（材料物理与化学专业论文）高速低电压流水线adc设计.pdf

摘要 摘要 作为高速混合信号电路的一个重要模块，低功耗流水线结构的数模转换器近 年来越来越受到重视。 作者在c m o so 6 u m 工艺基础上，给出了实现一个电源电压为1 6 v 、采样频 率为2 0 m s s 、1 0 比特流水线a d c 的设计实例。为了设计作为模数转换器中主 要部件的采样保持电路，得到具有快速建立时间的o t a ，作者采用了具有6 个 参数的小信号数学模型，并用m a t l a b 程序对这6 个参数进行扫描，得到最优 化设计，该方法大大提高了设计效率和设计可靠性。s p i c e 仿真表明：负载2 5 p f 的o t a 在1 6 n s 只内建立精度达到2 之内，功耗约为9 r o w 。 在不同级的功耗分配上，作者也给出了适合于该a d c 特点的具体功耗递减 方案，实现了在性能和规模之问的起好折衷。 实验结果表明：a d c 的整体功耗为7 2 m w ，采样1 m h z 的正弦输入信号时 a d c 的s n d r 为5 85 d b 。 关键词：流水线a d c 、低电压、建立时问 中图分类号：t n 4 7 a b s t r a c t a b s t r a c t a sa ni m p o r t a n tc i r c u i tb l o c ki nt h eh i 【g h s p e e dm i x e d s i g n a ls y s t e m ，p i p e l i n e a dc o n v e r t e rw i t hl o w p o w e rd i s s i p a t i o nh a sb e e nw i l d l yr e s e a r c h e di nr e c e n ty e a r s b a s eo nac m o so 6 u r np r o c e s s ，a ne x a m p l eo f2 0 m s s1 0b i t sp i p e l i n ea d c o n v e r t e rw i t h1 6v o l t sp o w e r - s u p p l yh a sb e e nd e m o n s t r a t e d i no r d e rt od e s i g na f a s ts a m p l e a n d h o l db l o c k ，t h em o s ti m p o r t a n tb l o c ki nt h i sa dc o n v e r t e r , a n da l s o t 0i t g h i e v et e s s s e t t l i n gt i m eo fo t a a “d k e c t l y ”s m a i i s i g n a lm o d e lo fo t a c o n t a i n i n g6f a c t o r sh a sb e e ng i v e nd e s i g ne f f i c i e n c ya n dr e l i a b i l i t yh a sb e e n r e m a r k a b l yi m p r o v e db ys c a n n i n gt h e6f a c t o r sw i t hs o f t w a r es u c ha sm a t l a b s p i c e s i m u l a t i o nd e m o n s t r a t e dt h a th a v i n g2 5 p fl o a d i n g t h eo t aa c h i e v e2 “1a ne r r o r w i t h i n16 n ss e t t l i n gt i m e ，a n di t sp o w e ri so n l y9 r o w f o rp o w e rd i s t r i b u t i n g ，ap o w e rs c a l i n gp l a nh a sb e e ng i v e nf o rt h i ss p e c i f i ca d c o n v e r t e ga c h i e v i n gg o o dt r a d e - o f f b e t w e e np o w e r , a r e aa n dp e r f o r m a n c e s i m u l m i o nr e s u l t sd e m o n s t r a t et h a tt h et o t a lp o w e ro f t h ea dc o n v e r t e ri s7 2 m w ； t h es n d ri s5 8 5 d bw i t h1m h zs i n u a t ei n p u t k e yw o r d s ：p i p e l i n ea dc o n v e r t e ll o w v o l t a g e ，s e t t l i n gt i m e c l cn u m b e r ：t n 4 7 第一章前言 第一章前言 纵观人类社会发展的文明史，一切生产方式的重大变革都是由新的科学发明 而引起的。