（电力系统及其自动化专业论文）氙灯用软开关电源研究.pdf

哈尔滨工程大学硕+ 学位论文 a b s t r a c t ad o u b l ec u r r e n tr e c t i f i e rp h a s e s h i f t e df u l lb r i d g ez v sp w m ( p sf bz v s p w m ) c o n v e r t o ri sd e s i g n e d t 1 1 i sc o n v e r t o ri sak i n do fl o wv o l t a g eh i g h c u r r e n t ( 4 0 a , 2 4 v ) p o w e rs u p p l yw h i c hi sc o n s t a n tc u r r e n tp o w e rs u p p l yu s e dt o s u p p o r tx e n o nl i g h tw h e ni ti sw o r k i n g t h ep u l s ew i 础lm o d u l a t i o ni sr e a l i z e d b yp h a s e s h i f t e dc o n t r 0 1 d o u b l ec u r r e n tr e c t i f i e rc o m b i n e dw i t hp h a s e s h i f t e df u l lb r i d g ez v sp w m ( p sf b z v sp w m ) i sak i n do f i m p r o v e dt e c h n o l o g yo ff u l lw a v er e c t i f i e rp sf b z v sp w m t i l i st o p o l o g yc a l lo v e r c o m et h ed i s a d v a n t a g e so ft r a d i t i o n a lf u l l w a v er e c t i f i e rp sf bz v sp w mc o n v e r t e r d o u b l ec u r r e n tr e c t i f i e rp sf bz v s p w mc a l la c h i e v eaw i d el o a dr a n g ez v sw i t h o u td u t yc y c l el o s i n g a tt h es a m e t i m et h es e c o n d a r yv o l t a g es p i k ec a nb ee l i m i n a t e d i nt h i sd i s s e r t a t i o n , t h et h e o r yo fd o u b l ec u r r e n tr e c t i f i e rf bz v sp w m c o n v e r t e rt o p o l o g yi sd e s c r i b e d t h ei n f l u e n c e so f d o u b l ec u r r e n tr e c t i f i e ra n df u u w a v er e c t i f i e ro nt h et r a n s f o r m e rp r i m 龇ys i d ea sw e l la st h ew h o l ec i r c u i ti np s f bz v sp w mc o n v e r t e ra r ea n a l y z e d b a s i n go nt h ep r i n c i p l ea n a l y s e s ，t h e s y s t e mh a r d w a r ec i r c u i ti sd e s i g n e da c c o r d i n gt ot h ed e m a n do fx e n o nl i g h t w o r k i n gp o w e rs u p p l y as o f ts w i t c hp h a s e - s h i f tc o n t r o l l i n gs p e c i a lc h i pu c 3 8 7 9 i sa d o p t e da st h ec o n t r o l l e r a tt h es a m et i m e ，t h em a i nc i r c u i t ，t h ec o n t r o lc i r c u i t a sw e l la st h ep r o t e c tc i r c u i ta l ed e s i g n e di nd e t a i l e d t h es e l e c t i o n so fm a i n c o m p o n e n t sa r ea l