（微电子学与固体电子学专业论文）基于4ghz分数频率除法器的频率综合器设计.pdf

复旦大学顺士学旺论文 y3 b3 3 8 3 摘要 本文讲述了一个电源电压为3 3 v 、工作频率在1 9 g h z 左右、采用 c m o s 工艺实现的频率综合器，它应用于蜂窝电话接收机中，能同时满足 g s m 、w c d m a 、d c s 1 8 0 0 、p c s 1 8 0 0 等几个不同标准的要求。 首先，简单的介绍了一般分数一n 频率综合器的构成，并介绍了各个模 块的工作原理。讨论了频率综合器的性能指标，并针对g s m 、w c d m a 、 d c s 1 8 0 0 、p c s 一1 8 0 0 等标准的要求对几个重点设计指标如相噪、毛刺、锁 定时间等作了详细推导。分析了频率综合器环路系统的噪声特性和动态特 性，并由此确定了频率综合器各个模块的基本结构参数。 接着，讲述了两个低压差调压器的设计，分别应用于压控振荡器和分频 器。对于压控振荡器，它比较关注低压差调压器的电源抑制比性能；对于分 频器，低压差调压器的作用相当于一个电平转换器，它能显著减小分频器的 功耗。稳定性问题是低压差调压器中一个比较突出的问题，介绍了片外电容 补偿和密勒电容补偿两种常见的补偿方式。对电源抑制比的概念作了简单介 绍，对基本结构的低压差调压器的电源抑制比作了推导，然后在此基础上从 电路、结构两个方面详细讨论了电源抑制比的优化，根据分析结果选择了一 种高电源抑制比结构的低压差调压器给压控振荡器提供稳定电源。 最后，讲述了分数除法器的设计，主要包括两分频、多模除法器和一 调制器三个部分。对于两分频，着重分析了它的自振频率对电路工作的影 响，并进一步深入分析了工艺角、温度变化对电路设计的影响。对于多模除 法器，本文提出了一种改进型脉冲吞噬结构，测试结果证明了该结构的正确 性。对于调制器，主要讲述它把量化噪声调制到高频处的原理。 本文电路采用s m i co 1 8 # mc m o sm i x e d s i g n a l r f 工艺，芯片面积为 1 3 6 m m 9 2 1 k t m ，电源电压为3 3 v ，消耗电流为2 1 m a 左右。 关键词频率综合器、频率除法器、低压差调压器 a b s t r a c t a3 3 一v1 9 - g h zf u l l yi n t e g r a t e dc m o sf r e q u e n c ys y n t h e s i z e ri sd e s i g n e d a n dt e s t e df o ru s ei ng s m ，w c d m a ，d c s 一1 8 0 0 ，p c s 一1 8 0 0w i r e l e s ss y s t e m s f i r s t ，ab r i e fi n t r o d u c t i o no ft h ec o m m o ns t r u c t u r eo ff r a c t i o n a l nf r e q u e n c y s y n t h e s i z e ra n di t so p e r a t i o np r i n c i p l ea r ei n t r o d u c e d t h es p e c i f i c a t i o n s o f s y n t h e s i z e ra r ea n a l y z e da n ds o m ei m p o r t a n to n e ss u c ha sp h a s en o i s e ，s p u r sa n d s e t t l i n gt i m ea r ei n v e s t i g a t e di nd e t a i l t h e n t h ec h a r a c t e r i s t i c o fn o i s ea n d d y n a m i c so ft h es y n t h e s i z e rs y s t e mi sd i s c u s s e d ，a n dt h e s t r u c t u r eo ft h es u b b l o c k sc a r lb ed e t e r m i n e dc o r r e s p o n d i n g l y t h e n ，t w ol o wd r o p o u tr e g u l a t o r s f o rv o l t a g ec o n t r o l l e do s c i l l a t o ra n d d i v i d e ra r ep r e s e n t e d f o rt h el d ou s e di nv c o ，t h er e s e a r c he m p h a s i si so ni t s a b i l i t yo fp s r r f o rt h el