新的科学技术革命推动着我们这个世界不断向前发展。 当前，我们正处在一场新的革命之中，即以微电子技术为核心的电子信息技 术。从1 9 5 8 年以t i 的科学家基尔比( j a c kk i l b y ) 为首的研究小组研制出了世 界上第一块集成电路开始，i c 产业就以1 3 、集成度以4 6 的年增长率持续发 展。 在发达国家的发展过程中体现出这样一条重要规律，即电子工业增长速率一 般为g d p 增长速率的3 倍，而集成电路这一电子工业的核心产业的增长速率又 是电子工业的2 倍。预计在2 0 0 7 年左右，微电子产业的产值就将超过钢铁产业。 在经济、军事、通讯等领域都起到了十分重要的作用。 随着信号处理和无线移动通讯的发展，对集成电路提出了高速、高精度、高 可靠性和低电压、低功耗、低噪声等发展要求。同时，s o c 设计理念的发展也 对传统的集成电路设计方法造成了很大的影响和冲击，其发展重点已经转向集成 电路的模块化设计和利用i p 核( i n t e l l e c t u a lp r o p e 啊) 复用的s o c 设计。 在信号处理过程中，自然界的模拟信号首先要经过a d 转换器( a d c ) 变换 成数字信号，送到d s p 中，所得的数字信号结果由d a 转换器送出。p r g r a y 教授形象地将这一结构比喻成鸡蛋的蛋壳、蛋青、蛋黄。 作为信号处理的重要模块之一的模数转换器( a d c ) ，从上世纪8 0 年代开 始，随着市场需求的不断提高和c m o s 工艺技术的发展，a d 转换器有了前所 未有的发展。 随着s o c 技术的不断发展，a i d 转换器也经常作为系统中的一个模块，同 如r f 电路、d s p 模块、m e m o r y 模块一起集成在同一芯片上。因此，对于a d 转换器的抗噪声能力和精度提出了新的更高的要求。加之该类产品多为移动产 品，对a d 转换器的低电压、低功耗设计也提出了新的要求。 大体上，流行的a d 转换器有以下几种类型： 1 ) 快闪( f l a s h ) 式a d 转换器：由于其全并行信号处理的特点，在现有的 结构中速度最高，输入到输出延迟最小。文献b l p 分别报道了两款6 比特，采样频 率分别为1 2 g s s $ 1 1 3 g s s 的f l a s h a d c 。但随着分辨率的增加，其内部元件数目 呈几何级数增加，同时对电阻等元器件精度和匹配特性提出非常严格的要求。 2 ) 子区式( s u br a n g e ) a d 转换器：这一结构通过将转换范围和信号分布 第一章前言 来换取电路规模和功耗的减少，将f l a s h 式a d c 的整个转换过程分拆成两步， 降低了功耗、元器件个数和面积。但是，这一结构以多级串行转换只得到一次输 出的工作方法大大降低了a d c 的转换速率。 3 ) 折叠和插值( f o l d i n ga n di n t e r p o l a t i n g ) a d 转换器：与前一结构相同， 该类a d c 水 转换分为粗量化( c o u r s e ) 和细量化( f i n e ) 两部分。所不同的是将 两者并行处理，提高了速度。但这一结构还是限制了输入信号的带宽，而且对 m o s 的跨导( g m ) 和匹配精度提出了很高的要求，不利于c m o s 实现。 4 ) 逐次逼近式( s u c c e s s i v e a p p r o x i m a t i o n ) a d 转换器：这一结构每个时钟 周期只完成其中一位的量化，所以只用一个比较器。规模上的优势导致了其在速 度上的劣势：n 位的逐次逼近式a d 转换器需要至少n 个时钟周期才能完成整 个a d 转换过程。 5 ) 流水线结构( i i p e l i n e d ) a j d 转换器：该结构是在子区各级之间加入采样 保持电路，使它们可以同时工作，形同流水线，大大提高了转换速率。而且，每 级的电路结构相同，给电路设计者也带来了方便。 6 ) 并行处理结构( p a r a l l e l ) a d 转换器：将多路结构相同的a d c 并行组合 起来，使它们对同一信号在时间上轮流采样，以实现高速的目的。但是由于不同 的通道之间失配等问题，使之很难保证很高的精度。 7 ) 过采样( ) a d 转换器：通过过采样的方法以时间精度来换取幅值上 的精度，但过采样技术而使得输入频率的上限受到影响，所以这样的高精度a d c 般只能工作在中、低频。 8 ) 单电子( s i n g l ee l e c t r o nd e v i c e ) a d 转换器：利用单电子分立能量的特 点而将其应用于实现a d c 的一种尝试性研究【2 引。 