（微电子学与固体电子学专业论文）pipelined+adc中高速采样保持电路的研究与设计.pdf

摘要 摘要 采样保持( s ，h ) 电路单元作为高速高分辨率流水线型模数转换器中的重要单元一直是研究者十 分关注的重要内容。采样保持电路用于流水线型模数转换器的最前端，其信号精度和建立速度直接 影响到整个流水线型模数转换器的分辨率和转换速率，同时也是采样保持电路性能评估的主要因素。 这里基于s m l c 1 8 岬，1 8 v 电源电压c m o s 工艺，研究和设计一个适用于输入信号范围为l v ，分 辨率为l o b i t ，转换速率为1 8 0 m h z 流水线型模数转换器中的采样保持电路。在输入满幅度，8 9 2 0 m h z 正弦波，时钟采样率为1 7 8 。5 7 m h z 的条件下，为了使a d c 得到9 位有效精度，要求采样保持电路 的s n r 不小于5 9 d b ，a d c 的s n r 不小于5 6 d b 。 论文介绍了采样保持电路在流水线型模数转换器中的功能和作用概述了采样保持电路的基本 理论，详细分析了采样保持电路采样模式和保持模式，在采样模式下，对电荷注入效应和开关电阻 的非线性进行深入研究；在保持模式下，重点建立了输出信号建立时间的数学模型，并介绍了运算 放大器的误差和一些常用的运算放大器结构。根据理论分析和系统要求设计采样保持电路，具体电 路设计包括翻转式采样保持电路总体电路的设计和各模块电路设计：运算放大器，偏置电路，共模 反馈电路，b o o t s t r a p 开关和非交叠两相时钟其中重点设计了增益增强型结构的运算放大器。电路 设计完成后，进行了采样保持电路的版图设计。 用h s p i c e 对采样保持电路进行仿真，当建立精度小于0 5 m v 时，建立时间为1 6 7 n s ，验证了建 立的数学模型的可行性。将采样保持电路单元应用到1 0 位1 8 0 m h z 流水线型模数转换器中。在输入 满幅度，8 9 2 0 m h z 正弦波，时钟采样率为1 7 8 5 7 m h z 的条件下得采样保持电路的s f d r 为7 7 3 d b ， a d c 的s n d r 为5 6 5 0 d b ，s n r 为5 6 8 6 d b ，t h d 为6 7 5 l d b ，s f d r 为6 9 8 2 d b ，结果显示设计的 采样保持电路完全满足a d c 的系统要求。 关键词：流水线型模数转换器，采样保持电路，信噪比，建立时间，增益增强型运算放大器，共模 反馈，开关电容 东南大学硕士学位论文 a b s t r a c t a sa ni m p o r t a n tu t l i to fp i p e l i i l e da n a l o g - t 0 _ d i g i t a lc o n v c n c ls a m p l e a n d _ h o l dc i r c u “i sa l w a y s g i v e ni n o r ea n e n t i o nb yr dw h o 坼m a j o ri sh 培hs p e e da n di l i g hr c s o l u t i o np i 】) e l i n e da d c i ti si nt h e f 而mo ft h ea d c t h es e t t i n ge r f o fa n ds e 廿i r 唱s p e e da r ei h ef n o s ti m p o r t a n tp a r a m e t e r s0 ft h e s a m p l e a i l 小h o l dc i r c u i tw 1 1 i c ha 肫c t st h e 陀s o l u t i o na n ds p e e d0 f t h ew h o kp i p e l i i l e da d cd i r e c t l mb a s e d o ns m i cc m o s 0 1 8 “ma n d1 8 vp o w e rs u 即l yp r o c e s s ，as a m p l e - a n d - h o l dc i r c u i t0 fl vf s ( f u l l - s c a l e ) ， l o b i t ，1 8 0 m h z 幽) e l i n e da d c i sr e s e a r c h e da n dd e s i g n e d i no r d e rt og e tt h e9e n o b ，w 油8 9 2 0 m h zf s s i n u s o i d a li n p u ta n d1 7 8 5 7 m h zc 1 0 c ks i g n a li n p u t ，t h es n ro fc h j ss a m p l e a n d h o l dc 沁u i tm u s tb e | i i g h e rt h 明5 9 d ba n dt h es n r o f a d