d ou s e di nd i v i d e r ，e q u i v a l e n tt oav o l t a g ec o n v e r t e r , i se m p h a s i z e do nt h ep o w e rc o n s u m p t i o n b e c a u s et h el o wd r o p - o u tr e g u l a t o r s a r e p o t e n t i a l l yu n s t a b l e ，s o m e s o l u t i o ns u c ha s o f f - c h i pc a p a c i t a n c e c o m p e n s a t i o na n dm i l l e rc o m p e n s a t i o na r ei n t r o d u c e d t h ep s r re q u a t i o no fa b a s i cl o wd r o p o u tr e g u l a t o ri sa n a l y z e d ，f r o mt h a tw ec a nk n o wh o wt oi m p r o v e t h ep s r rp e r f o r m a n c ef r o ms c h e m a t i cl a y e ra n db l o c kl a y e r ，a n dt h e nw ec a n d e t e r m i n et h es t r u c t u r ef o rt h et w ol d o s l a s t ，t h ed e s i g no ft h ed i v i d e ri sp r e s e n t e d t h ee m p h a s i so fd i v i d e b y 一2i s o nt h er e l a t i o nb e t w e e ni t s e l fa n di t ss e l f - o s c i l l a t i n gf r e q u e n c y , b e s i d e s ，t h ee f f e c t o fc o r n e ra n dt e m p e r a t u r ev a r i a t i o ni sa l s oi n v e s t i g a t e d a ni m p r o v e dp u l s e s w a l l o w e ds t r u c t u r ei sp r o p o s e df o rm u l t i - m o d u l u sd i v i d e r , a n dt h es i m u l a t i o n r e s u l tp r o v e si tt ob ee f f e c t i v e t h ee m p h a s i so fs i g m a d e l t am o d u l a t o ri so nh o w t om o d u l a t et h eq u a n t i z a t i o nn o i s et oh i g hf r e q u e n c y t h ec i r c u i ti si m p l e m e n t e dw i t hs m i c0 1 8 “mc m o sm i x e d s i g n a l r f t e c h n o l o g y ，a n dc o n s u m e sac u r r e n to f2 1 m aw i t h3 3 vs u p p l yv o l t a g e t h ed i e a r e ai s1 3 6 2 “m 9 2 1 “m k e y w o r d sf r e q u e n c ys y n t h e s i z e r ，f r e q u e n c yd i v i d e r ，l o wd r o p o u tr e g u l a t o r 复旦人学硕士学位论殳 1 1 研究背景和意义【1 】 第1 章引言 在当今信息时代许多行业都要广泛使用到振荡频率源，特别是随着通信、 数字电视、卫星定位等技术的不断发展，对振荡频率源的稳定度、频谱纯度、 频率范围、频率分辨率等等要求越来越高。石英晶体振荡器能提供稳定、高精 度的频率，但它只能提供单一频率的信号；通过对石英晶体产生的振荡信号进 行加减乘除运算，就可以得到一系列与其具有同样稳定度和精度的信号，这就 是频率综合器。 频率综合器的技术复杂度很高，它经历了直接模拟式频率综合器、锁相式 频率综合器、直接数字式频率综合器三个发展阶段“1 。目前，在各种无线通信 系统中使用的频率综合器普遍采用锁相式结构。频率综合器的最终发展方向是 双环或多环锁相式结构、直接数字式结构、锁相和数字混合式结构等。 