流水线结构a d 转换器以其高速、高精度、较低的功耗和级间设计可重复等 特点成为近年来a d c 研究的热点，其主要的研究方向有：采样保持电路建立时 间优化的研究、电容间失配的研究、应用于高于l o 比特精度a d c 的数字校准技 术的研究等等。 国内外的研究热点和现有水平 近十年来，仅在i e e e 上发表的流水线结构a d c 论文就有3 5 2 篇之多，这一 研究领域一直是国内外的热点之一，而许多研究主要集中在： 1 ) 从体系结构的角度缩减功耗开支：例如，文献【3 提出了一种双相时钟采样 的流水线a d c ，通过两套采样保持电容组交替工作，虽然电路中没有增加放大 器的个数和a d c 的功耗，但是采样频率却提高了一倍。 2 ) 精度大于1 0 比特a d c 的校准算法研究：一般采用后端数字校准技术提 2 第一章前言 高a d c 的精度和鲁棒性( r o b u s t ) 。如：文献h 介绍了一款1 5 比特，4 0 m s s 的 后端自校准流水线a d c 。 3 ) 削减电容误差：文献 5 1 采用了四相时钟的时序，通过求电容电荷平均的方 法降低了误差，实现了一款精度为1 4 比特的流水线a d c 。 4 ) 适用于s o c 的a d ci p 核：这一类的研究主要着眼于在低功耗和高速高 精度之间的平衡和i pc o r e 的复用。文献1 6 在o 1 8 u m c m o s 工艺的基础上实现了 一款1 2 比特、1 2 0 m s s 的a d c ，其功耗只有9 7 m w 。 本文的工作 本文以在0 6 p 。m c m o s 工艺基础上实现一款电源电压为1 6 v ( 该工艺标准电 源为3 3 v 或5 v ) 、采样速率2 0 m s s ，1 0 比特流水线结构a d 转换器为例，重 点讨论了在低电压设计条件下，如何在功耗和高性能之间做出优化。阐述了作者 所提出的基于模型参数直接扫描的方法，以逼近高速精确乘2 电路最优设计：讨 论了一种在低电压情况下所采用的高速开关：阐述了适于本流水线结构a d 转 换器的级间功耗递减优化方案。最后，并在此基础上完成了整个a d c 的设计、 仿真工作。 本文共分为七章： 第二章介绍低电压设计的难点和重点要解决的问题：介绍1 5 比特每级流水 线结构a d 转换器的体系架构和各模块的线路特点；介绍了对放大器建立时间、 开关电容电路等的研究背景。 第三章介绍了作者所采用的低电压开关；重点介绍作者在设计高速精确乘2 电路中所应用的功耗与速度的优化方案。 第四章本a d 转换器中其他模块的设计 第五章基于噪声分析的功耗逐级方案。 第六章本a d 转换器的仿真结果。 第七章总结、对未来工作的展望。 第二章背景介绍 第二章背景介绍 本章首先简要介绍a d c 的基本特性。之后，讨论在低电压条件下模拟电路 的设计难点、重点。此后，分别对放大器建立时间和采样电路做简单介绍。 第一节a d c 的基本特性 1 a d c 静态特性参数 ( a ) 图2 - 1 1( a ) 理想a d c 的传输曲线( b ) 时域量化误差 如图2 - 1 1 ( a ) 一个理想3 比特a d c 传输特性曲线，每个台阶的高度是 噘m 一1 ( f s n n x n n i n ，这里b i t = 3 ) ，习。n 上n 之n1 + l s b 。传递 特性曲线和理想曲线之间的误差为量化误差，a d c 的量化误差要主l s b 2 。当 b i t 0 0 时，量化误差为0 ，a d c 的传输曲线变为理想传输曲线。 _ 一8 第二章背景介绍 = ( 2 1 ) 一般地，用于考察a d c 的静态特性基本有一下几个参数( 图2 - l 一2 ) ： 1 ) 微分误差( d n l ) ：指实际转换特性曲线中所有台阶宽度和理想台阶宽 度( 1 个l s b ) 之差的最大值。 2 ) 积分误差( i n l ) ：指实际转换特性曲线中的量化参考值与理想量化参 考值之差的最大值。其中，量化参考值是量化区间边界对应的模拟输入量。 3 ) 增益误差( g a i ne r r o r ) ：包括线性和非线性两部分。 4 ) 失调( o f f s e t ) 。 2 a d c 动态特性参数 动态性能是反眵d c 对以一定频率输入的交流信号进行转换时的特性，因此 这些特性与a d c 的转换速率以及输入信号的频率和幅度有关。通常，动态性能均 从频域来衡量，主要包括= _ s n r 、s n d r 、s f d r 和e n o b 。 s n r ( 信噪比) 指在a d c 输出端，输出信号功率( p 。i ) 与输出噪声功率 ( p n o i s e ) 之比： 洲= 1 0 1 0 9 i 。( 罟) 例 ( 2 2 ) 理想n 比特a d c 的信噪比为： f s ：2 0 1 0 9 l 。( i - 7 么盟兰一) ：6 0 2 + 1 7 6 ( 船) ( 2 3 ) 7 ( 2 。“一1 ) d - 5 s n d r 指a d c 输出端信号功率与输出噪声、谐波功率之和的比。