s om a d e f i n a l l y ，t h ek e yw a v e so ft h et w o c o r v e r t e r sa n dt h e s y s t e mo u t p u tw a v e sa r eg a i n e db ym a t l a b s i m u l a t i o n 而el a g - l e a dc o r r e c t i o n o ft h ew h o l es y s t e mi sf i n i s h e d t h er e s u l t ss h o wa d v a n t a g e so fd o u b l ec u r r e n tr e c t i f i e rp sf bz v sp w m c o n v e r t o ra n dt h ef e a s i b i l i t yo ft h ec i r c u i td e s i g n k e yw o r d s ：d o u b l ec u r r e n tr e c t i f i e r ；f u l lw a v er e c t i f i e r ；p h a s es w i t c hf u l lb r i d g e ； s o f ts w i t c h ；z e r ov o l t a g e 哈尔滨工程大学 学位论文原创性声明 本人郑重声明：本论文的所有工作，是在导师的指导下，由 作者本人独立完成的。有关观点、方法、数据和文献的引用已在 文中指出，并与参考文献相对应。除文中已注明引用的内容外， 本论文不包含任何其他个人或集体已经公开发表的作品成果。对 本文的研究做出重要贡献的个人和集体，均已在文中以明确方式 标明。本人完全意识到本声明的法律结果由本人承担。，1 作者( 签字) ：胆艄悄 日期： 砌c 7 年2 月鹚日 哈尔滨工程大学 学位论文授权使用声明 本人完全了解学校保护知识产权的有关规定，即研究生在校 攻读学位期间论文工作的知识产权属于哈尔滨工程大学。哈尔滨 工程大学有权保留并向国家有关部门或机构送交论文的复印件。 本人允许哈尔滨工程大学将论文的部分或全部内容编入有关数据 库进行检索，可采用影印、缩印或扫描等复制手段保存和汇编本 学位论文，可以公布论文的全部内容。同时本人保证毕业后结合 学位论文研究课题再撰写的论文一律注明作者第一署名单位为哈 尔滨工程大学。涉密学位论文待解密后适用本声明。 本论文( 囱在授予学位后即可口在授予学位1 2 个月后 口 解密后) 由哈尔滨工程大学送交有关部门进行保存、汇编等。 作者( 签字) ：菇单h 日期：7 印年j 月工矿日 导师( 签字) 姗9 年二月 哈尔滨工程大学硕士学位论文 1 1 课题的背景 第1 章绪论 电影放映是集光、声、电、磁、机械诸技术于一体的具有特色的综合技 术，电影放映机则是应用综合技术的机电产品，其中氙灯电源系统是实现电 影放映的核心单元。电影放映机中采用的光源大都是超高压球形弧氙灯( 简称 氙灯) 。放映氙灯不同于其他光源，它属于气体放电灯，氙灯是利用本身的正 负两个电极，在特定条件下进行极间放电，利用等离子体放电产生的点光源 发光。外界条件不同，弧光波长也不同，光谱、光强也不一样。氙灯的光谱 非常接近自然光，其还原性，色温等光学指标都是点光源的佼佼者。该灯输 出的光特性具有亮度大，发光效率高、光谱特性好、光斑集中、稳定性好、 使用寿命长、辐射色调接近于天然色调、清洁、方便、瞬间启动快等优点， 因此在绝大多数国家的放映系统中广泛使用。 在供电特点方面，氙灯光源触发点燃过程中，需要三种电压，即触发电 压，辅助电压及工作电压，其中工作电压是氙灯燃亮后正常工作状态下的电 压，它由氙灯电源提供，而触发电压和辅助电压均由氙灯触发器提供。直流 低压、大电流是氙灯燃亮后正常工作状态下的电源特点。本文针对氙灯的工 作特点对其工作电源进行研究。由于开关电源具有电源输出功率大、能够适 时地进行电路控制、电源效率高、电源系统具有较强的抗干扰能力和可靠性 等特点，因此被广泛应用于各类放映氙灯电源电路。 随着电力电子技术的发展，功率变换器在开关电源、不间断电源、c p u 电源、照明、电机驱动控制、感应加热、电网的无功补偿和谐波治理等众多 领域得到日益广泛的应用。这些电力电子设备逐步向小型化，高频化的方向 发展。电源的高频化能够有效减小电路中储能器件和变压器的体积以及重量， 是缩小电源的体积、重量的有效手段。 传统的硬开关技术自身存在着不容忽视的缺点，为了解决这一问题，在 改善开关器件自身性能的基础上，提出了软开关技术。软开关技术是开关过 程中开关器件的电压和电流波形不相交叠的技术，主要包括零电压开关 ( z v s ) 和零电流开关( z c s ) 技术。这一技术利用感性和容性元件的谐振 哈尔滨丁程大学硕士学位论文 原理，在开关过程中使电压或电流为零从而减少开关损耗。开关损耗的降低 使开关频率得以提高，从而可以减小开关电源的体积和重量，提高了效率。 