直接模拟式频率综合器是通过分频器、倍频器、混频器，对频率进行加减 乘除运算，得到各种所需频率，见图1 1 。它的优点是频率转换时间短，并能产 生任意小的频率增量。但用这种方法合成的频率范围将受到限制，另外输出端 的谐波、噪声和寄生频率难以抑制。正是由于这些重大缺陷，直接模拟式频率 综合器现在已基本被淘汰。 x t a l 叫口 图1 ，1 一个直接模拟式频率综合器结构示意图 锁相式频率综合器是采用锁相环进行频率合成的一种频率综合器，它是目 前频率综合器的主流，按照除法器是整数分频还是小数分频，可分为整数锁相 式频率综合器( 图1 2 a ) 和分数锁相式频率综台器( 图1 2 b ) 。除法器为整数分频 时，它的输出信号的频率分辨率等于参考频率，这使它的应用受到极大限制， 第1 章引言 因为在某些高端应用中通常要求较高的参考频率和较小的频率间隔，分数频率 综合器的提出使得这对矛盾得以解决。1 。 m o d u h a t i o n s e l e e t i o n 图1 2 整数锁相式频率综合器与分数锁相式频率综合器 虽然锁相式频率综合器性能有很大提高，但外围电路仍然较复杂，且容易 受外界干扰，性能提升空间很小。直接数字式频率综合器( 图1 3 ) 的出现，使频 率合成技术大大前进了一步。直接数字式频率合成是从相位概念出发，直接合 成所需波形的一种新的频率合成技术，具有频率分辨率高、频率切换速度快、 相位可连续线性变化等优点，在基于数字信号处理的现代通信系统中已被广泛 采用。 图1 3 一个直接数字式频率综合器示意图 频率综合器在国外发展的比较成熟，品种非常齐全，形成了各种类型的锁 相式整数频率综合器、锁相式分数频率综合器、直接数字式频率综合器、双环 或多环锁相式频率综合器、d d s 与p l l 混合式频率综合器等完整系列品种，满 足了通信、数字电视等领域的需要，形成了巨大的频率综合器市场。双环或多 环锁相式频率综合器、d d s 与p l l 混合式频率综合器都已经实现单片集成；频 率综合器已经与通信系统收发机的射频电路集成在一起，形成了集接收机、收 发机、频率综合器于一体的s o c 芯片。生产频率综合器的厂商主要有美国的 a d 、国家半导体、摩托罗拉、高通，日本的三菱、富士通，荷兰的菲利浦等 等。国家半导体公司生产的锁相式整数频率综合器，采用b i c m o s 工艺，工作 频率达2 5 g h z ，电源电压为2 7 v 5 5 v ，功耗电流仅为十几毫安。 复旦大学坝i 上学1 立论义 频率综合器主要应用在通信、数字电视等领域，随着我国通信行业的e 速 发展，国内市场对频率综合器的需求很大。由于频率综合器技术难度高，我国 目前大量依赖进口。大陆目前只能生产中低档的锁相式频率综合器，双环或多 环锁相式频率综合器处在研究阶段，而直接数字式频率综合器还是一片空白。 加大投入和研发力度、实现芯片业的独立自主对我国的国民经济安全具有重大 意义。 1 2 主要工作和创新 本文的内容主要分为三部分：用于蜂窝电话接收机本振发生器设计指标的 推导，用于压控振荡器和分频器的低压差调压器设计以及分数多模除法器的设 计。对频率综合器的几个重要设计指标如相噪、毛刺和锁定时间作了详细推 导，并从锁相环的噪声特性和动态特性两方面确定了各个模块的大致架构。简 单的介绍了低压差调压器的各个性能参数；对低压差调压器的稳定性问题作了 重点分析，并讨论了片外电容补偿和极点切割补偿两种使环路保持稳定的方 法。对于基本低压差调压器的电源纹波抑制比作了详细推导，给出了它的频响 特性曲线，并对曲线每段的特性进行了深入的分析。根据上面分析结果设计 了一种高电源抑制比结构的低压差调压器给压控振荡器提供稳定电源。另外还 设计了一个低压差调压器给分数除法器提供电源。多模除法器中提出了一种改 进的倒计数检测逻辑，相对于传统的倒计数检测逻辑速度有明显提高。简单的 介绍了鉴频鉴相器、电荷泵、环路滤波器以及压控振荡器。最后给出了频率综 合器及部分模块的测试结果。 1 3 论文的组织结构 论文的组织安排如下。第二章介绍了分数一n 频率综合器的构成、设计指标 推导以及系统设计。第三章介绍了两个低压差调压器的设计，分别给压控振荡 器和分频器提供电源。第四章介绍了分数分频器的设计，主要包括两分频、多 模除法器和s 一调制器设计。第五章介绍了频率综合器其他几个模块的设计， 包括鉴频鉴相器、电荷泵、环路滤波器和压控振荡器。最后给出了频率综合器 以及部分模块的测试结果。 第2 章分数n 锁相式频率综合器概述 2 1 分数n 锁相式频率综合器构成 本文所设计的频率综合器应用在蜂窝移动电话射频收发器中，作为本振信 号源。由于蜂窝移动电话工作频率较高，而信道数目多且带宽窄，故一般采用 分数一n 锁相式结构。如图2 1 所示，分数一n 锁相式频率综合器由鉴频鉴相 器( p f d ) 、电荷泵( c p ) 、环路滤波器( l p f ) 、压控振荡器( v c o ) 、两分频( d i v 2 ) 、 多模除法器( m d i v ) 和s - a 调制器( s d m ) 构成。