通常使用 正弦信号进行测量，有时s n d r 也被称为s i n a d ： 蚴刮叱o g , o ( 赢( d b ) ( 2 4 ) 对应同一频率，不同的输入信号的幅度会有不同的s n d r 值( 图2 - 1 3 ) ， 往往峰值s n d r 所对应的输入幅度会略小于满度输入f s 。 s f d r ( 无杂散动态范围) 是指a d c 的输出信号与最大功率谐波 ( m a x 屹 ) 之比，它可以被认为是a d c 所能处理的最大和最小信号之比： 册r = 1 0 l o g 、o ( m a ) ( u s 耐 抛) m a x l f j n l 5 而生一万 第二章背景介绍 e n o b ( 有效位数) 的定义是： ：s n d r - 1 7 6 d i bi - 2 鬲0 l o g ( 2 a o 一f s ) e n o b ( b i t ) ( 2 6 )= () 6 0 2 拈 、。 其中。以是输出正弦波的幅度，f s 是总的动态范围，即满度范围。 8 0，7 06 05 04 03 0- 9 0- 1 00 h 、p u ta m p l i t u d e ( d b f s ) 图2 - 1 3 不同输入幅度下的s n d r 曲线 第二节低电压设计 随着集成电路的发展，电路的功耗问题显得越来越突出和棘手。如( 2 7 ) 式， 电路的功耗由两部分组成：正比于电源电压v d d 的静态功耗和正比于电源电压 平方v d d 2 的动态功耗。 p i 。n c 4 | r v j 寸i 。v d dq 由此可见，降低功耗的最有效方法就是降低电路的电源电压。集成电路的 一个重要的发展趋势是对于低电压电路的研究。随着工艺的进步，2 0 0 4 年数字 集成电路的电源电压己下降到12 v 。据i t r s ( i n t e r n a t i o n a l t e c h n o l o g y r o a d m a p f o rs e m i c o n d u c t o r s ) 2 0 0 5 年预计：到2 0 0 8 年会下降到9 0 0 m v 甚至更低。 同时，s o c ( s y s t e m o n c h i p ) 的发展也对低电源电压的模拟电路提出了更 大的要求。但是模拟电路电源电压的下降速度却大大落后于此，降低模拟电路 的电源电压会遇到更多的问题： 6 第二章背景介绍 图2 - 2 1i t r s2 0 0 5 年对电源电压的预测曲线 1 ) 噪声串绕的问题：随着工艺水平的提高，电路的电源电压出于保证线路 和器件的可靠性等原因逐步下降。相对于数字电路而言，模拟电路设计人员要 花更多精力来提高模拟电路的抗串绕、抗噪声能力。 2 ) 增益的下降：随着电源电压的下降，分配到电源和地之间的每个m o s f e t 的v d 。也会随之减小，导致m o s 的g d 。增加。由于c m o s 放大器的增益是g m g d s ， 所以比较不同电源电压下线路的性能。不难发现：降低电压也带来了许多新的 问题。附录i 给出了其数学推导。 岔 3 j 涸 磐 ol23456 v d d ( v ) 图2 - 2 2 电压对增益的影响 3 ) 动态范围、速度、功耗之间的折衷更加困难。以共源( c o m m o n s o u r c e ) 放大器为例，它的动态范围v d d - 2 * v d 。将随v d d 的减小以更快的速度减小。例 如：设v d s a t = o 5 v ，v d d 由5 v 下降5 0 至2 5 v ，动态范围则要从4 v 下降6 2 5 至1 5 v 。若为了保持动态范围和v d d 之间的比值则需要减小v d s a 。，p m o s 和 n m o s 的尺寸随之增加，导致输出电容增加，电路的带宽下降。所以，设计者 7 钙踮拍加坫加0 0 第二章背景介绍 就需要在动态范围、速度、功耗等多方面做出更好更高效的折衷。 l2 艋0 8 彗叭 * 0 4 0 2 0 o2 3 4 56 v d d ( v ) 图2 - 2 3 电压对带宽的影响 可以说，微电子这一领域越是发展，对低功耗的研究也就越会成为热点口l 。 迄今为止，人们对这些问题已经做了大量的研究工作，也相继发展出了很多的 低电压、低功耗设计思想，如： 1 ) 采用体驱动的m o s 管作为放大器的输入差分对管 8 1 ：其特点是使输入 管工作在亚阈值区，降低了所需的工作电压。但其缺点是输入级跨导g m 较小， 直接影响了放大器的带宽，因此该方法一般只能用在低频系统中。 2 ) 片上电荷泵【9 转换：较低的系统工作电压通过电荷泵升压后作为模拟电 路的电源电压。但是这种方法不仅损失了一定的功耗，同时还引入了一定的开 关噪声。 3 ) 浮栅器件【l o 】：由于需要特殊工艺，使得此方法受到了一定的限制。 4 ) 电流驱动体效应( c u r r e n td r i v e nb u l k ) 结构：降低输入管的j v t h _ p p l ， 间接达到减小最小可用v d d 的目的。 5 ) 一些新的线路结构：如s e l f - c a s c o d e 结构和l e v e l s h i f t e r 结构【7 】等等。 