p o 。 u g ，p k 将式( 2 1 5 ) 代入式( 2 2 3 ) 可得： 芒i = 坚p o 去r 咄压p o lg ，p k 、l l l蟊庳、1 ( 2 2 4 ) 由式( 2 2 4 ) 可以看出，负载不变的情况下，输入电压越高，输入电流纹波所占输入电 流的比重就越大，造成输入电流谐波含量增大。 2 2 4 输出电压纹波 由上面的分析可知，瞬时输入功率为 p 。( t ) = u i ( t ) i i ( t ) = 2 u i i 。s i n 2 c o t = p i p ic o s 2 t o t = p i + p i t ( t ) ( 2 2 5 ) 式( 2 2 5 ) 中，p i = u ；i i ，由式( 2 2 5 ) 可以看出，输入功率由平均输 功率p 。和频 率为2o o 的波动项组成。根据式( 2 2 5 ) ，则 i 。( t ) ：f i = - p i c o _ - s 2 0 t p i - p ic o s 2 1 0 t 晓2 6 ) u 。+ ur ( t )u 。 1 3 单级并联式不间断高功率因数a c d c 变换器研究 “t ) = 半“告= i o 旺z z ) 式( 2 2 6 ) 、( 2 2 7 ) 中，i 。( t ) 为变压器副边电感k 上流过电流、r l 为变换器负载。则 流入输出电容c 。的电流i 。( t ) 为 i c o ( t ) = i s ( t ) - i o ( t ) 乩( t ) _ i o = ( u p - - 毒l o - i o ) 一等 ( 2 鳓 由式( 2 2 8 ) 可知，稳态下芒必须与b 相等否则电容c 。上电压会持续上升或下降，故 i c 。( t ) = 一可c o s 2 0 t = - i o c o s 2 m t = c od u d t 。 t ( 、- ( 2 2 9 ) u 。( t ) = u 。+ u ( t ) = 一j f c l o 。c o s 2 m t d t = - 2 i o c 。s i n 2 t + a ( 2 3 。) 式( 2 3 0 ) 中，a 为常量，显然a = u 。，因此变换器输出电压纹波为 u r ( t ) _ 一毒8 i 以叭 心 由式( 2 3 1 ) 可以看出，在单位输入功率因数的情况下，变换器存在频率为输入电压的 频率两倍的输出电压纹波，其振幅正比予变换器的输出电流，反比于输入电压频率和输 入平滑电容的大小，其初始相位与输入电压的初始相位相差1 8 f f 。 2 2 5 电路参鹗| i 殳计 为了保证变换器工作在d 例模式，则要求 d 2 1 一d ( 2 3 2 ) d 2 由式( 2 1 7 ) 得到，代入式( 2 3 2 ) 得到变换器工作在d 叫的条件为 d n + ! ! 盟) 1 ( 2 3 3 ) 、 ( n l n 2 ) u 。 把式( 2 1 5 ) 代入式( 2 3 3 ) ，消去占空比d ，得到 1 4 l 1 t 1 l t 1 2 ( 2 5 6 ) 1 1 = ( 1 一k ) 1 1 1 + k n l t 1 2 = n 1 1t 1 2 + ( 1 一k ) t l l ( 1 一r 1 2 ) t 1 t r 1 2 ( 2 5 7 ) 从式( 2 5 5 ) ( 2 5 7 ) 说明，单级并联式结构p f c 电路比传统两级结构的更合理。并 非所有的能量都处理了两次，从而获得了更高的效率。同时可以看出，当k = l 时，图2 6 ( c ) 所示结构即为传统两级结构。 1 9 单级并联式不间断高功率因数a c d c 变换器研究 对一个特定的拓扑，想要得到高的功率因数、高的效率及快速的输出电压调节，必 须调整相应的能量分流，即k 的取值是有一定的约束条件的。 