cm u s tb eh i 曲e rt h a n5 6 d b i n t h i sp a p e lt h ef l l n c t i o na n di n i p o n a i l c eo ft i l es a m p l e a l l d h 0 l dc i r c u i ti np i p e l i n e da ：d ca r e i n l r o d u c e d t h es a m p l e a n d h 0 1 db a s i c sa r ed c s c r n ) e d t h em d d e0 fs a 唧l i n ga n dt h em o d eo f h o l d i n ga r e a n 甜y z e dc a r e f u l l y 1 ns a n 平l i n gm o d e ，c h a r g ei 巧e c 6 0 na n dn o n l i n e a f i t yo fs w i k h e d r e s i s 0 ra r er e s e a r c h e d ； i nh o l d i n gm o d e ，t h er n a m1 1 1 0 d e lo fs e t t i n gt i f r 站i ss e ka n dt h ee 0 rs o u r c eo ft h eo p e r a d o n a la m p l i f i e ra n d 吐时s n l c t u r eo ft h eo p 啪d o i l a la m p l i f i e rj nc o m m o nu s ea r ei n t r o d u c e df 0 l l o w j n g 出er e s e a r c ho f h e s a 呻i e - a n d - h 0 l dc i 咖i lt 1 1 cf l i p f l 叩s a m p l e a n d h o l dc i r c u i ta n dt h em o d u l eo ft h ec i r c u i ti sd e s i g n e d ， i n c l u d i n go p 盯a d o 力a 1a m p l i f i e r b i a sc i r c u i t ，c m f b ( c o m m o 玎m o d ef e e db a c k ) ，b 0 0 t s r a ps w i t c ha n d c 1 0 c kg e n e r a t o ra f t e rt h es c h e l l l a t i ci sf i m s h e d ，t l e1 a y o u to ft h ec i r c u i ti sd e s i g l l e d h s p i c e s i m u l a t i o ns h o w st h a tt l e s e t l l n gt i m ei s 1 6 7 n sw “h i n0 5 m vs e t t i n ge r m lt h e s a m p l e _ a n d h 0 l dc i r c l i i ti sa p p l i e di n1 0b n1 8 0 m h zp i p e l i n e da d c ，w i t h8 9 2 0 m h zf ss i n u s o i d a l i n p u t a n d1 7 8 5 7 m h zc l o c ks i g n a lj n p u t ，i h es f d ro fs a m p l e a n d h o l dc i r c u i ti s7 7 3 d b s i m u l t a n e o u s l y t h e a d ci sa l s os i 舢l a t e dw i t hh s p i c e t h er e s u l ts h o w st h a ts n d ri s5 6 5 0 d b ，s n ri s6 8 6 d b ，t h di s ，6 7 5 l d ba n ds f d ri s6 9 8 2 d b w 1 1 i c hr e a c ht h ed e m a n d so f a d c k c y w o r d s ：p i p e l i n e da 尬1 0 9 - t o d i g n a l c o n v e r tc r s a m p l e - a n d h o l dc i r c u i t ，s n r ，s e n i n gd t n c g a i 吣0 0 s t e do p a ，c m f b ，s w i t c h e dc a p a c i c o r i i 东南大学学位论文独创性声明 本人声明所呈交的学位论文是我个人在导师指导下进行的研究工作及取得的研究成果。 