第三节流水线模数转换器的原理 1 流水线a d c 原理 如图2 3 1 ，流水线a d c 包括时钟生成电路、n 级流水线转换结构、最后 级f l a s h a d c 、延迟对准寄存器阵列以及数字校正电路。从某一电压的整个 转换过程看，其过程是串行的：模拟输入要经过所有级的a d 转换和延迟对准 电路，最后经数字校正电路才能得到对应的数字输出。但是从时间上看，流水 8 第二章背景介绍 线的每级在每个时钟周期内都会做一次a d 子转换，所以整个a d c 每经过一 个时钟周期都会有一个数字输出，只是这个数字输出序列比相应的模拟输入都 延时了固定的时钟周期。这样级与级间就是并行处理，a d c 的转换速率只由控 制每一级的时钟频率所决定，保证了a d c 的高速率转换。 每一级子a d 转换结构由一个s u b a d c 、一个s u b d a c 、减法电路和精确 乘法电路构成，称为m d a c 电路( m u l t i p l y i n gd ac o n v e r t e r ，即流水线a d c 中的每个子级) 。s u b a d c 采样从前级所得到的电压输出值并做k 比特的a d 转换，s u b d a c 再将这k 比特数字输出转化成模拟电压，通过减法电路将这一 模拟量从本级的模拟输入中减去，所得余量再经过精确乘法电路放大2 “倍，输 出到下级并重复这一过程，最后一级的输出送到k n + 1 位f l a s h a d c 。由于每 一级都有采样保持电路，所以可以实现级间并行处理；又由于每一级的m d a c 电路是相似的，所以这大大降低了设计者的设计强度、缩短了设计时间。图2 3 1 也给出了每一级m d a c 电路的输入一输出特性曲线。 时钟生成电路生成两相不交叠时钟，控制n 级流水线转换结构中的每一级 m d a c 电路在采样和做乘法并保持之间切换。在时钟的控制之下，前一级作保 持( 嘶) ，后一级则采样( 0 s ) ，奇数级的采样相时钟和偶数级保持相时钟相同， 反之亦然。 对于同一模拟输入，各级输出延时周期是逐级递减的，而延迟对准寄存器 阵列在时钟的控制下将各级的数字输出延时周期逆向递增，最后使每一级的数 字输出在时间上对齐。因此，延迟对准寄存器阵列又称为时间对齐电路。最后， 经过数字校正电路得到最终的数字输出。 9 第二章背景介绍 簟瓣 ；j 一l 。 图2 - 3 1 流水线结构a d c 的结构原理图 2 1 5 比特级流水线a d c 原理 流水线结构a d c 的子级一般有2 比特级、1 比特级、1 5 比特级、2 5 比 特级等。最早出现的1 比特级原理如图2 3 2 ：从v r 到十v r 之间只有一个判决 电平，使之得到0 和1 两种数字输出，之后再将输入和输出的差值乘以级间放 大倍数2 ，送到下一级a d c 。但是由于实际电路都存在一些非线性因素，如比 较器的失调、运放的失调、电容不匹配等等，它们可能会导致a d c 判决错误； 或者导致输出到下一级的模拟量超过每一级的输入范围，使电路工作在非线性 区。 圪1 鲜 。 - g ， 巧嚣 咒 图2 - 3 21 比特级a d c 输入输出特性曲线 1 0 第二章背景介绍 v u 。? 八m 1 0 ， v 图2 - 3 ，32 比特级a d c 输入输出特性曲线 为了提高电路抗干扰的能力，一般都要人为引入一定的冗余。比如2 比特 级的a d c 就引入了1 比特的冗余，仍保持了级间倍数为2 。最后再由数字校正 电路得到全部数字输出，其传递特性曲线如图2 3 3 。 11 7 7 i + 厶3 暖。i j 。 。 图2 - 3 - 41 5 比特级a d c 特性曲线图2 - 3 51 5 比特级a d c 子级结构 近年来发展出的1 5 比特级技术是由s t e p h e n ll e w i s 1 2 】【1 3 1 在1 9 9 2 年提出 的。图2 3 4 给出了其输入输出特性曲线。从一v r 到+ v r 之间只有两个判决电平： 一v r 4 和v r 4 ，使之得到三种数字输出：o o 、0 1 、1 0 。而1 5 比特级d a c 功能 也由模拟开关根据a d c 的数字输出在v r ，o ，一v r 中进行选择。由于i 5 比特 级考虑了适当的冗余来降低部分非线性因素引起的误差，只要这些非线性因素 之和小于v r 4 ，那么它们在最后的数字校正中就可以被完全抑制。相对于2 比 特级子电路在硬件上至少减少了个比较器，近年来这一结构非常流行，它也 是本文采用的子电路结构。 1 5 比特级m d a c 的传递函数满足： ( 0 2 5 x ，) 。( - o 2 5 x ，0 2 5 x ) ( 2 8 ) ( 一，一0 2 5 ) 1 5 比特级子电路中人为引入的o 5 比特冗余在最后的数字校正逻辑中通过 下边的算法得到最终的结果： 1 ) 每一级的a d c 输出结果送入暂存单元，一个流水线周期后，通过时间 1 1 叻 一 十 2 2 2 ，c、，l = 第二章背景介绍 对齐电路将各级结果( 高位m s b ，低位l s b ) 同时送入数字校正电路中。 