同时，由于氙灯工作电源功率较大( 1 k w ) ，文中采用目前应用较为广 泛的移相全桥p w m 技术，它具有开关管无任何尖峰电压产生、电磁兼容性 亦很好( 对内外电磁干扰极小) 、开关器件损耗小、转换效率高达8 5 以上、 可靠性高、温升低等特点。 1 2 软开关电源的发展 1 2 1 开关电源的发展和趋势 开关电源电路是电力电子电路的一种，是电路中的电力电子器件工作在 开关状态的电源。这种电源作为线性稳压电源的一种替代物而出现。线性电 源关键元器件是调整管。工作时检测输出电压，将其和参考电压进行比较， 用其误差对调整管的基极电流进行负反馈控制。为了使调整管可以发挥足够 的调节作用，调整管必须工作在线性放大状态，且保持一定的管压降。因此， 这种电源被称为线性稳压电源。线性稳压电源的直流输入电路通常是由工作 在工频下的整流变压器和二极管整流加电容滤波组成。线性稳压电源虽然可 以满足所需直流电压的高低和供电质量精度、纹波等的要求，但有两个严重 的缺点：一是调整管工作在线性放大状态，损耗很大，因而使整个电源效率 很低；二是需要一个工频变压器，使得电源体积大、质量重。 开关电源能够较好的克服线性稳压电源的缺点。其结构如图1 1 所示， 首先，将交流电源直接经过初级整流滤波电路滤波后得到直流电压，再由逆 变器逆变成高频交流方波脉冲电压。逆变器输出经高频变压器隔离并换成适 当的交流电压，再经过高频整流和滤波变成所需要的直流输出电压( 电流) 。 当交流输入电压、负载等变化时，直流输出电压( 电流) 也会变化。调节逆 变器输出的方波脉冲电压的宽度，使直流输出电压( 电流) 保持稳定。可见， 逆变电路是开关电源的核心部分。 2 哈尔滨工程大学硕士学位论文 图1 1 开关电源结构图 开关电源电路结构比线性稳压电源复杂，但却有几个突出的特点。首先， 该电路中起调节输出电压作用的逆变电路中功率器件都工作在开关状态，使 得电源损耗减小、效率提高。其次，电路中起隔离和电压转换作用的变压器 是高频变压器，其工作频率多为2 0 k h z 以上，其体积可以相对很小，滤波器 的体积也大为减小，从而缩小整个电源的体积，减轻其重量。 随着电子装置的集成度不断增加，功能越来越强，它们的体积却越来越 小。因此，迫切需要体积小、重量轻、效率高、性能好的新型电源，这就成 了开关电源技术发展的强大动力。同时，新型电子器件的发展给开关电源的 发展提供了物质条件。电容器的小型化也是一项关键的技术，s t m 技术的应 用使得开关电源取得长足进展，在电路板两面布置元器件，以确保开关电源 的轻、巧、薄。2 0 世纪6 0 年代末，垂直导电的高耐压、大电流的双极型电 力晶体管的出现，使得采用高工作频率的开关电源得以问世。早期的开关电 源的开关频率仅为数千赫兹，随着开关器件以及磁性材料性能的不断改进， 开关频率也逐步提高。但当频率达到1 0 k h z 左右时，变压器、电感等磁性元 件发出的噪声就变得很刺耳。为了减小噪声，并进一步减小体积，在2 0 世纪 7 0 年代，开关频率终于突破了人耳听觉极限的2 0 k h z 。其后，随着m o s f e t 的应用，开关电源的开关频率进一步提高，使得电源体积更小，重量更轻， 功率密度更进一步提高。因此，在2 0 世纪8 0 年代以前，作为线性稳压电源 的更新换代产品，开关电源也主要用于小功率场合。那时，中大功率直流电 源仍然以晶闸相控整流电源为主。此后，由于新型开关元器件的不断改良， 如绝缘栅晶体管i g b t 的出现，功率场效应晶体管m o s f e t 性能的改善，迅 速地取代了g t r ，打破了这一格局。 哈尔滨1 二程大学硕士学位论文 毒i 宣宣皇宣昌置i 暑i ii 暑宣；i 宣昌；i 暑i 暑；宣皇皇皇昌置j 昌暑皇暑i i 曩叠暑置_ i 随着开关频率的提高使得开关损耗增大，影响电源效率的提高，同时使 得电源的电磁干扰问题变得突出起来。为了解决这一问题，2 0 世纪8 0 年代， 出现了采用准谐振技术的零电压开关电路和零电流开关电路，这种技术被称 为软开关技术。采用软开关技术，在理想情况下，可使开关损耗降为零，提 高效率，使得电源进一步向体积小、重量轻、效率高、功率密度大的方向发 展。 1 2 2 硬开关电源存在问题 根据开关器件的开关状态，可以将开关型功率变换器分为硬开关变换器 和软开关变换器两大类。 软开关关断过程 软开关开通过程 硬开关关断过程 主 甜 l 。k 2 ，k 为原副边匝数比 1 0 哈尔滨丁程大学硕士学位论文 图2 2 一个完整开关周期中正半周的六个工作过程详细分析 ( 1 ) ( t 1 ) 阶段：原边电流正半周功率输出过程 参见图2 2 波形，在( t o t 1 ) 阶段v t l 、v t 4 维持同时导通，v t 2 、v t 3 截止。因此，全桥超前臂支路中点电压u a = u i n ( 电源电压) ，滞后臂中点电压 u b 一0 ，两臂中点之间电压u a b = u i n o 该电压加在主功率变压器原边绕组以及 附加电感l r 两端。使原边绕组电流从t o 时刻线性增大，缓慢升高，电网的能 量不断转化为磁能储存于电感线圈和送到负载。 在t l 时刻原边电流拓从起始值1 1 升高到最大正峰值i p ： = = ，。