图2 6 ( b ) 所示结构模型对应的瞬时输入、输出功率的关系，如图2 7 ( a ) 所示。 ( a ) ( b ) 图2 7 单级并联式p f c 的瞬时输入、输出功率波形 图2 7 中，蚝为输入功率，p 眦为输出功率，p l 为未经储能电容直接俪弟至负载的 能量，p 2 为经储能电容后传递至负载的能量。当输入匕 p 。时，多出来的那部分能量将由电容存储。由电容存储的那部分能量 所占的比例，就是能量分流中的k 值。可见要保证输入、输出的平衡，电容必须能存储 他们之间的差值，即k 必须满足这部分最低能量转换的要求，即： 只。= u i s i n 2c o t ( 2 5 8 ) 气。= u i 2 ( 2 5 9 ) c o ，秆 内，电容中存储的能量r 为 p c = 4 u i s i n 2 t o t d ( o t ) 一舭1 1 4 = u 1 1 2 ( 2 6 0 ) 贿一鲁= 志篆絮1 ，z 。所以 3 2 k l ( 2 6 1 ) 图2 6 ( c ) 所示结构模型对应的瞬时输入、输出功率的关系，如图2 7 ( b ) 所示。 其中，p 。为输出功率，p l 为未经储能电容直接传递至负载的能量，p 2 为经储能电容后 传递至负载的能量。为保证输出的纹波足够小，应保证p 矿p l ，即b ( 1 - k ) ，所以 5 0 k l ( 2 6 2 ) 以上为k 值选取时的两个必要条件，但要获得高功率因数、高效率还应根据具体拓 扑来确定。k 值越大，则相应的高功率因数越容易达到，而效率却会下降。 南京航空航天大学硕士学位论文 2 3 2 单级并联式功率因数校正电路的结构 根据对以上电路结构模型的分析，单级并联式结构比传统两级结构具有理论上更高 的效率，适当选取k 值可以获得较高的功率因数。由图2 6 ( b ) 和图2 6 ( c ) 所示电 路结构模型分别得到两种单级并联式功率因数电路结构，如图2 8 ( a ) 、2 8 ( b ) 和图 2 8 ( c ) 。 ( b ) ( c ) 图2 8 单级并联式功率因数电路结构 2 3 3 单级并联式功率因数校正电路拓扑 文献 1 8 、 2 3 中提到的电路拓扑，分别属于图2 8 ( a ) 、( b ) 所示的电路结构， 其电路拓扑，如图2 9 所示。 卜5 孙班 _ ，”书h 扎一奄 l ( a )( b ) 2 1 单级并联式不间断高功率因数a c d c 变换器研究 图2 9 ( a ) 所示电路拓扑，通过两个f l y b a c k 变换器来实现功率因数校正和输出电 压调节。其中，变压器t l 的输入来自交流电网，t 2 的输入来自储能电容c b ；储能电容 c b 通过二极管d 2 从输入电网中获取能量，其大小被箝位在输入电压峰值匕。当输入电 压较低时，负载所需能量由c b 通过t 2 传递；当输入电压较高时，输入电网既对负载传 递能重弘l 对c b 充电。显然，部分能量直接传递至负载，而另部分能量经电容c b 存 储后传递至负载。这两部分能量的比值由变压器t 1 、t 2 的电感比值决定，虽然可以通过 增加直接传递的那部分能量来提高效率，但却会使输入电流畸变程度增加。 图2 9 ( b ) 所示电路拓扑，通过一个全桥电路和个正激变换器并联来实现功率因 数校正和输出电压调节。同样，一部分能量存储在电容c b 后再经过正激变换器输出至 负载，而另部分能量直接有全侨电路输出至负载。显然，这种电路结构较复杂，控制 困难，成本较高。 与传统两级结构p f c 电路相比，图2 9 ( a ) 所示的电路拓扑其总体效率较高，但输 入电流波形却并不是正弦的，图2 9 ( b ) 所示的电路拓扑，输入电流是正弦，但存在电 路结构复杂、控制困难、功率器件较多等缺点。