尽我所知，除了文中特别加以标注和致谢的地方外，论文中不包含其他人已经发表或撰写过 的研究成果，也不包含为获得东南大学或其它教育机构的学位或证书而使用过的材料。与我 一同工作的同志对本研究所做的任何贡献均已在论文中作了明确的说明并表示了谢意。 研究生签名：期：坐c 东南大学学位论文使用授权声明 东南大学、中国科学技术信息研究所、国家图书馆有权保留本人所送交学位论文的复印 件和电子文档，可以采用影印、缩印或其他复制手段保存论文。本人电子文档的内容和纸质 论文的内容相一致。除在保密期内的保密论文外，允许论文被查阅和借阅，可以公布( 包括 刊登) 论文的全部或部分内容。论文的公布( 包括刊登) 授权东南大学研究生院办理。 研究生签名：丞燮：。 导师签名：圣型呈 日期：蕊、if 。 第一章绪论 第一章绪论 本章阐述了本课题的目的、意义及研究的主要工作，说明了本论文的内容和结构框架。 1 1 课题的目标及意义 由于集成电路的迅速发展，通信和多媒体市场的快速增长，数字信号处理技术得到了迅速发展， 并广泛应用于各个领域。作为数字信号和模拟信号接口的模数转换器( a d c ) 就成为各种数字系统 中不可缺少的重要组成部分其性能直接影响到整个系统的性能。各种结构的a d c 相比较，流水线 型( p i p e l i n e d ) 模数转换器具有高速、高精度的特点。本课题的研究对象就是这种高性能模数转换器 的重要单元采样保持电路。 流水线型a d c 的基本结构如图1 1 所示+ 采样保持电路位于a d c 的最前端，它对一模拟信号进行采 样，然后对采样点的模拟量进行保持，使其在一段时间内保持为一恒定值。a d c 的后面部分对这个恒 定值处理，将其转换成相应的数字量。 l b h l 图1 1p i p e l i n e a d c 结构框图 在数字电路处理速度极大提高的情况下，如何快速采样模拟信号并对其进行量化，是系统能否 快速处理的一个关键环节。采样保持电路是实现从模拟到数字的接口，其性能高低决定了整个模数转 换器的精度与速度。随着晶体管特征尺寸的减小，芯片的工作电压不断降低，但是，m o s 管的阈值电 压并没有随着电源电压的降低而以相应的比例减小，这就限制了信号的动态范围，给高性能模拟电 路的设计增加了很大的难度。因此在低电压工作下，研究和设计高性能的高速采样保持电路是非常 有意义和必要的。 1 2 国内外研究状况 综合国内外一些集成电路制造公司的技术资料，产品手册提供的信息及一些高质量论文，可以 看出，数据转换电路的发展趋势是高分辨率、高转换速率、低电压、低功耗、c m o s 型方向发展 1 1j 1 2 j 【4 】【”。对于用于模数转换器中的重要模块采样保持电路，其与数据转换器有着相同的发展 方向。近年来低电压、高速、高精度的采样保持电路一直是一个设计难点，也是一个研究热点”。 研究主要从采样模式和保持模式两方面进行，采样模式包括栅压跟随电路，m o s 管电荷注入效应 东南大学硕士学位论文 ( c h a 曙ei n j i e c t i o n ) ，馈通效应( c l o c k f 醅d - t t l r o u g h ) ，时钟j i t t e r 和噪声；保持模式丰要对运放的建立 过程的研究。 国外由于起步早，技术基础实力雄厚，在这方面进行了较多的研究，因此可以实现很高的分辨 率和转换速率，1 0 一1 4 b n 的a d c 已有1 0 0 m h z 的产品。国内主要是一些大学及研究所在研究较高 速度的a d c ，对于1 0 b i t 的a d c 只有1 0 m h z 左右的产品在一些公司出现。这方面与国外存在较大 的差距。随着国家对集成电路产业的重视和投入，现在已有了一+ 定的发展，相信今后我国在这方面 会有很大的发展。 1 3 研究范围和主要内容 本课题研究的重点是基于s m i c 1 8 岫，1 8 v 电源电压c m o s 工艺，研究和设计一个适用于输 入信号范围为1 v ，分辨率为1 0 b i t ，转换速率为1 8 0 m h z p i p e l i n e d 模数转换器中的采样保持电路。 本论文首先对采样保持电路进行理论分析，然后根据理论分析估算参数、优化参数，接着根据 参数设计具体电路最后通过电路仿真验证理论分析。 具体内容安排如下： 第一章绪论，介绍提出研究课题。 第二章采样保持电路的基本理论，阐述了基本的采样保持电路，比较了p i p e l j n e d a d c 中采样保 持电路的两种常用结构，并且介绍了翻转式采样保持电路的工作原理。 第j 章采样保持电路采样模式，讨论了在采样模式下采样保持电路单元的误差源，误差源主要 有电荷注入效应、开关时钟馈通效应、开关电阻的非线性和开关热噪声等，并提出了减小这些误差 的一些方法。 第四章采样保持电路保持模式，阐述了保持模式下采样保持单元的误差源，建立了输出信号建 立时间的数学模型，并且介绍了几种常用的运算放大器结构。 第五章采样保持电路的设计与实现，根据理论分析设计并实现了具体的电路图。 第六章总结与展望 2 第二章采样保持电路的理论分析 第二章采样保持电路的基本理论 本章阐述了基本的采样保持电路，比较p i p e l i n e d a d c 中采样保持电路的两种常用结构，并且介 绍了翻转式采样保持电路的工作原理。 