+ 面u f , , - k u o ( 一岛) ( 2 - 1 ) 1 1 为t o 时刻原边电流，因l f 折算值相对于l r 很大，则电流缓慢升高，近 似不变，上式简化为 1 e = 1 1 4 u 而- 一v o ( f o ) ( 2 - 2 ) 陋 嘟 嗽 嗽 m 哈尔滨工程大学硕士学位论文 该阶段原边绕组两端为正电压，使副边两绕组上段感应电压极性为上正 下负，整流二极管d l 正向导通，输出电流为l 不断增大，副边绕组下段感应 电压使d 2 截止。当d 1 正向导通时，副边上段绕组的感应电压又加在d l 负极 和副边两绕组中点，使d 2 承受2 倍的副边反向电压。 在功率输出的过程中，两臂对角线上下开关管同时导通，输入电压全部 施加在原边绕组两端。 ( 2 ) ( t l t 1 ) ：超前臂谐振过程( 在死区时间a t 。内完成) 当原边电流如在功率输出过程中逐渐升高到最大值i p 时，加到超前桥臂 上管v t l 栅极的驱动脉冲变为低电平，v t l 截止，切断了电源供电通路，而 原边电感线圈中的电流不会突变，仍维持从左向右正向流动，故超前臂并联 电容c i 、c 3 迅速充放电。它们与等效电感( l r + k 2 l f ) 串联谐振，使超前臂 中点电压u a 快速降低。 v t l 关断时( t l 时刻) 原边电流i p 很大，而超前臂两管并联电容c l 、c 3 容 量很小，故其充放电过程很快完成，使超前臂中点电压u a 从电源电压快速 减小，在t 2 之前u a 已降到零。该过程中因原边电压u a 立0 ，仍维持原极性 不变，故副边感应电压极性仍上正下负，使d l 继续正向导通，d 2 保持关断。 v t l 的关断使原边电流玷开始减小，副边感应电流也开始减小。但因为 参与谐振的等效电感( l # k 2 l f ) 很大，使原边电流衰减很小，可近似把l p 看 成恒定电流，故可得并联电容c l 、c 3 的谐振电压变化情况如下： f 玑，( f ) ：必 2 吼? ， ( 2 - 3 ) 1 ，( f ) ：掣 = 冬 ( 2 - 4 ) t l 之后串联谐振过程使并联电容c l 、c 3 快速充放电，两臂电压u a a 3 从 u i n 速降到零，则副边电压按相同规律速减到零。谐振结束时( t 2 之前) ，实际 上谐振电压已使u c 3 降到0 7 v ，此时反并联二极管v d 3 立即导通，v t 3 两端 电压被箝位为零，为谐振结束后超前臂v t 3 零电压开通准备了必要条件。为 1 2 哈尔滨下程大学硕士学位论文 了保证电容电压认u c 3 在死区时间t l 内降到零，使得t 2 时刻v t 3 顺利实现 z v s 零电压开通，完成由v t l 向v t 3 的换流，超前臂死区时间t l 的选择 应满足如下条件： 缸2 c 删u ( 2 5 ) 1 g ) 在此过程中整流二极管d l 导通电流开始减小。 ( 3 ) ( t l t 3 ) - i e 正半周箝位续流过程 如前所述，t 2 之前原边电流从c l ，c 3 逐渐转移到v d 3 ，v d 3 导通，在 t l7 时刻谐振结束u a = 0 ，u a b = 0 ；原边电流昂仍按原方向继续流动，不断衰减， 其值等于折算到原边的输出滤波电感的电流值： m ：半 ( 2 - 6 ) 【( f 3 ) = 厶 ( 4 ) ( t 3 吨) ：v t 4 关断后滞后臂谐振过程内下冲；副边反向电势使 d ：开始导通 在t 3 时加到滞后臂v t 4 栅极的驱动脉冲电压变为低电平，开关管v t 4 由导通变为截止，使正向续流的原边电流昂在全桥滞后臂突然失去主要通路。 而t 3 时f p 刚缓慢降到h ，仍按原方向流动对c 4 充电，同时抽走上管并联电容 c 2 中的电荷。 由于v t 4 关断后c 4 充电电压u c 4 急剧从o 升高变为正极性，使滞后臂 中点电压u b 由0 变为正值，故u a b 变为负极性。原边绕组的这一反向电压 感应到副边绕组，使其电压极性变为上负下正，则副边下端整流二极管d 2 受正向偏置而开始导通。上端绕组虽感应到反向电压，但其中较大正向电流 不会突变为零，它仍维持原方向流过d i 。在( t 3 t 4 ) 期间，原边电流与滞后臂谐 振电容电压变化关系式如下： 1 3 哈尔滨工程大学硕士学位论文 i p21 2 c o s o ) t l 舭丽 u c 4 = z 尸1 2s i n ( a t 一阿ze2 、荔 2 = u i 。一z p 厶s i n c a t ”l 国咖。1 轰1 国 么d ， ( 2 _ 7 ) 在t 4 时刻谐振电压u c 4 升到电源电压，原边反向电压增至最大负值，使 副边感应电压也增至最大，则d 2 完全导通，使副边绕组上下两端被同时导通 的两只二极管d l 、d 2 正向电压箝位在低电平0 7 x 2 = 1 4 v ，可近似认为它被短 路。因此( t 4 - t s ) 期间从副边折算到原边的电感k 2 l f 被切断，使原边滞后臂参与 c 2 、c 4 充放电的串联电感量剧减，只剩下k 。因t 3 之后u b 已迅速升高至u i n ， 而u a = 0 ，使原边电压变为最大负值u a b = - u i n ，它全部施加在小电感l ，两端。 