2 ) 按照公式从第一级到最后一级错位相加，得到实际输出，( 公式中角标d 指修正前的数字值，c 指修正后的数字值) l s b i _ c = m s b i ，1 一co l s b i d( 2 9 ) m s b i c 2 m s b i _ d + m s b - 1c l s b i d( 2 1 0 ) m s b b 1 0b 9b 8b 7b 6b l m s b 9c ，l s b 9c ，l s b 8c l s b lc 生成1 0 比特a d c 最后的数字输出 序列b 1 0 b 1 。 由于1 5 比特级结构只能降低由于比较器失调所引起的非线性效应，所以 在更高精度的流水线a d c ( 一般认为 1 0 比特) 中还需要其他误差校准技术来 降低如电容匹配所引起的非理想效应。 第四节放大器建立时间分析 在1 5 比特级流水线a d c 中，最关键的部分就是m d a c 电路的设计。通 常，在m d a c 电路中的运算放大器的建立时间是整个流水线a d c 速度的决定 因素。因此，设计快速建立时间的o t a 就成为了问题的关键。一直以来，对于 这一问题的研究也成为了模拟电路的研究热点。 邺：豁l l 一嚣一a z ，】凶湔一1 一：麓r _ 麓，f + 磊：- 一 l 一，。蕊e ：1 o t a 的大信号响应过程分为两部分非线性过程s l e w i n g 部分和线性过 1 2 e璐啪 昭m娅m 船脚搬m 啪 b船 第二章背景介绍 程的s e t t l i n g 部分：大信号输入时，o t a 的输入对管一个处于饱和区，另一个 处于截至区，电路并不满足小信号模型分析假设，只能视为偏置电流对负载电 容充放电；当输出逐渐接近输入时，两输入对管均工作在饱和区，电路工作状 态符合小信号模型分析的假设，一般采用极、零点分析的方法分析o t a 瞬态响 应。经过建立时间( s e t t l i n gt i m e ) ，输出值与期望终值误差小于一定的误差d 。 图2 - 4 1 示意了建立t , t n 的组成。 根据 “】的论述，考虑一个小信号传递函数中只含有两个极点的放大器的单 位增益反馈回路： 4 ( s ) ：旦生 ( 2 1 1 ) 1 + a ( s ) 为 其中 邪) 2 巧瓢a o ( 2 1 2 ) 建立误差d 和放大器最快建立时间对应的相位预度织，( m s t ) 之间的关系 丸c m s t ) , - 9 0 - t a n - 。 掣掣 亿 d 丸( m s t ) 1 7 0 o o 1 7 3 。 2 一“ 7 3 7 。 o 0 1 7 4 4 。 o7 6 。 表2 - 4 1 敬极点放大器建立误差和相位裕度的关系 第五节采样开关 1 采样开关 v i “毫u t 机工。 厂 厂 l ： 卜t = 1 1 f s 一 图2 5 1 采样开关 第二章背景介绍 在大部分a d c 电路中都会用到，f 关电路。如图2 - 5 1 ，工作频翠为f s 的采 样电路简化模型。输入值经r c 延时电路，在t 2 后所建立的输出值与输入值 的误差应远小于一个l s b ( 一般认为控制在l s b 1 0 左右) ： 等半硎一心) - 专 亿t 。， 账 胞可去嘉。器 眨，s ， r 。磅瓦0 瓦7 2 面 ( 2 1 6 ) 一般的m o s 开关工作在线性区，所以其宽长比： 扮商暑麓 仁 此外，还要对采样开关的输出进行f f t 分析，使总谐波失配( t o t a lh a r m o n i c d i s t o r t i o n ) 在一定范围之内【6 】，理论上这与式( 2 1 7 ) 是等价的。但是，实际情况 往往比较复杂，还要考虑到寄生的电阻电容。而且f f t 分析更加直观，所以通 常在中的理论计算得到凡。之后还用瞬态仿真来验证t h d 。 2 采样电容 1 ) 在c m o s 工艺中，电容一般有：结电容( j u n c t i o n c a p a c i t o r ) 、金属一金 属电容( m e t a l m e t a lc a p a c i t o rm i m ) 、多晶一多晶电容( p o l y - p o l yc a p a c i t o rp i p ) 、 栅氧化电容( g a t eo x i d ec a p a c i t o r ) 等等。在d r a m 工艺中，还常常用到沟渠电容 ( t r e n c hc a p a c i t o r ) 。 电容的大小、误差、失配与其面积( w x l ) 、介质浓度、介质厚度。) 、温 度和其两端电压相关【1 5 】： c ：e o g r w l ( 2 1 8 ) ： ( 监) ：+ ( 譬) ：+ ( 罟) ：+ ( 争：手 ( 2 1 9 ) 占甜z 甜 厶 对于单个大电容丽言，造成其误差的主要因素是在一个较大区域内s 。和 ，。的波动。开关电容电路通常使用单位电容阵列，这样的做法提高了电容之间 的匹配度。