2 1 采样保持电路基础及性能指标 采样保持电路主要功能是对输入进行采样，然后在输出端将其保持一段时间。一般情况下，采 样间隔是固定的，由此可以确定采样频率。采样保持电路的一个工作周期可分为采样模式和保持模 式。在保持模式下，电路的输出等于前面采样的数值。在采样模式下，输出既可以跟随输入而变化， 这种电路常称为跟踪保持( t r a c k a n d - h o l d ) 电路，或者可以被置为某一固定值，这种电路常称为采 样保持电路，如图2 1 所示。在内奎斯特采样的电路中，通常采用图2 1 ( b ) 所示的采样保持电路，凶 为在输入最大信号的建立时，采样保持电路的压摆时间要比跟踪采样电路小。 ( a ) 一 图2 1 采样保持电路输出波形 ( a ) 跟踪保持电路( b ) 采样保持电路 ( b ) 采样保持电路的一些常用指标如下： 全范围( f s ) ，是f u us c a l e 的简写，等于输入信号的峰峰值u 。； 信噪比( s n r ) ，是s i g n a l t o _ n o i s cr a t i o 的简写，信噪比为： 肿圳灿g ( 嚣蒹 d b 】锄灿g f 煞1 d b ； l 无杂散动态范围( s f d r ) ，是s p u r i o u sf r e ed y n a m i cr a n g e 的简写，等于最大信号成分与最大 失真成分的比值； 总谐波失真( t h d ) ，是1 n a lh a r m o i l i cd i s t o n i o n 的简写，总谐波失真是输出信号频谱l l _ l ，谐波 分量的功率总和与基波的比值。t h d 可以用比率或分贝的方式来表示。 信号噪声及失真比( s n d r ) ，是s i g n a l t 0 _ n o i s e - a n d d i s t o r t i o nr a t i o 的简写，信号噪声及失真比 指所有的信号功率和误差功率的比值： 一圳灿文丽篆) d b 】 两音频互调( t w 0 _ t 0 n e i m d ) ，是1 w m t o i l e i n t e r m o d u i a t i o n 的简写，两音频互调指信号功率( 两 种不同的频率) 与三阶互调音频的比值，如图2 2 所示。 东南大学硕士学位论文 分辩率( r c s 0 1 嘶o n ) 当一个采样保持电路被用在模数转换器的前端的时候就产生分辨率这个量。 分辨率用比特数来表示，其实分辨率正是s n d r 的另外一种表达方式对于最大信号输入，它可以 写为( s n d r 1 7 6 ) ，6 0 2 ，这个即为有效比特( e n o b ) 。 h 兽 _ 型 馨 d 鎏 2 f l 一毛 毛2 毛一f l 信号频率 图2 2 两音频互调的定义 2 2 采样保持信号的时域和频域分析 对于一周期为t 的理想采样保持电路”，模拟信号经采样后，时域波形如图2 3 所示。 采样 x 鲤一 y i ” t 扫) 图2 3 模拟信号采样后所得数字信号 ( a ) 理想采样保持器( b ) 模拟信号( c ) 采样后的数字信号 ) ，( f ) = 工( f ) 艿( 卜n 丁) ( 2 1 ) x ( t ) 为输入模拟信号，y ( t ) 为经过采样后的数字信号，万( f ) 为d e l l a 函数，万( f 一，l 丁) 称为采样函 数。 对式( 2 1 ) 做频域变换嘲，可得： y c 舻硼，* 重 艿( ，一手 暖：， 4 第二章采样保持电路的理论分析 y ( f ) 为y ( t ) 的傅立叶变换，x 为x ( t ) 的傅立叶变换，y 二jj ，一旦 为y 占“一n 丁) 的傅立叶变 晨丁l 。r 篇、 换，具体波形关系如图2 4 所示。f s 为采样频率，b 为信号带宽。从图中可以看出，当信号带宽b 大于f 以时，信号将发生混叠，信号失真，这是我们不希望看到的，为了避免混叠现象，输入信号 带宽b 必须小于纠2 ，即采样频率f s 必须大于2 倍的输入信号带宽，满足此条件的最小采样频率我 们称之为奈奎斯特频率。即必须满足采样定理。 图2 4 被采样后的信号频谱 ( b ) 采样波形频谱 ( a ) 输入模拟信号频谱 ( c ) 采样后的信号频谱 实际上，采样电路的输出波形并不是如图2 3 ( c ) 所示的一连串无限窄的脉冲，通常采样信号一直 被保持，只有当下一次时钟采样发生时，采样信号才发生改变，如图2 5 所示。 图2 5 采样保持信号 对于采样保持信号，它的时域表达式为采样信号( 式( 2 1 ) ) 与方波信号的卷积： 如一重川) 4 n ( 亭一目 亿。， n ( 手一吉) 为方波信号，当。s t 丁时。n ( 亭一丢 = ；当r s 。或r 丁时。n ( 考一三 = 。 5 东南大学硕士学位论文 在做频域变换时，时域信号的卷积等于频域信号的乘积，方波的频域表达式为s i n ( x ) x ，则式( 2 3 ) 经 频域变换后，即采样保持信号的频域表达式为： y c 舻e v “等重x ( ，一刳 石r = ：、， ( 2 4 ) 采样保持信号的频谱如图2 6 所示，可以看出频谱能量是随s i n ( x ) ，x 函数衰减的，通常信号在保持之 前需要对信号补偿或对其进行纠错。 