因此，研究具有较高的效率、输入电流 正弦、输出电压稳定调节的单级并联式a c d c 变换器是十分有意义的。 2 4 单级并联式高功率因数a c d c 变换器 综合考虑功率因数、变换效率、控制难易等关键性能，需要选取一种合适的电路结 构、电路参数来达到这种优良的性能。 2 4 1 电路拓扑与稳态原理 单级并联式高功率因数a c d c 变换器的电路拓扑与瞬时功率，如图2 1 0 所示。 l2f u j 孵- - - - l n 、 ( a ) 电路拓扑( b ) 瞬时功率 图2 1 0 单级并联式高功率因数触变换器电路拓扑与瞬时功率 南京航空航天大学硕士学位论文 该变换器将p f c 和d c o c 变换集成于一体，仅通过一个控制环来实现。它具有高效 率、高功率因数、快速的输出电压调节的特点，而且电路结构简单、控制容易实现。它 包括两个模块：主模块和辅助模块。主模块直接与二极管整流桥连接，输出为两个串联 的电容c 】、c 2 支路，起到功率因数校正作用，并将输入功率分成两部分，与负载并联 的c l 上的能量完全传递到负载中去，储能元件c 2 的电压存在低频纹波；辅助模块处理 c 2 中的能量并传递到负载，实现对输出电压盼陕速调节。主模块提供输出电流i m ，。和辅 助电流i a 如图2 1 0 ( a ) 。 ( 1 ) 运行模式该变换器存在两种运行模式，第种为主模块和辅助模块均工作于 断续( d 叫) 模式；第二种为主模块工作于断续( d 例) 模式，而辅助模块工作于连续( c o j ) 模式。由于仅使用一个电压环控制，故两种运行模式均为“电压跟随器”，以实现对输 入电网的功率因数校正。 ( 2 ) 电路组成主模块是个d c mf l y b a c k 变换器，可自动实现p f c ，它由s 。、d 。、 t 组成，输出为串联的电容c l 、c 2 ，主模块实现了交流电网与负载的隔离；辅助模块是 一个b u c k - b o o s t 变换器，由s 2 、d 2 、k 组成，从结构上看，c l 同时作为主模块的部分 输出和辅助模块的输出；c 2 同时作为主模块的部分输出和辅助模块的输入。 ( 3 ) 控制方式功率开关s 。、s 。控带! 睹号相同，当s 1 、s 2 导通时，二极管d i 、d 2 截止，电感b 、l o 储能；当功率开关s i 、s 2 截止时，二极管d l 、d 2 导通，b 中的储能 通过t m 的次级电感l 对串联电容c l 、c 2 充电，k 中的储能对电容c 1 和负载r l 供电。 ( 4 ) 瞬时功率整流桥后电压、电流均为正弦波形的绝对值，输入功率p 为二者之 乘积，设主酗魍酾激率为1 ，则蚓蝴出功率的波形p m 。就等于输入功率p 的波形， 其频率等于两倍电网电压频率，如图2 1 0 ( b ) 所示。 主模块的输出电流k 。通过c i ”r l 与c 2 的串联支路流动，该电流分别与c nc 2 上 电匮相乘产生了两个与主模块输出功率p m 。波形形状相同、幅值小一些的功率e 、只， 即p m 。= p d + r 。这种c l 、c 2 串联的结构使得部分功率( p d ) 直接传递至负载，因 此仅经过一次功率变换；辅助模块uc 2 上吸收能量并为负载提供所需功率( p 0 ) 的剩余 部分( p a = p o p d ) a ( 5 ) 效率计算主模块的输出功率p m 。被分成两部分p d 和p s ，其大小取决于c 1 、 c 2 上的电压关系，即 t7 一 p d ( t ) = 了r i 导i 一p m ，( t ) ( 2 6 3 ) 单级并联式不问断高功率因数a c d c 变换器研究 p s ( 叭卜蔬峨一油t ) q f6