所要注意的是：在实现非单位值电容时要保证其周长和面积t k ( p a ) 与单位电容保持一致。定义所希望的长方形非单位值电容为单位电容值的k 倍： 4 第二章背景介绍 k = 鲁= 鲁= 等= 鲁= 盟2 s j c z z o ， c l4s 墨 、7 所以有方程： w 2 l + 2 厶= k ：s 2 7 硒 ( 2 2 1 ) 解得：彬，厶= s ( k k 2 一定) ( 2 2 2 ) 电容的随机误差与其边长s 成反比( c + 为单位面积电容值) ： 鲁2 毒s 亿2 3 ， c 1 e 。 7 随机误差一般符合高斯分布，4 的值一般在2 5 5 之间。例如4 = 5 u m ，对于1 f f u m 2 的p o l y p o l y 电容而吉，一个1 5 u m 1 5 u r n 的电容控制电 容值误差在1 内，可以达到3 6 ( 9 9 7 ) 的良率。 2 ) 寄生电容效应： 所有c m o s 集成电容都不能简单视为两端器件，而应作为三端器件：电容 的上下两个极板分别与地之间存在寄生电容。由于下极板于衬底距离更近，所 以往下极板的寄生电容更大，一般： j 书加0 1蚴) lc 6 。= c x c t 、7 出于噪声的考虑，尽管增加一定的功耗，用于反馈的电容下极板一般都应 接在放大器的输出端。 图2 - 5 2 三端电容示意图 电容类型c ( t f u m 2 、 匹配精度温度系数电压系数 a 栅氧化电容 2 2 2 7o 0 5 5 0 p p m 。c5 0 p p m v o 1 5 多晶一多晶 电容 o 8 1 00 0 5 5 0 p p m 。c5 0 p p m v 0 0 5 i 多晶一金属 o 0 21 0 0 2 2 51 5 0 i 电容 表2 - 5 1 常见电容参数表 第三章电路关键拓扑结构的分析与设计 第三章电路关键拓扑结构的分析与设计 本文第二章已对1 5 比特级流水线a d c 的基本架构有所阐述。在整体结 构上，结合本文的设计指标和出于设计简化考虑，作者并没有采用 1 6 【1 7 】的8 级 m d a c 电路加最后一级2 比特f l a s h a d c 结构，而是采用了9 级m d a c 电路 加最后一级1 比特f l a s h a d c 的结构。 第一节低电压采样开关的设计 1 c m o s 传输门 通常所使用的c m o s 传输门的跨导是并联的p m o s 和n m o s 两者跨导的 和。如图3 - 1 。1 ，在一般电源电压条件下，c m o s 传输门的跨导值存在一恒定区 域，但在低电源电压( v d d 掣( 3 9 ) 本文a d c 的精度为1 0 比特，所以放大器增益指标要求为8 0 d b 左右。 2 ) 有限建立时间引起的建立误差：考虑所采用的时钟具有两项不交叠性和 后级采样开关的r c 延时会减少o t a 真正可用的建立时间，所以一般要求o t a 在t s 2 的2 3 内建立误差小于1 2 目川的输出信号。对于一个2 0 m s s 、1 0 比特 a d c ，其t s 2 = 2 5 n s ，所以要求在建立时间1 6 n s 内输出简历建立误差在1 2 “ = 4 8 8 之内。 3 ) 电容失配：假设两个电容间的最大失配率为。附录i i 对几种典型的失 配组合情况进行了讨论。考虑图3 2 1 中四个电容c s l 、c s 2 、c f l 、c f 2 的失配 第三章电路关键拓扑结构的分析与设计 导致v o u t 最大误差发生在： c i = c 0 一a 2 ) c j l = c 0 + 2 ) ( 3 1 0 ) c 、2 = c ( 1 一a 2 )c j2 = c ( 1 + a 2 ) ( 3 1 1 ) = 城+ 一十) ( 篇) _ ( 。) ( 卷) 则： = 。+ ( k 。+ 一 乞。+ ) ( 1 一) 一( 一一i o c 一) ( 1 一a ) ( 3 1 2 ) = 2 。一 么。，一( 一 0 。) 考虑所有误差的叠加效应，所以要求电容的失配也要在l 2 剐，即1 2 “= 4 8 8 以内。 此外还需要考虑由o t a 失调失配、工艺误差、随机失配等引起的误差。 第三节采样保持电路的优化 作为流水线a d c 的主要构件，采样保持电路的速度直接决定了流水线a d c 的采样频率。而作为采样保持电路中的关键部件，运算跨导放大器o t a 就成为 了整个a d c 设计的重中之重。由于电源电压已经确定，所以恒定功耗o t a 问 题就转化为如何在恒定电流下通过一种快速优化算法得到符合设计标准的高速 建立时间的高增益o t a 。 以往很多的研究工作都是用先得到电路的传递函数，再通过极、零点分析 确定带宽、相位裕度和建立时间之间的关系，给出最快建立的情况。并根据以 上的分析确定出每个m o s 的宽长比。 通常，这样的方法多适用于传递函数为二阶放大器的系统【l 。为了达到更 快的建立时间，本文的作者沿用了c a s c o d e 补偿结构的o t a 6 】 1 8 j ( 图3 3 1 ) ， 共模反馈则采用普通的开关电容共模反馈电路。