图2 6 采样保持信号的频谱 信号经过采样保持电路，对其进行处理时，如果是在离散系统中( 例如，前置采样保持电路的 a d c ) ，则它的频谱为周期性的，如图2 4 ( c ) 所示；如果采样保持电路的波形是作为连续时间信号， 则它的频谱如图2 - 6 所示。因此，在我们直接测试采样保持电路的输出波形时，他的频谱是类似于 图2 ，6 的。 2 3 基本的采样保持电路结构 在保持模式下采样保持电路可以存储采样时刻的输入信号值，所以它可以认为是一个模拟的存 储单元。能够被当成存储单元的电路元件是电容和电感，电容可以用电压( 或者电荷) 的形式存储 信号，而电感则可以存储电流。对电流存储单元来说，除了电感之外还需一个很好的在其闭合的时 候可以起到短路作用的电路。同样，对于电压存储单元来说，除了电容之外还需一个好的开路电路。 由于电容和一个具有高的开路阻抗的开关比电感和一个有非常小的电阻的开关在集成电路中更容易 实现，所以所有的采样保持电路都是基于电压采样的。也有电流模式的采样保持电路，但是他们经 常带有电压到电流或者电流到电压的转换器，从而使得被采样的量可以转化成电压。 采样保持电路的结构可l 三i 大致分为开环和f j 了环两种。他们主要的区别在于在闭环结构中在保 持模式时，采样电压的电容是作为一个反馈环的。 2 3 1 开环结构 最简单的采样保持电路包括一个开关和一个电容，如图2 7 ( a ) 所示。在采样模式下，开关是闭合 的，电容上的电压跟随输入信号。当保持模式到来时，开关打开，在开关打开一刹那的输入电压被 采样到电容上。然而这个电路并不实用，因为它不能驱动任何负载。因此一个缓冲器被引入到电容 和输出之问。另外，输入端也需要一个输入缓冲器调整信号电平来适应开关并且减小保持状态的馈 通效应。包含有输入，输出缓冲器的采样保持电路如图2 7 ( b ) 所示。 6 第二章采样保持电路的理论分析 吒允f 一土i 陟 ( a 】伽) 图2 7 开环采样保持电路( a ) 简单结构( b ) 实际结构9 1 开环采样保持电路的主要优点在于它的高速度。但是考虑到因缓冲器非线性带来的失真和与信 号相关的开关电荷注入等效应，精度很难做到很高。这些问题在m o s 工艺中尤为突出。 2 3 2 闭环结构 一个众所周知的用来改善非线性的技术就是负反馈。如图2 7 ( b ) 所示的开环结构，反馈可以被用 在缓冲放大器的内部呻】。然而，这样并不能减小开关带来的失真。如果将开关工作在恒定屯压下， 与信号相关的电荷注入就可以避免，而这个恒定的电压可以用放大器虚地的方式来获得。一个基本 的闭环采样保持电路如图2 8 所示”。 图2 8 基本的闭环采样保持电路 反馈的结果是，在采样状态下，输出跟随输入，由于第二个运算放大器，开关被连接到一个虚 地端，因而它只有固定的注入误差电荷。而当开关打开时，整体的大反馈环被断开，输入电压被采 样到电容c “上。面这个电容一直利用第二个运算放大器结成反馈环，在采样和保持模式下，此运算 放大器的作用是一个缓冲器。 因为反馈环包括两个运算放大器，在采样模式时，为了避免不稳定性，电路必须要进行补偿。 这样就降低了电路的速度。闭环采样保持的主要优点是精度高，但速度比较慢。 闭环结构也广泛被应用于开关电容电路中，在p i p e l i n e d a d c 设计时，通常都采用开关电容电路。 对于开关电容的采样保持电路，在采样的时候不需要运放的参与，这使得采样速率很高。在保持模 式下，采样电容与输入断开，并和运放形成闭环结构，与信号相关的电荷注入被一种称之为底板采 样的技术所消除，这种技术需要特殊的开关控制信号。 在p i p e l i n e da d c 中。两种c m o s 开关电容采样保持结构广泛被应用。他们都是全差分电路， 都用到了四路时钟控制电路( 两路为非交叠时钟，两路下降沿提前的时钟) ，如图2 9 所示。 第一种电路是电荷重分配式采样保持电路，如图2 1 0 所示。这种结构使用了4 个大小相同的电 容。在采样相，差分输入信号被采样到两个输入电容上，接着，在保持相，两个采样电容的底板被 连在一起。因此，只有差分电荷被传输到反馈电容上。结果，这种采样保持电路可以处理非常大的 输入共模变化。也就是对运放的输入共模电压的范围限制较小。 7 东南大学硕士学位论文 妒；厂 厂 q ，厂 厂 。： 厂 厂 岛 厂 厂 图2 9 非交叠时钟和下降沿提前时钟 图2 1 0 电荷重分配式采样保持电路 如为仪持桕 v o u t n v o u t p v o u t n 图2 1 1 翻转式采样保持电路 第二种电路是电容翻转式采样保持电路如图2 1 l 所示。这种电路，只有两个电容被使用， 没有电荷传输发生。在采样相，与第一种采样保持电路一样，差分输入信号被采样到两个输入电 容上，但是，在保持相，输入电容翻转，将他们的底板连接到放大器的输出端。在这种情况下， 共模和差模电荷都发生转移。