故原边电流i p 以最大变化率从正峰值1 2 急速下冲降低，在t 5 时刻减d , n 零值， 并继续按该变化率负向下冲增大到。1 1 。 ( 5 ) ( 州5 ) ：谐振结束时d 2 导通续流，原边电感储能返回电网，如 下冲到零点 如前所述，t 4 时刻因c 2 ，c 4 与l r 串联谐振结束，u c 4 = u b 迅速升到电源 电压u i n ，使v d 2 导通续流，把v t 2 两端电压持在零电平，为开关管v t 2 实 现零电压开通准备了必要条件。即a t 2 _ _ t 3 4 。因t 4 时刻v d 2 导通续流，使开始 下冲的原边电流又经v d 2 返回到电源，补偿了电网在全桥电路上的功耗，故 称( t 4 - t s ) 为“电感储能回送电网期”。滞后臂死区时间应在( t 4 - t 5 ) 结束，即v t 2 在此期间内导通。 ( 6 ) ( t s t 6 ) - 原边电流下冲过零点后开始负向增大 在m t 5 ) 阶段原边电流从左向右流动急剧减d , n0 之前，滞后臂上管v t 2 已导通，且v t 3 在t 4 之前也导通。因此在( t 5 吨) 期间由于副边两二极管同时 导通切断了折算电感k 2 l f ，故原边电流i p 按最大变化率下冲减小到0 值时( t 5 ) ， 曾导通续流的二极管v d 3 和v d 2 自然关断，形成新的供电通路 u i 。v t 2 l ，- v t 3 地，为下一步即将开始的负半周功率输出阶段创造了条件。 1 4 哈尔溟工程大学硕士学位论文 t 5 之后原边电流仍按该变化率从零经v 他向v t 3 开始反方向急增，维持下冲 态势，使i p 负向增大到峰值i l 为止t 2 1 。 2 2 传统p sf bz v sp w m 变换器分析 2 2 1z v s 的实现 由分析可知：输出结电容的存在致使开关管关断时两端电压不能突变从 而实现零电压关断。而零电压开通是通过电感和输出结电容产生谐振实现的。 要实现开关管的零电压开通，必须有足够的能量来抽走将要开通的开关管结 电容上的电荷，并给同一桥臂己经关断的开关管结电容充电。即电感储能必 须大于电容储能，因此必须满足下式： e 2 + 二c ：【厂2， ( 2 8 ) ，_ - ，- c - , u， 抽( = l e a dlag)n 由于m o s f e t 的结电容c m o s 不是一个恒定电容，而是一个非线性电容， 其电容值反比与两端电压的平方根，因此取 c ：f = - 詈c m o s ( 2 9 ) j 因此 胗詈昵 ( 2 - 1 0 ) 对于超前桥臂，在其开关过程中，输出滤波电感l f 折算值k 2 l f 与电感 l r 串联共同参与电容的谐振，l f 一般很大，二者储能很容易满足z v s 条件。 且由于大电感的存在致使超前桥臂的开关过程中，其电流近似不变，类似于 一个恒流源。而在滞后桥臂要开关过程中，变压器副边是短路的，负载侧与 变压器原边没有关系。此时用来实现z v s 的能量只是谐振电感中的能量，为 了使滞后臂开关管能够在零电压下导通，应满足条件： 告露 詈g 刎u 三 ( 2 11 ) 因此滞后桥臂能否实现z v s 是整个变换器能否实现z v s 的关键。 2 2 2p sf bz v sp w m 变换器弊端 ( 1 ) 副边占空比丢失问题 哈尔滨工程大学硕士学位论文 q l p 弓 一；一一，t 唧 ， i y i 一 i ! 工一= ：i l - 、，一 州计砀： 蚴 冠，1 pi 一 l 彳旷 i 物。 占空比丢失是指副边占空比d 。小于原边占空比d p ，即d 。 鼍、粉 o ，d i 导通，此时 d l 和d 2 同时导通。 1 9 哈尔滨r t 程大学硕士学位论文 i 如何= k i l o 锄= t 2 何+ 如何 ( 2 - 1 6 ) l 如。= t 。何一i 渺 电路工作在续流状态，u b = 0 ，u a b = 0 。幻l 增加，锄减小。此时电路可以 等效为图2 6 ( b ) ，由此可得方程如下： ：2 ) 一争( f f 2 ) 锄m ：专)( 2 - 1 7 ) o ) ：一丝+ ( 经+ ( f 2 ”p 竽 三m f = 一 式中：r一变压器原边等效电阻，q u 审一m o s f e t 反并联二极管导通压降，v ( 4 ) ( t 地) 阶段： t 3 时刻，原边电流由副边整流电感也电流决定。幻减小，所以原边电流 开始增加。当也减小至负，i s = i t 2 时，而严o ，d 2 完全关断，d l 完全导通。 整流二极管换流过程结束。u 水很小，可以近似为零，副边等效电路如图 2 6 ( c ) 所示。 ( 5 ) ( h - t 5 ) 阶段： t 4 时刻，v t 4 关断，由于v t 4 结电容的存在，v t 4 可以实现零电压关断。 由此可得方程如下： i l l ( t ) ：五( 毛) + - 争- ( t t 3 ) ， 以归她) + 等) ( 2 - 1 8 ) = 一 电容c 2 、c 4 、变压器漏感l t e a k 、副边滤波电感折算到原边的电感参与谐 振。