下面具体介绍各个模块的工作原 理。 图2 1 分数一n 锁相式频率综合器示意图 l o 2 1 1 鉴频鉴相器( p f d ) 鉴频鉴相器的作用是比较参考信号和反馈分频信号的相位差和频率差，产 生u p 和d o w n 脉冲信号来控制电荷泵。如图2 2 所示，当参考信号的频率或 相位超前时，u p 有效，d o w n 保持低电平状态；当参考信号的频率或相位滞 后于反馈分频信号时，d o w n 有效，u p 保持低电平状态：在理想情况下，如 f r e r 广 厂 厂 厂 厂 厂 厂 厂 m v 厂 厂 厂 f 厂 厂厂 u ， n0厂 厂n 广一 d o 竺n 列22p f d 丁作波形 复旦大学顾士学位论文 果参考信号与反馈分频信号的频率和相位完全相同时，u p 和d o w n 都将保持 低电平状态 6 】口 2 1 2 电荷泵( c p ) 和环路滤波器( l p f ) 在u p 和d o w n 信号控制之下，电荷泵对环路滤波器进行充电或放电。如 图2 3 所示，当u p 为高电平时，电荷泵给环路滤波器充电，v o u t 升高；当 d o w n 为高电平时，环路滤波器通过环路滤波器放电，v o u t 下降：当u p 和 d o w n 都为低电平时，理想情况下v o u t 将保持不变，但实际上由于一些非理 想因素的存在，v o u t 有一定的纹波，利用环路滤波器的低通特性，可滤去纹波 电压的高频成分，得到平稳的直流分量。 一厂 厂 几 一“ 厂 厂 图2 3 电荷泵对环路滤波器充放电示意图 2 1 3 压控振荡器( v c o ) 压控振荡器输出信号频率随控制电压改变而改变，它们之间的关系为： f 。5 f o + k v c o v 。 ( 2 i ) 其中f 。为v o 。= o 时的频率，k 。为振荡器的增益。 2 1 4 两分频( d i v 2 ) 在射频收发器中，为了实现信号的边带抑制或镜像抑制，要求本振为混频 器提供四路正交信号。产生正交四相位信号的方法有三种：倍频法，r c c r 相 移网络法和正交耦合振荡器法”。倍频法就是使压控振荡器产生两倍于主频的 振荡信号，再加二分频器生成四路正交信号输出。r c c r 相移网络法是使压控 振荡器的振荡波形通过r c - c r 相移网络完成9 0 叶目移，产生互相f 交的四路信 号。正交耦合振荡器则是通过两个振荡频率相同的振荡器之间的互相耦合，迫 使两个振荡器的相位保持9 0 e 的相移，得到四路相互正交的振荡信号。在单片集 成的射频收发器中，压控振荡器频率不得与功率放大器频率相同，否则将会受 ：= = ：尘! 重坌堑三些竺塑塞塑童堡垒矍丝些= ! ：= 到后者的牵引，所以后两种结构在此处不适用，只能采用倍频法。 2 1 5 多模除法器( m d i v ) 在无线通讯中，载波信号需要经常在不同的信道间来回切换。为了跟踪载 波信号的变化，一般通过调整本地振荡频率，使得本地振荡信号和载波信号频 率之差保持不变。其中频率综合器的功能就是根据通讯需求产生并调整本征振 荡频率，要实现输出的本征振荡信号的频率按照协议要求而改变，一般的办法 就是通过改变频率综合器中反馈回路，即分频器的分频数，从而调整压控振荡 器的输出频率”。 2 1 6s - a 调制器( s d m ) 常见的频率综合器都是采用整数分频，整数分频合成器的输出频率分辨率 等于参考频率。在无线通信系统中，信道宽度很窄，如果采用整数分频，那么 参考频率必须很低。对于应用于蜂窝电话射频收发器的频率综合器，信道间距 为2 0 0 k h z ，则参考频率为2 0 0 k h z ；输出频率在2 g h z 左右，则除数大约为 1 0 0 0 0 。对于晶振、鉴频鉴相器、电荷泵噪声源，它们在输出端的带内噪声被放 大n 倍，显然n 值太大将会使这些噪声严重放大。另外，环路带宽不能超过参 考频率的1 1 0 ；对于2 0 0 k h z 的参考频率，则环路带宽不能超过2 0 k h z ，对于 片上集成的环路滤波器这不仅难以做到，即使做到也是以魉牲锁定速度为代价 的。所以在无线通信系统中，频率综合器通常都是采用分数除法，即采用较高 频率的晶振源，通过提高分数的精度，来获得所需的频率分辨率。 分数除法的基本思想是使除数在一定时间内按照某种概率来变化，则平均 下来得到小数除数”3 。分数分频虽然解决了整数分频中存在的问题，但又带 来了新矛盾，这就是分数毛刺。 解决分数毛刺的方法有多种，但最常用最有实效的是s 一调制器法。它的 原理是在对信号进行过取样后，噪声功率谱幅度降低，并通过一个对输入呈低 通对量化噪声呈高通的噪声整形器，将量化噪声功率的绝大部分移到信号频带 之外，而采用过取样移出的噪声不会与信号频谱混叠，从而可通过简单的滤波 有效地抑制噪声“。 2 2 频率综合器设计指标 2 2 1 设计难点 频率综合器设计指标主要包括相位噪声、频谱毛刺、锁定时间、功耗和面 - 6 复日大学硕士学位论文 积等，下面简单的介绍几个关键指标的设计难点。 