虽然共模反馈电路将输出共模强制为定的值，但是放大器的输入 共模电平将随着输入信号共模电平与放大器的输出共模电平的差值而改变。因此，放大器必须有 8 第二章采样保持电路的理论分析 处理很大的输入共模变化的能力。这是翻转式采样保持电路的一个缺点。在现在的高速p i p e l i n e d a d c 的设计中，翻转式采样保持电路仍然比电荷重分配式采样保持电路流行。这是因为翻转式采样保持 电路具有尺寸小、噪声低、功耗小的优点，而这些优点都是因为翻转式采样保持电路具有反馈系数 大，电容个数少的特点。参考资料1 做了详细的分析。 2 4 采样保持电路工作原理 翻转式采样保持电路具有尺寸小、噪声低、功耗小的优点，它在p i p e l i n e d a d c 中应用非常流行 这也是本课题所采用的结构，现将翻转式采样保持电路的单端形式绘于下图，如图2 。1 2 所示。 其工作过程分为两个阶段，即采样模式和保持模式，分别受两相非交叠时钟西- 和吼控制，嘲 为采样时钟，圣2 为保持时钟，它们的波形如图2 1 3 所示。当中l 为高，西2 为低时，m o s 管m 1 、 m 2 和m 3 导通，m 4 截至，输入信号对电容c 充电，由于电容的电荷存储作用，信号存储在电容 上，这个过程称为采样；当庐2 为高，中i 为低时，m o s 管m 1 、m 2 和m 3 截至，m 4 导通，电容c 的一端连接到输出端，输入电容发生翻转，存储在电容j 二的信号转移到输出端，这个过程称为保持。 缟 _ l 图2 1 2 翻转式采样保持电路结构框 l 厂 厂厂 图2 1 3 两相非交叠时钟波形 9 东南大学硕士学位论文 第三章采样保持电路采样模式 这一章讨论了在采样模式下采样保持电路单元的误差源，并提出了减小这些误差的一些方法。 在开关电容电路的采样保持单元中，采样模式下的误差主要由电荷注入效应、开关时钟馈通效应、 开关电阻的非线性和开关热噪声等引起，下面将作具体的分析。 3 1 采样保持电路的采样工作原理 如图2 1 2 所示，在采样模式时，输入信号h 对电容c 充电，电路图可简化为图3 1 。这是一个 单m o s 晶体管采样电路。一般情况下，当一个m o s 晶体管用做开关时，它总是处于线性区。其等 效电路是受栅压控制的电阻当开关闭合时，导通电阻的阻值通常在几欧姆到几千欧姆之间。与此 相反的是，一个打开开关的电阻非常大，以至完全可以看成开路。 g ( a )( b ) 图3 1 ( a ) m o s 管采样电路( b ) m o s 管采样电路r c 等效模型 这个开关除了有限的导通电阻外，还有伴随开关的寄生电容。如图3 1 所示，图3 1 ( a ) 是一个简 单的m o s 采样电路，图3 1 ( b ) 是其等效r c 电路。电容c p l 和c p 2 是由于漏和源端的结电容以及沟 道与衬底问电容。栅源和栅漏交叠电容以及栅到沟道的电容用c l 和c 2 来表示。电阻r c l k 表示时钟 驱动的输出阻抗模型。 3 2 采样模式下的误差源 采样保持电路在采样模式下会引入误差，误差源主要包括输入电压相关的关断瞬间，电荷注入 效应，开关时钟馈通效应，开关电阻的非线性，开关热噪声和采样时钟的抖动。 3 2 1 输入电压相关的关断瞬间 一个m o s 开关在其栅源电压低于阈值电压的时候关断。实际上，开关的电阻变化是其栅源电压 的一个连续的函数当开关导通的时候源端的电压等于输入电压。如图3 2 所示，假设m o s 管的 闽值电压为一固定电平，时钟由高电平降为低电平的过程中，在m o s 管被关断的瞬间。斜率a 为有限值，图中t 代表从时钟开始下降到开关关断的瞬间之间的延时，可以看出由于斜率a 的有限 1 0 j 第三章采样保持电路采样模式分析 性，t 值是随输入信号电压值的变化而变化的。 凸】 l r 一i i | k | ， 图3 2 输入电压相关的关断瞬间 下面的分析指出了这个与输入电压相关的延时是如何影响采样输出电压的。假设在t 内， 输入电压变化很小，那么，t 就可以被表述为： r 。二兰! 兰三! ：竖二尘! 旦塑旦 r 3 1 1 n 这里，后面一项是假设输入为正弦波。输出波形可以近似为： k ( ，2 7 ) = v ( 疗r + f ) 。v ( n ，) + 害兰f ( 3 2 ) 凡 对于一个正弦输入。这就是 帅丁) ；as i n ( 狮丁) + 丝竺塑型竖出塑竺! 卫( 3 3 ) 以 拓展最后一项就得到： k ( 们：a s i 。( 拥m 竺塑盆。驴鱼堡警竺旦 a加 从上式可以清楚的看出与输入电压相关的关断瞬间引起了二次谐波失真： 删- 2 0 1 0 9 ( 篑) ( 3 4 ) ( 3 5 ) 其中，a c l 是时钟的幅度( y 撕一 ) ，砰是时钟下降时间( a c l k 口) 。举例来说，如果电路中的时 钟幅度是1 8 v ，信号幅度是0 5v ，信号频率是9 卟m z ，时钟下降时间是o 1 n s ，结果得到的次谐 波的幅度高达4 2 1 d b c 。 解决这个问题的方法主要有3 种，首先，使得时钟波形的沿尽可能陡来减小失真。第二种更有 效的方法是使得开关控制电压跟随输入信号”? 。