与通常的m i l l e r 补偿结构o t a 相比，这一结构具有相同的增益，更高带宽，更短的建立时间的特点。它的传 递函数中含有三个极点和两个零点。 1 文献【1 6 】的优化方法 对于c a s c o d e 补偿o t a 的优化，文献 1 6 的方法是通过小信号模型分析得到 的反馈回路的传递函数h ( s ) ： l - s 2 盟 日( 3 弓1i 互了写豆互= 写g m 3 9 了m 9 疆巫砸3 1 2 ) ，g mg m 9饱mg 。3j g m g 。3 9 。9 2 1 第三章电路关键拓扑结构的分析与设计 v d d 耶，。亭菘鞴 四 其中 上 = z 0 盈：丝竺 c c2 1 5 0 m v( 3 2 2 ) 为了减小c l 将m 4 的v d s a t 略微加大之外，每个m o s 的v d 。可调节范围并 不大：取v a s a t = 1 5 0 m v ，v a s 3 0 0 m v 。 综上所述，c a s c o d e 部分的m o s 尺寸与1 2 强烈相关，可以近似视为m o s 的尺寸只与1 2 成正比，可以满足( 3 2 0 ) 式。 3 ) 电流为1 3 的部分：输出管m 9 、m l o 的w l 由输出范围限制，m 9 、m l o 的v d s a 。也取1 5 0 m v 左右，这一支路内的m o s 也满足( 3 2 0 ) 式。 4 ) 电流为i i 的部分：由于输入管v d s a t l 不确定，g 。】和c i 没有直接关系， 不满足( 3 2 0 ) 式。作者在这里增加一个f m l 因子，以描述m 1 的寄生电容和g 。之 间的关系： ：( 争( 一) z ：箍，。攀，： 。2 3 ) ：f ! 监盘1 f 生二堡) z 、。 ，。1 这样对确定的i i ，通过( 3 2 3 ) 式，只改变f m l 就可以直接得到m l 一端寄生电 容c x 和g 。1 之间的数学关系，设c x i * 为单位面积电容值。 鼬：( 华l ) ( 等马 ( 3 2 4 ) c x i c x ；z , x ( 3 2 5 ) 在做优化扫描之前，先要设定三股电流的基准大小：f 、，将电路的 直流性能用h s p i c e 调整好。这样在h s p i c e 的报告文件( + 1 i s ) 中可以得到所有 m o s 在这一仿真条件下的节点电容口、盛，和g d s 0 如前所述，在不改变m o s 偏置条件的前提下可以保满足( 3 2 0 ) ，得到这些“单位参数”下口和g ：。的准确 值是扫描的基础。 这里要说明的是：作者并没有简单的采用工艺库中提供的参数手工计算， 因为这样会产生很大的误差，不可能得到正确的“基准信息”，而用基于h s p i c e 仿真的参数会准确一些。当然，用基于版图提取网表文件做后仿真所得到基准 参数是更精确的解决方法。由于实验条件和时间所限，作者选择了前者，但基 于h s p i c e 的“基准参数”已经完全可以说明和验证作者新思想和方法。 这样，虽然i i 、1 2 、1 3 的大小并不确定，但却可以设置其总量l 。= + 厶+ 厶 为一个恒定电流，符合本节开始所提出的前提。每一路电流给按一定比例系数 、f 2 、f 3 缩放，则： 2 6 第三章电路关键拓扑结构的分析与设计 i 。= i ：+ f z + 、i ；0 2 6 ) 这样，( 3 1 9 ) 式中所有的变量，都可以用i t o t a l 、f l 、f 2 、f 3 、f m l 和c c 来描述： c 1 = z ( c 。l 。+ q 。) _ = 疋( c 。+ c ，) c 2 = 五( 吒+ c ，) 埙。 ( 3 2 8 ) c 3 = 六( c 二，+ q 。) + g 一。+ c ，一。+ c c 。 c ， 产丽知衰丽 o 2 9 )。 彳( 。+ u 。) + g + q 7 这样，小信号部分的建立时间t s e t t l i n g = t s e t t l i n g ( i t o t a l 、f 1 ，f z ，f 3 ，f m l ，c c ) 。 以上所有的讨论都是基于无限增益的假设，只考虑了s e t t l i n g 误差。进一步 地，本文作者还考虑了有限增益引起的误差，和大信号的增益衰减。 上 学：一卫= 土 ( 3 3 0 ) 1 圪。1 。 一l + a u 爿厂 胙万j i 了了g ：i i 。f 忑li 丽彘( 3 s t ) 憾小砉啦。堋筹+ 半乳9 + 乳” jl l ， 一i s 口f 图3 - 3 5o t a 输入电压一输出电流特性 如图3 3 5 ，o t a 的输出电流和电压关系：在大部分时间下电路还是处于线 性状态圪 l v g s v t l l l ， 则需要用大信号分析电路的上电时间。为了使模型更加精确，本文作者在模型 中还是考虑了大信号上电过程所用的时间( t s l 。) ，它主要由压摆率( s l e w r a t e ) 决定： 2 7 卯0 戚戚眩 = i l = 第三章电路关键拓扑结构的分析与设计 。= 等( 3 3 2 ) 图3 -