相位噪声 相位噪声是频率综合器里面最重要的一个指标，它决定了信道资源的利用 效率以及在有外界干扰情况下接收小信号的灵敏度。在单片集成的频率综合器 中，各个噪声源会通过衬底相互耦合干扰，使得系统噪声性能进一步衰减。这 些耦合噪声不但难以建模预测，而且没有有效的方法进行抑制，采用保护环隔 离各个模块效果非常有限。 锁定时间 接收机工作时，频率综合器产生的本地振荡信号会在各个信道之间来回切 换，信号从一个信道切换到另一个信道达到稳定所花时间决定了通话的效果和 质量，切换速度太慢会导致通话出现迟滞现象。在整数_ 锁相式频率综合器 中，参考信号频率等于信道宽度，由于蜂窝电话系统的信道分辨率很高，使得 参考信号频率必须很低；而根据环路稳定性要求，环路带宽不得超过参考频率 的十分之一，从而环路带宽大大受到限制，并进一步限制环路锁定时间。在分 数锁相式频率综合器中，这个问题得到了很好的解决。1 。 功耗 蜂窝电话属于便携式设备，靠电池供电，电路功耗的大小直接决定了电池 的使用时间。在射频电路中，信号对寄生电容非常敏感，几十伍级的寄生电容 也会使信号严重衰减，维持大摆幅的唯一有效手段就是提高电流。 2 2 2 设计指标推导 采用零中频镜像抑制结构的蜂窝电话射频接收机构成如图2 4 所示，主要 由天线、低噪声放大器、混频器、本地振荡器、可变增益放大器和滤波器等几 个部分组成。空气中的通讯信号被天线接收，经过低噪声放大器放大之后，与 本地振荡信号在混频器处混频得到零中频信号，然后经过滤波器滤波、可变增 益放大器放大后送到基带部分。“。 r fi f 幽2 4 蜂窝电话接收机结构框图 ：= ： 一墼! 耋坌兰三些堡! ! 塞塑童堑三篁鲨鎏：= ： 蜂窝通信系统有g s m 、d c s 1 8 0 0 、p c s 1 9 0 0 、w c d m a 等几种标准。下 面以d c s 1 8 0 0 标准为例来推导频率综合器的指标。d c s 一1 8 0 0 采用g m s k 调 制，信道数据传输速率为2 7 0 8 3 3 k b s e c 。发射机频段为1 8 0 5 1 8 8 0 m h z ，接收 机频段为1 7 1 0 1 7 8 5 m h z ；它们各自都包含3 7 5 个信道，信道宽度都为 2 0 0 k h z 。 频率范围与分辨率 d c s 一1 8 0 0 系统发射频段为1 8 0 5 1 8 8 0 m h z ，由于接收机采用零中频结 构，则本地振荡器的输出频率范围为1 8 0 5 1 8 8 0 m h z ；又由于频率综合器采用 的是倍频结构，则压控振荡器的输出频率范围为3 6 1 0 3 7 6 0 m h z 。接收机的信 道带宽为2 0 0 k h z ，因此本振信号的分辨率为2 0 0 k h z 。 相位噪声“6 1 载有信息的射频调制信号经天线进入接收机，与本振信号混频重新得到所 需信息，整个解调过程如图2 5 所示。实际的解调过程比此要困难得多。首 先，由于空气中存在着各种各样的电波，再加上信号在传输过程存在损耗和多 下褒雪页 ，厂、 s i g n a l r f 图2 5 接收机下变频示意图 f r e q 径效应，接收机接收到的信号是微弱且又变化的，并伴随着许多干扰，且这些 干扰信号强度往往远大于有用信号。另外本振信号也存在着干扰。理想的本振 信号频谱为一个很窄的尖峰脉冲，而实际的本振信号频谱包含有边带，如图2 6 爪 p h a s e d b c 一 图2 , 6 实际本振信号频谱示意图 复旦大学坝士学位论文 所示。它是由环境噪声和频率综合器中的内部噪声造成的。内部噪声包括热噪 声和闪烁噪声，环境噪声包括电源、地和衬底噪声等。在它们共同作用之下， 本地振荡信号相位产生波动，表现在频谱上就是边带。通常用距载波一定频偏 处单位带宽内的能量与载波功率的比值来量化相位噪声性能，单位为d b c h z 。 当这样的非理想本振信号与受干扰的射频信号相混频，得到的零中频信号 也就会伴有干扰，如图2 7 所示。对于射频信号，它在空气中受到各种各样的 干扰，没法控制，但可以从本振信号入手，通过优化它的相位噪声，就可以把 零中频信号的噪声限制在可以接受范围之内。如图2 8 所示，相噪指标的制定 就是基于这个原理。根据d c s 1 8 0 0 标准“，中频信号的信噪比不得低于 9 d b 。在最坏情况下，接收信号及其伴随干扰信号功率分布如图2 9 所示。接收 信号的最小功率为9 7 d b m ；离接收信号最近的干扰信号功率最大可达9 3 d b m ， 在4 0 0 k h z 、6 0 0 k i - i z 、1 6 m h z 和3 m h z 偏移处干扰信号最大功率分别为 6 1 d b m 、4 3 d b m 、一3 3 d b m 和- 2 6 d b m 。在1 8 0 0 m h z 和1 9 0 0 m h z 处干扰信号最 大功率达到0 d b m ，但由于它们都在接收频带之外，可以通过滤波器滤掉，因 此在推导相噪过程中可以不考虑。