最佳的解决方法是使用一种电路结构使开关在- 个 恒定的电压下工作。 东南大学硕士学位论文 3 2 2 电荷注入效应 一个导通的m o s 开关在其沟道中存在一定量的可移动电荷。我们考虑图3 3 所示的采样电路 图3 t 3 电荷注入效应 当n m o s 管处于导通状态时，二氧化硅与硅的界面必然存在沟道。假设= k ，则反型层中的总电 荷为； 如= w l ( 一v 一) ( 3 6 ) 其中l 是有效沟道长度，当开关断开时，沟道电荷么 从晶体管m 1 的源端和漏端流出。 在图3 3 中，注入到左边的电荷被输入信号源吸收，不会产生误差。但是，注入到右边的电荷 被沉积在。上，这就给存储在采样电容上的电压值引入了误差。假设g 一的一半电荷注入到输出端 o ，则引入的误差为： w = 坚学 n ， 如图3 3 所示，n m o s 开关的误差在输出端以一个负的“台阶”出现。从上式可以看出沟道电荷注 入所引起的误差正比于w l c 0 ，反比于g 。 事实上，并不是刚好一半的沟道电荷注入到输出端白上，通过源端和漏端流出的电荷的比值是 一个比较复杂的函数，它有许多参数所决定，比如每端对地的阻抗以及时钟跳变时间等，这在参 考资料i l m i l 中有详细说明。在很多情况下。这些参数，如时钟跳变时间是很难控制的，并且大多数 的电路模拟软件对电荷注入效应也是不精确的。以最坏情况估计，我们可以假设全部的沟道电荷注 入到采样电容上。因此，输出采样电压为： 则 k 。v 一y ：v 一旦竺墨盖璺垒当二幽 up 纠( + 等 _ 等c k ， ( 3 8 ) ( 3 9 ) 从上式可以看出，输出是通过两方面的影响使其偏离了理想值：一悱单位增益等于l + 等 2 第三章采样保持电路采样模式分析 另一个是固定的失调电压竺笺鱼( 1 一) ，也就是说由于假设沟道电荷是输入电压的线性函 o s 数，该电路只表现出增益误差和直流失调。 在前面讨论中，我们默认b 是常数，但是，对于n m 0 s 开关( 在n 阱工艺中) ，衬底偏置效应 是必须考虑的，由于v 讯= o + 州2 九+ 一2 如) ，并且s z h ，将h h 和y 曲的值代入式 f 3 9 ) ，我们得到： k ：v 一等( 一v 一。一撕两+ 瓶) 5 v 【，+ 等j + 等丽一等( + 厩) 。 由此得出：坼h 和k 的非线性关系在输入黼出特性中产生了非线性。 综上所述，在m o s 管采样电路中电荷注入引入了三种误差：增益误差、直流失调、非线性误差。 因此电荷注入效应对电路的精度影响很大，下面讨论三种方法来抑制电荷注入效应。 ( 一) 虚拟开关 第一种方法是在电路中引入一个虚拟晶体管，我们希望由一个晶体管引起的电荷注入误差可以 通过另一个晶体管将注入电荷吸收来消除。如图3 4 所示，在单n m o s 开关采样电路中加入由反相 时钟c x 驱动的一个n m o s 管“虚拟”开关m 2 ，且m 2 的源极和漏极都连接到输出节点，m 1 和 m 2 受两个反相时钟控制，当m l 断开时，m 2 导通，前者沉积在g 上的沟道电荷被后者吸收以建立 后者导通沟道。只要满足一定条件，m l 管的注入电荷就会全部被m 2 的沟道吸收，从而不会存储在 电容g 上，这样就不会产生误差。 怎样确保由m l 注入的电荷虮正好等于被m 2 吸收的电荷q 2 昵? 假设m 1 沟道的一半电荷洼 入到了g ，那么： 1 | ， 却。= 半。一v 一1 ) ( 3 1 1 ) 因为q 2 = 岛c 0 ( v & 一v 一- 知2 ) ，所以如果我们选择w l = 0 5 研f l i ，那么驰= 匈l 。但是 源极和漏极等分电荷的假设一般来说是不成立的，从而减小了这种方法的吸引力。 图3 4 增加虚拟开关以抑制电荷注入效应图3 5 运用互补开关抑制电荷注入效应 东南大学硕士学位论文 ( 二) 互补开关 第二种降低电荷注入的方法是使用c m o s 开关，由于c m o s 开关由p m o s 和n m o s 器件组 成，如图3 5 所示，这两种晶体管沟道中积聚相反的两种电荷，在晶体管截止时。这两种相反的电 荷可以抵消，这样可以使得开关关断时没有电荷注入到电容g 上，为了使q l 正好抵消q 2 ，我们 必须保证啊厶c 。( v & 一v v ；。) = 1 鸭l ：( ( v l v ；。i ) 。因此，抵消仅仅对一种输入电平起作用。 ( 三) 底板采样 第三种方法是“底板采样”技术。在开关电容电路中，这种技术可以很好的抑止开关电荷注入 效应。对于翻转式采样保持电路，将“底板采样”技术运用到其中，如图3 6 所示( a ) 为底板采样 电路图，( b ) 为采样时钟。当时钟圣l 和中，都为高电位时，k 跟踪输入信号，当西，时钟从高电 位变为低电位时，受之控制的m o s 管m 2 截止，此时节点x 处没有阻性通路，即电荷没有流通通 路，所以此时节点x 也即电容g 右极板的电荷被箝制为q = g ( 0 一k ) = 一gk ，则当时钟中l 随后变 为低电位，受之控制开关m 1 的关闭，由于x 节点电荷受到钳制，沟道中的电荷不会流到x 节点， 而是流入到输入端，即这样的时钟控制使得电容g 上的电荷固定为q = 一g ，从而很好的抑制了 电荷注入效应。 