电容两端电压为 哈尔滨工程大学硕士学位论文 f 坼。( f ) ：丛堂型 坶 ( 2 1 9 ) i 2 ( f ) ：一下i p ( t 4 ) ( t - t 4 ) l二l ，口g t 5 时刻谐振结束，u c 产u l ，u c f o ，u a = 0 ，u b = u i n ，u a b 毛u i n 时刻续流 过程结束。v d 2 导通，此后v 1 2 即可零电压下导通。整个工作过程进入负向 功率输出阶段。 2 4 倍流整流p sf bz v sp w m 变换器的特点 通过上述分析可知：相对于传统p sf bz v sp w m 变换器，倍流整流p s f bz v sp w m 变换器有如下特点： 该变换器拓扑结构中，参与谐振的电感均为原边变压器漏感及副边滤波 电感折算到原边的电感构成，为谐振提供了足够的能量，从而确保主开关管 能够在较宽的负载范围内实现z v s 。 对比t l 与t 4 时刻，t l 时刻超前桥臂开始谐振，变压器原边电流p ( t ) 由i l l ( h ) 决定，1 4 时刻滞后桥臂开始谐振，i p ( t ) 由i l 2 决定，k l ( t 1 ) 远远大于i l 2 ( ， 因此超前桥臂谐振时电感储能远大于滞后桥臂谐振电感储能，即超前桥臂要 比滞后桥臂易于实现z v s 。 ( t 2 t 4 ) 阶段为副边整流二极管换流阶段，该过程中u g a = o ，不存在占 空比丢失问题，副边尖峰电压得以抑制。 综上，该变换器的特点为：容易实现主开关管宽负载范围内z v s ；超前 桥臂要比滞后桥臂易于实现z v s ；无占空比丢失，且有效的抑制了副边尖峰 电压。 2 5 本章小结 本章首先对传统p sf bz v sp w m 变换器工作过程进行了详细介绍，分 析了一个周期内各个模态下的能量传输、转换情况，阐述了原边主开关管软 开关实现方式的同时分析了该拓扑结构实现z v s 的条件以及自身存在的弊 端。针对其缺点对其电路拓扑结构进行改进，引进了倍流整流p sf bz v s p w m 变换器，并对其原理和特点进行了分析。由此得出结论，该电路容易 2 1 哈尔滨工程大学硕士学位论文 实现主开关管宽负载范围内z v s ；超前桥臂要比滞后桥臂易于实现z v s ；无 占空比丢失，且有效的抑制了副边尖峰电压。 哈尔滨工程大学硕+ 学位论文 盘牙， 立 - 弟3 草倍流整流p sf bz v sp w m 路设计 变换器硬件电 本章在对倍流整流p sf bz v sp w m 变换器的原理分析的基础上，根据 其特点以及氙灯工作电源的要求对电路设计如下： 参数指标 输入电压单相交流电2 2 0 v 输入电压的变化范围1 9 8 v - 2 4 2 v ( 1 0 1 0 ) 输入频率5 0 h z 输出电压2 4 v ( 波动范围2 0 v 3 0 v ) 输出电流40a 效率1 1 8 5 3 1 主电路及参数设计 斟m 盟上讯盟j 即 嗽l i d ； 、 m l 。略链 坚 j 胁嘲 蕊舡二 一 ； 删凯 书 5 m ： ： 二 ： o 岍1 i 皇c + o b , l b j i 三一-一 _c 一 一l “_ 【州 卜7p 口曼1 州 奠竹嘞 删 赫m 1 脚 嶙 f j 【- o l d l i m 删v 一 ，i l kb 1 2 4 -i ) 7i 瑚1 9 飞厂jp tt a ； 甄 ，0 m 剥鎏羹皓 h 卜 i t l 2 0 u , t 0 l o 耐到vl i a r 一 一w 一 懈一 图3 1主电路结构图 通过给定参数指标可以作如下计算： 哈尔滨工程大学硕士学位论文 由于输入输出电压存在波动，其输出的最大功率为： 嘣= u o m 越易m 瓤= 2 6 x 4 0 = 1 0 4 0 w ( 3 1 ) 则要求输入的最大功率： 圪一2 等= 等北唧 2 ) 取最大占空比d m 麟= 0 8 5 3 1 1 整流电路 ( 1 ) 整流桥电流 额定电流确定原则【4 】： 枷危 3 ) 式中：p 电流安全系数 p 一 全桥变换器最大容量，w u i n ( r a i n ) 一一 整流输入最小电压，v 取p _ 2 ，经计算得i f a v = 9 2 8 a ( 2 ) 整流桥耐压 整流二极管最大反向耐压值确定原则： u 删2 k 口u i n ( 3 - 4 ) 式中： u i n 一一 交流电压的有效值，v k 电源电压波动系数，鼯1 1 咖 一 安全系数，取a o = 1 5 u l 洲一二极管反向重复峰值电压，v 因此 ， u 删4 互a , o k 口u i n = 2 x 1 5 x 1 1 x 2 2 0 = 5 1 3 v ( 3 - 5 ) 根据计算参数选择k b p c 系列整流桥k b p c i 5 1 ，峰值反压1 0 0 0 v ，平均 电流1 5 a 。 哈尔滨工程大学硕士学位论文 3 1 2 输入滤波电容的选择 对于中小功率电源来讲，一般采用单相交流输入，交流电经过全桥整流 后得到脉动直流电压。输入滤波电容c i n 用来平滑这一直流电压。