根据式( 2 一2 4 ) ： 要求的信噪比c 辈篆薯善糕 c z 固 要求的信噪比c 手莸蓓丐丽笑笺譬姜篥羹嘉蓑素芦丽( z 3 ) 相位噪声t 丽氰意纂鬻鬻叁骊瓢 ( 2 。， 即可推出相噪指标。 例如，在6 0 0 k h z 频偏处， l op h a s e n o i s e - 9 7 d b m - - ( 一4 3 d b m ) 一1 2 d b 一1 0 l g ( 2 0 0 k ) = - - 1 1 9 d b c h z 用同样的方法可计算处在4 0 0 k h z 频偏处相噪不得大于1 0 3 d b c h z ，在 1 6 m h z 频偏处相噪不得大于1 3 1 d b “h z ，在3 m h z 处相噪不得大于一 1 4 1 d b c h z 。 ：= ：= = ：茎! 茎尘鍪三些! 堑! 些堡耋量塞兰丝兰：= ： l t e r “r t l _ w a n t ，e d强幸 二= 兰土工 ：璧 c 曲v h 恤d ：蜒t 吐 图2 7 实际本振信号与射频信号混频结果 函 n d x 9 4 m & 冒o r 譬! 一。 图2 8 相噪指标推导原理示意图 1 0 球 一 卜冬 复旦人学硕上学位论文 图2 9 最坏隋况下接收信号及其伴随干扰信号功率 毛刺“6 3 毛刺也是相位噪声的一种，但和一般相位噪声不同的是，它是由频率综合 器中某个固定频率噪声调制造成的，比如电荷泵的开关噪声，而后者则是由内 部器件的热噪声、闪烁噪声和参考源噪声造成的。带有毛刺的频谱如图2 1 0 所 示。毛刺的量化方法同相噪相似，定义为毛刺功率与载波功率的比值。 c a m e r b c r 图2 1 0 带有毛刺的本振信号频谱示意圈 s n r 厂一、 l o d e s i z e d s i g n a l 图2 1 1 毛刺对信号解调的影响 f i e q 用带有毛刺的本振信号去解调受干扰的射频信号，同样会使得中频信号信 噪比变差，如图2 1 1 所示，所以必须抑制毛刺的功率。 毛刺指标推导同相噪相似，在干扰信号功率最大、接收信号功率最小情况 下，根据d c s 一1 8 0 0 指定的信噪比要求，即可求得毛刺的上限值。具体如下式 ( 2 5 ) - ( z 7 ) ： 要求的信噪比c 塑嵩票篱豁 ( z 5 ) 要求的信噪比c 手磊雨霉篙譬霎甍攀警巢c z q 毛刺功率c 丽蔫簇鬻 b 例如，在6 0 0 k h z 频率偏移处， l o s p u r - 9 7 d b m 一( - 4 3 d b m ) 一1 2 d b = 一6 6 d b c fh z 同理，可计算出毛刺最大在4 0 0 k h z 频偏处为5 0 d b c h z ，在1 6 m h z 频偏 处为一7 8 d b c h z ，在3 m h z 频偏处为8 8 d b c h z 。 切换时间n “ 接收机工作时，本振会随着接收信号频率变化而相应改变信道。每切换一 次，本振信号都要花一段时间才能稳定下来。d c s 一1 8 0 0 在全局上看是一个频分 复用系统，但就一个具体信道而言则是时分复用。如图2 1 2 所示，每个信道被 分为8 个时隙，每个时隙的宽度为5 7 7 # s 长。在时隙1 ，信号被接收；然后在 时隙4 ，信号被发送出去。为了监视信号的收发情况，在时隙6 和时隙7 之问 设置了一个监视时隙。如果射频收发器中只采用一个本地振荡器，那么它不只 是要在发射通道或接收通道里切换，还要在两通道间频繁的来回切换。当从发 射时隙切换到监视时隙时，本振稳定时间最长，为一个半时隙即8 7 吮s ，本振 茎呈查兰堡圭兰堡兰兰 的切换速度必须小于这个时间。 5 7 7 i t s r e c e i v e + s y sm o n i t o r r e c e i v e r xo r t x o n ： 篁同竺ooo 卜娟￥! 同氅 t r a n s m i t i 马马旦i ! ! 同马马当马马马 设计指标小结 图2 1 2 信号时隙图 表2 1 频率综合器主要设计指标 设计参数设计指标单位备注 3 7 0 0 3 8 4 0m h zg s m 标准 工作频率 3 6 1 0 3 7 6 0m h zd c s l 8 0 0 标准 ( 乘2 ) 3 8 6 0 3 9 8 0m h z p c s l 9 0 0 标准 4 2 2 0 4 3 4 0m h zw c d m a 标准 一1 2 0 d b c h z 4 0 0 k h z 9 d bm a r g i nc o n s i d e r e d 1 2 5d b c h z 6 0 0 k h z9 d bm a r g i nc o n s i d e r e d 1 3 5 d b c h z 9 d bm a r g i nc o n s i d e r e d 压控振荡器 1 4 0 0 k h z 相位噪声 优于1 3 5 ，最 d b c h z 3 m i - i z 9 d bm a r g i nc o n s i d e r e d 好1 4 0 优于，1 3 5 ，最d b c h z 1 0 m h z 9 d bm a r g i nc o n s i d e r e d 好1 5 8 输出频率分 辨率 2 0 0k h z 稳定时间 3 4 0u s 电源电压 3 3v 工艺 0 1 8u m s m i c 射频c m o s 1 3 笫2 苹分数一j v 锁相式频率综合器概述 以上介绍了采用d c s 一1 8 0 0 标准时，频率综合器设计指标的推导。