晓 - j l k 图3 6 ( a ) 底板采样电路图( b ) 采样时钟 电荷注入的问题限制了采样保持电路的输出信号精度，有很多技术都可以用来抑制电荷注入效 应，但是每个都有其限制性，综合考虑各种因素，本课题设计的采样保持电路采用了“底板采样” 技术来抑制电荷注入效应。 3 2 3 开关时钟馈通效应 m o s 开关会通过其栅漏或栅源交叠电容将时钟跳变耦合到采样电容上 应给采样输出电压引入误差。假设交叠电容固定不变，误差可以表示为； 吖2 矗 4 如图3 7 所示，这种效 ( 3 1 2 ) 第j 章采样保持电路采样模式分析 其中e ，为单位宽度的交叠电容。从上式可以看出。 器件来减少交叠电容，或者使用较大的采样电容g ， 要在精度和速度之间进行折衷。 为了改善馈通效应，可以使用较小面积的开关 但这会使得开关充放电时间常数增加，因此需 0 图3 7 采样电路中的时钟馈通 其实馈通效应可以加一虚拟开关来消除，如图3 8 所示，我们使n = o ，则由右图可得 屹丽耘+ 而一o 只要使w 1 = o 5 w 2 ，l l = l 2 即可满足要求，抑制馈通效应。 e 丑暖厂 l 匕 图3 ，8 虚拟开关对时钟馈通效应的抑制作用 q ， 由式( 3 1 2 ) 可以看出，y 与输入电压无关，在输入，输出特性中表现为固定的失调，这种固定失 调可以通过双端差分来进行消除。 3 2 4 开关电阻的非线性 m o s 晶体管在作为开关应用时工作在线性区和截止区，其存在一定的电阻，对于n m o s 管 它的线性区导通电阻为： r 0 _ 一等。礤寤丙 n m o s 管作为开关采样时，v g 等于电源电压v d d ，v s 接输入信号v i ，则式( 3 1 4 ) 等价于 f 3 1 4 1 东南大学硕士学位论文 饥一2 习瓢i 丙 蕾罨- 憔，v 遭l 署 譬l t 输 傅导电匿巾 a )( b ) 图3 9 ( a ) n m o s 导通电阻与输入信号关系( b ) p m 0 s 导通电阻与输入信号关系 ( 3 1 5 ) 可咀看出这个电阻是随输入信号的变化而变化的，因此当开关打开，输入信号在传输过程中将通过 开关电阻对采样电容充放电的速度和信号损耗是不同的，这会给输出信号造成谐波失真。n m o s 管 的导通电阻与输入信号的关系，如图3 9 ( a ) 所示。 对于p m o s 管，它的线性区导通电阻为： 一2 习蕊 ( 3 1 6 ) p m o s 管开关与n m o s 管开关一样，导通电阻也随输入信号的变化而变化，同样会给输出信号造成 谐波失真。p m o s 管的导通电阻与输入信号的关系，如图3 9 ( b ) 所示。 ( 一) c m o s 开关 输入信号电压，v ( b ) 图3 1 0 ( a ) c m o s 开关( b ) c m o s 开关导通电阻与输入信号的关系 开关电阻的非线性是我们不希望看到的，我们希望将其消除，或者尽可能的减小这种非线性。 从图3 9 ( a ) 和3 。9 ( b ) 可以看出，n m 0 s 管开关和p m o s 管开关是互补的，可以将这蕊个开关并联，组 成c m o s 开关，如图3 1 0 ( a ) 所示，这样c m o s 开关的导通电阻为： 1 6 第三章采样保持电路采样模式分析 7 抵。c m o s = r 洲n 诤a s 强r o q p m ( 3 1 7 ) 由上式可以看出，如果纵i 讹b = 脚( m ，l ) 。，则导通电阻与输入信号无关。c m o s 开关的导通电阻与 输入信号的关系如图3 1 0 ( b ) 所示。但是，由于在工艺制作上的偏差，脚( ”坦如很难与m ( m 咒h 相等， c m o s 开关可以较大幅度的减小开关导通电阻的非线性而不能从根本上完全消除这种非线性。 ( 二) 栅压跟随技术 栅压跟随技术是一种很好解决导通电阻随输入信号变化的办法，其基本思路是使栅端电压v g 跟随源端电压v s ，由式( 3 1 4 ) 可以看出这样m o s 管的导通电阻就为一恒定值，其不随输入信号的 变化而变化。 栅压跟随技术的基本原理图如图3 1 l 所示。m o s 管栅电压是源端电压与一固定电压的叠加， 这样就保证了v g s 为定值。 图3 1 1利用栅压跟随技术的n m o s 晶体管 图3 1 2开关电容栅压跟随电路( a ) 关断态( b ) 导通态 图3 1 1 的电压源v x 司以用开关电容电路来实现，如图3 1 2 所不。在开关不导通的那个时钟相 母i ，电路如图3 。1 2 ( a ) ，电容c i 预充电到v l v 2 。在另外一个时钟相啦，如图3 1 2 ( b ) ，电容被置于 栅和输入之间。由于主开关以及附加开关的寄生电容，栅压v g 并非理想的输入电压v ，加上预设的 电压v l v 2 。 丰开关的栅电位为： u ：刍i 蔓二兰2 + f 刍鱼刍! 兰塑一，刍兰鱼! 一刍幽 “ c “，e w ( 3 1 8 ) 州吲州一半一掣一掣 u m f 、，“u 埘 其中，c 。是总电容即c i + c 2 + c 3 + c 4