c i l i 的选择 比较关键，如果太小，直流电压的脉动就会比较大。一般选用电解电容。由 于电解电容存在等效串联电阻和等效串联电感，变换器在吸收和回馈高频电 流时，电解电容上的直流电压会产生高频电压尖峰，为了抑制高频电压尖峰， 有必要在电解电容两端并联无极性小容量的高频电容。一般而言，下述经验 算法比较合理。在最低输入交流电时，整流滤波后的直流电压的脉动值u 阳 是最低输入交流电压峰值的( 2 0 之5 ) 可以按照下面的步骤来计算整流滤 波后直流电压的最大脉动： = 2 ( 酬x ( 2 0 2 5 ) ( 3 6 ) 经计算u 阳= 5 0 7 0 v ，取6 0 v 。 为了保证直流电压最小值符合要求，每个周期中滤波电容c i n 所提供的 能量w i n 约为： 矾：j l ：1 2 0 0 ：2 4 j ( 3 7 ) “ 么 1 5 0 式中：a 输入电压相数，a - - 1 每半个周期中输入滤波电容所提供的能量为： 监2 = 吾巳厂( 旭，2 ( 撖( m i n ) ) 2 8 ) 因此输入滤波电容的容量为： c ；：鉴；： 兰! 产8 0 0 f l a i ( 3 9 ) 祭面i 商五= 可2 丽丽2 妈。9 ) 选择两个4 7 0 p , f 4 0 0 v 的电解电容并联使用。为了抑制高频电压尖峰， 在电解电容两端并联一个1 5 心的无极性的高频电容。 3 1 3 全桥d c d c 变换电路 开关器件选用m o s f e t ，这不仅是因为它输入电阻大、驱动功率极小、 哈尔滨工程大学硕士学位论文 过载能力较高、热稳定性好、没有二次击穿等问题以及容易实现并联等优点， 更重要的是它导通和关断时间极短，约为晶体管的几千分之一，故逆变频率 可以提高到m h z ，此外在有限管子直接并联时，由于具有正温系数，可以自 动均衡电流，不会产生过热点【5 1 。为了防止电网瞬态电压尖峰和开关管开关 过程中造成的电压尖峰击穿m o s f e t ，选择这种器件时，其耐压值不应低于 电路中d s 间最高可估算电压的1 5 倍。单相交流输入整流后的直流电压一般 在2 0 0 4 0 0 v 之间，需要选择耐压值为5 0 0 - 6 0 0 v 的m o s f e t 。遵照上述要 求选择瓜公司产品i r f p c 6 0 l c ，其主要参数介绍如下： v d s s ( d r a i n - t o s o u r c eb r e a k d o w nv o l t a g e ) ：6 0 0 v r a s ( s t a t i ed r a i n - t o s o u r c eo n - r e s i s t a n c e ) - 0 4 0 f 2 i d ( c o n t i n u o u sd r a i nc u r r e n t ) ：16 a c o s s ( o u t p u tc a p a c i t a n c e ) ：4 0 0 p f t f ( f o j lt i m e ) ：38 n s 3 1 4 高频变压器的设计 高频电源变压器是工作频率超过中频( 1 0 k h z ) 的电源变压器，主要用 于高频开关电源中作高频开关电源变压器，也有用于高频逆变电源和高频逆 变焊机中作高频逆变电源变压器的。高频电源变压器是开关电源的关键所在。 在开关电源变压器材料选择方面，磁芯多选择低磁场下使用的软磁材料， 他有磁导率高、电阻率高、低矫顽力等特点，磁导率高，在一定的线圈匝数 时，通过不大的激磁电流就能有较高的磁感应强度，线圈就能够承受较高的 外加电压，因此在输出一定功率要求下，可以减小磁芯体积。磁芯矫顽力低， 磁滞回环面积小，则铁损也小。磁芯有高的电阻率，则涡流小，铁耗小。在 软磁材料中应用较为广泛的是铁氧体。这种用陶瓷工艺制作的非金属磁性材 料，其电阻率一般比金属磁性材料高百万倍，制造工艺简单，价格较便宜、 批量生产容易，适用于几千赫到几兆赫的工作频率。随着开关频率不断提高 而广泛应用于高频电源变压器中。 在高频变压器设计过程中，必须考虑磁芯的工作状态。必须了解磁芯内 磁通的变化规律。在各类变换器中，各种磁性元件由于磁芯的励磁方式不同， 使磁芯的工作状态不同，可分为三类。双向磁化称为第1 类工作状态。在单 哈尔滨丁程大学硕士学位论文 向磁化中，有的是作为传递单向脉冲的变压器，有的作为直流滤波电感，由 于这两种工作状态对磁芯材料的要求不全相同。所以单向磁化又分为二种工 作状态，即第1 i 类、第类工作状态。 对于推挽或桥式变换器中的主变压器，磁芯线圈的外加励磁电压( 或电流) 是一个纯交变量，正负半周的波形、幅值及导通脉宽都相同，属于第1 类工 作状态。 高频变压器设计最常用的方法就是窗口面积法和几何参数法。前者是以 磁芯窗口面积和磁芯有效截面积的乘积作为选材依据，后者是根据几何参数 作为选择磁芯依据。本文以第一种方法对所需变压器进行设计【6 】。 ( 1 ) 磁通密度确定 磁通密度与磁心的材料、结构形式及工作频率等因素有关，又要考虑温 升及磁心不饱和等要求。对于第1 类工作状态的磁芯，磁感应在士b m 之间变 化，其变化量衄= 2 吃。