对于其 它标准，推导方法基本相似，此处就不赘述。在综合考虑g s m 、d c s 1 8 0 0 、 p c s - 1 9 0 0 、w c d m a 等几个标准后，得到总的频率综合器设计指标如表2 1 所 不。 2 3 频率综合器系统设计 从系统角度出发，由于频率综合器的结构是基于锁相环的，因此其系统工 作原理类似于锁相环的工作原理，此处依然采用传统的线性反馈理论来进行系 统分析。锁相环主要有两大特性：噪声特性和动态特性。 2 3 1 锁相环的噪声特性 锁相环中的每个模块都会对锁相环相位噪声产生贡献，图2 1 3 是锁相环的 线性小信号模型，它考虑了每个模块引入的噪声，分析时假定噪声能量比信号 小得多3 。 o 。 图2 1 3 考虑噪声的锁相环小信号模型 引入噪声后的参考信号可表示为： 日。；日。+ 口，( 2 8 ) 通常选用石英作为参考信号源，它的能量大部分都集中在很窄的带宽内， 这个带宽比任何频率综合器都要小得多。例如采用石英的晶体振荡器，它的能 量9 9 9 9 都集中在小于o 0 1 h z 的带宽内，而即使是非常高性能的频率综合器 也只能做到1 h z 上下。 量兰查兰堡圭兰堡丝兰 巳。+ ( ( 一o d * ) k a 枷邝+ 0 i ) 等 其中0 。为除法器的反馈信号，它的表达式如下： 口。= 百0 0 + 口。 把式带入式得到： 吼硼，+ ( 【( 钆胡m ) 致棚妒+ 0 t ) 等 咆+ ( 帆一万0 a 咆) k d + 0 v 】z ( s ) + 0 t ) 等 _ 【( ”生k d ) z ( - 卅等竽崛，砸1 k ， = 0 。 _ 匾1 嵋j 逐s n 砸 s n s n k d k ，z ( 5 ) ( 2 9 ) ( 2 1 0 ) 娟”+ 扣薹 仁 为了简化式( 2 1 1 ) ，可引入一个低通传输函数，如下式( 2 1 2 ) ： 耶) = 专器k 铲 k d z ( s ) k ， ：丛 1 + k d z ( s ) k r s n ( 2 1 2 ) 引入表达式日( s ) 后，式( 2 1 1 ) 可改写为： 驴引1 _ 删q 器帆小卺】即) ( 2 1 3 ) 低频时 。，有 h o ) i 一1 1 5 ( 2 1 4 ) 兰：耋坌丝三兰丝些塞塑童量窒童兰童= ： ：= ：= ! ： 月( s ) i 一0( 2 1 5 1 相应的，锁相环带内噪声可简化为： 蜘目，志+ 【( ”+ 争 ( 2 1 6 ) 锁相环带外噪声可简化为： 0 。一0 ， l r 2 1 7 ) 可以看到，在带外时锁相环的噪声近似为压控振荡器的噪声。 如果假定所有的噪声源都是随机不相关的，那么锁相环的带内噪声功率谱 密度为： 蹦舻_ ( 志) 2 + 郧m ) ) + 半】2 ( 2 1 8 ) 锁相环的带外噪声功率谱密度为： s ( 厂) = s 只，( 厂) ni ，一，- ( 2 1 9 ) 图2 1 4 概括了在不同频偏处各噪声源对锁相环噪声的贡献。在载波附近， 锁相环的噪声主要来自参考信号源。在带外，锁相环的噪声主要来自压控振荡 器；在两者之间的区域，噪声来自于除压控振荡器外的各个模块，它呈平带特 性，大小与除法器的除数成正比。在环路带宽附近，噪声谱线有一个过冲， s ( f ) 士r e q u e n c y 图2 1 4 考虑各个噪声源的本振信号频谱示意图 过冲的大小取决于环路带宽的选择。环路带宽越大，过冲越显著：环路带宽越 小，噪声曲线越平坦。 复旦人学硕士学位论文 2 3 2 锁相环的动态特性“8 锁相环的动态特性主要包括，当除法器除数改变时，本振信号从一个频率 跳到另一个频率的稳定过程，主要关注的参数有稳定性、建立时间、过冲等。 图2 1 5 为分析锁相环动态特性的线性模型框图。其中0 。为鉴相器比较输入 参考 图2 1 5 锁利式频翠绿台器系统线i + k 模耍! 框图 信号的相位，0 ；为压控振荡器输出信号经过频率除法器后的反馈信号的相位， 0 0 为压控振荡器输出信号的相位，侥为两者之间的相位差；k 。为鉴频鉴相器 的增益，z ( s ) 为环路滤波器的传输函数，k 。为压控振荡器的增益，n 为频率 除法器的除数。 系统正向通路传输函数( 即系统正向环路增益) h 。( s ) 为： 哪) = 百0 0 喝猁争 ( 2 2 。) 系统反向通路传输函数( 即系统反向环路增益) f 0 ) 为： 荆2 岳= 专 仁2 ， 系统开环传输函数为： g 告吨删= k c , z 急 ( 2 2 2 ) 系统闭环传输函数为 邮) 专2 揣 ( 2 ：。) 