故磁芯利用率高，一般取吃 o 9 m m z( 3 - 2 0 ) 带绝缘层的导线截面积为： s 三= 0 4 1 0 3 3 = 1 2 3 0 9 m _ m 2 ( 3 2 1 ) 副边电流 l = r , = 2 0 3 5 a 副边铜导线截面积为： s u 2 一 吾= 等“5 m 聊2 选择线径为0 9 1 m m 导线，8 股并绕，截面积： 或2 - 0 6 5 2 7 8 = 5 2 2 m m 2 4 5 m m 2 带绝缘层的导线截面积为： s ：2 = o 7 7 9 4 x8 = 6 2 3 m m 2 ( 3 2 2 ) ( 3 2 3 ) ( 3 2 4 ) ( 3 - 2 5 ) 哈尔滨工程大学硕士学位论文 表3 3 导线规格0 = 4 5 a r a m 2 ) a g铜直径铜面积绝缘直径 带绝缘层面积2 0 0 c1 0 0 0 ci w i 啪删一m m 2删n 2 q m a ma 线号 1 71 1 5 1 0 3 7 91 2 41 2 1 6 4 o 0 1 70 0 2 24 6 7 1 1 8 1 0 20 8 2 3 11 1 1 0 9 7 3 50 0 2 10 0 2 83 7 0 4 1 90 9 10 6 5 2 7 1 0 00 7 7 9 40 0 2 60 0 3 52 9 3 7 2 0o 8 10 5 1 7 6 0 8 90 6 2 4 40 0 3 30 0 4 52 3 2 9 2 1 o 7 20 4 1 0 50 8 0 0 5 0 0 40 0 4 20 0 5 61 8 4 7 2 20 6 4 0 3 2 5 50 7 l0 4 0 1 30 0 5 30 0 7 11 4 6 5 ( 6 ) 核算窗口面积 窗i = 1 使用系数是表征变压器或电感窗口面积中铜线实际占有的面积量， 其典型值为o 4 。 k 。= 盟笪尊坠盟：( 7 0 x 1 2 3 0 9 + 1 4 x 6 2 3 ) ：0 3 6 ( 3 - 2 6 ) 句477 窗口使用系数k u 值接近典型值，说明绕组能绕得下，变压器设计计算完 成。 3 1 5 整流电路设计 ( 1 ) 输出整流二极管的选择 一般整流二极管的恢复时间较长，在较高频率d c d c 电路中会存在较长 的恢复期，造成反向平均电流过大，降低效率，增加损耗。因此选择快速恢 复二极管，当被施加反向电压后，快速恢复二极管能够很快通过过渡期而截 止。快恢复二极管主要解决了这个问题。 另外，在d c d c 转换中，整流二极管的正向电压较大，一般1 a 电流时 大于1 v ，电流增大正向电压更大，快恢复二极管没有解决整流二极管的正向 电压大的问题。肖特基二极管是在快恢复二极管的基础上解决了整流二极管 的正向电压大的问题。所以对于4 8 v 以下输出电源多采用肖特基二极管。 额定电压： 按照输出电压和变压器副边电压的关系并留有两倍裕量，由公式( 3 1 3 ) 可得： 3 l u d r 2 1 1 3 v 按照输出电流，并留有两倍裕量，额定电流： i d r = 4 0 a 根据电路要求选择i n t e r n a t i o n a lr e c t i f i e r 公司产品15 0 k 4 0 a ，其参数如 下： 最大平均导通电流i f 。a v ) ：1 5 0 0 0 a 最大反向恢复电压v r r m 4 0 0 v 最大导通压降v f m ：1 3 3 v ( 2 ) 输出滤波电容的选择 由时也阶段倍流整流p sf bz v sp w m 变换器等效电路( 图2 6 a ) 可知， 对于电感有如下计算： 警一= t 誓 ( 3 - 2 7 ) 一= 0 警 ( 3 - 2 8 ) 由以上两公式可计算得： 酬m ) ：挚丝2 ：丁u o ( 1 - d ) t ， 2 9 ) 0 为电感电流变化量，它是电容电流变化量白和负载电流变化量j d 的和。因为是恒流源，所以近似易为零，即 0 = 芬 ( 3 3 0 ) 半个周期内，电容充电时间为玉4 ，因此充电平均电流i c = 等。 由此可得电容电压峰值纹波电压： 3 2 哈尔滨工程大学硕+ 学位论文 一石1 产白衍= 等警 ( 3 - 3 - ) 按p = 2 0 0 m v 计算可得，c = 7 2 0 1 t f 考虑到输出电压为2 4 v ，所以选取1 0 0 0 9 f 5 0 v 的电容 ( 3 ) 输出滤波电感值l f 的选择 通过分析可知，滤波电感的最大值i l m 驭、最小值i l m i n 满足以下关系式： 毕：k ：冬 ( 3 - 3 2 ) 1“喵， 式中：i l a v g 每个电感中的平均电流，a 五m 缸一厶m i n = 争( 1 - d ) t , ( 3 3 3 ) l f 由( 3 3 3 ) 和( 3 3 4 ) 可得： i , i l l k 。冬+ 老( 1 一。) t ( 3 - 3 4 ) 五墒_ 鲁一老( 1 一。) 互 ( 3 - 3 5 ) 由i l m 舔 i l m i n 可知，超前桥臂比滞后桥臂容易实现z v s ；同时，重载时 i l m 硝、i l m i i i 均较轻载时大，i