在环路的不同结点旌加激励，观察锁相环的输出，即可得到所有传输函 数如表2 2 ： 第2 章分数一锁相式频率综合器概述 袭2 2 锁相式频率综合器系统噪声闭环传输函数 噪声源 闭环传输函数眈吼 输入参考信号0 ， 日，( s ) 2 雨h 丽a s 丽) 鉴频鉴相器和电荷 h ，( s ) 一1z + t f 荆( s ) k 日o 。( s s ) 一1 1 + 刖h o ( h s ) 。( s ) 泵日。 环路滤波器0 ， 舭_ 郴k o 鼬s ) 一。+ 裂心) 压控振荡器0 。 一 1 1 + f ( s ) h o ( s ) 频率除法器见 h ( s ) 2 i 丽a o ( s ) 环路带宽c o 。、相位裕度妒分别定义如下： i h 。( p o 。) 。f ( s ) i 一1 1 8 0 一h 。( ，甜。) f 0 ) = 驴 ( 2 2 4 ) f 2 2 5 ) 环路带宽决定了锁相环的闭环环路带宽，相位裕度决定了闭环的稳定 性；如果相位裕度太低，环路可能不稳定。 假设环路滤波器为三阶无源结构，它的传输函数如下 则闭环传输函数为 邵) 2 币 ( 2 2 6 ) 。i i k 石k v c o 萼( 1 + s 7 瓦 2 ) 平b 2 7 ) 为了分析方便，可把上式作二阶近似，得到闭环函数如下 复旦大学硕上学位论文 k 6 k o 口( 5 ) 4 五至i n a 珏o ( z 瑚) n a o 2 n a o 定义闭环本征频率为 阻尼因子为 皇 孝；冬，。 ( 2 2 9 ) ( 2 3 0 ) 假设有一个锁相环，初始时锁定在频率，1 ，当除法器的除数改变后，切 换到另一个频率，2 ，使用拉普拉斯反变换可得到频率响应如下： 删_ ，2 + ( ，1 - ，2 冲帆1 【c o s n 脬+ 繁s i 蛾百】 ( 2 3 1 ) 锁定时间近似为： l o c k t i m e 。掣 偿3 2 ，)i l 竺l 一 门 达到峰值时间近似为： 过冲为 p e a k t i m e = 告 ( 2 3 3 ) q 1 一宇2 、 饥脚州：堡等e 再 ( 2 3 4 ) , 1 一宇2 再 第2 奄分数一锁相式频牢综合器概述 = = = = = = = = = = = = = = = = = = = = = = = = = = = = = = - = = ：= ：= ：= ： 2 3 3 锁相环各模块设计 晶体振荡器 晶振频率的大小会从两方面影响锁相环的噪声性能。 首先，参考频率噪声会调制压控振荡器，使得输出频谱产生参考毛刺。假 设压控振荡器的控制电压上叠加了一个参考频率噪声c o s t o t a l ，则它对应的压 控振荡器输出为。1 ： 吃，o ) = c o s ( ( o t + k m dy k d t ) 。v oc o s ( 。k v c o - - y s i n 。r ) 删m 一c o s o ) 。tc o s ( k w 。二1 s i n 。t ) 叫 一s i nc o o ts i n 噼二卫s i n 。f ) ( 2 3 5 1 删m 由于噪声相对信号很小，所以k 。w 。c cl r a d ，那么 - 么。p ) 一z oc o s o t - v o ( s i nc o o t ) ( k 。! 上s i n o ) m r ) = v o c o s a ) m t 一k ”i ：o - v v o 【c o s ( w 。一。) t - c o s ( 。+ 。弘】( 2 3 6 ) z m ”。 7 输出频谱如图2 1 6 所示： 图2 1 6 控制电压带有纹波的v c o 输出频谱 由图2 1 6 可见，参考频率越大，则边带毛刺越稀疏，且离载波距离远，很 容易被环路滤波器滤掉。 另一方面，由于本振输出频率厶，= ，r 盯n ，岛越大，n n 越小。根据前 面锁相环系统噪声特性分析结果，带内噪声谱密度函数为： ( 厂) 啦，( 志) 2 + 岭“厂) ) + 半 2 f 2 - 3 7 1 可见，n 越小，带内噪声越小。 综上两点考虑，晶振频率应取较大值，这里定为1 3 m h z 。 电荷泵 前面在分析环路动态特性时提到环路常数 k ；k # k v c o ( 2 3 8 ) n 其中， 炉丢( 2 3 9 ) 而，为电荷泵的电流，可见通过改变电荷泵电流大小可改变环路特性。为了补 偿工艺和温度偏差，通常把电荷泵电流大小设置为可编程。在这里，电流从 5 0 肼到5 0 0 础可调，共1 0 档，每档5 0 趔。 环路滤波器 环路滤波器分为无源和有源两大类。有源滤波器相对于无源滤波器噪声 大、电路复杂、成本高，在这里噪声性能的苛刻要求决定了只能选择无源结 构。 常见的无源滤波器采用二阶结构，在这里额外引入一个r c 串联支路，以 加强对参考毛刺的抑制。采用四阶结构虽然能进一步提升毛刺抑制性能，但它 会使锁定速度变慢。 环路滤波器的带宽决定了锁相环系统的环路带宽。前面在分析锁相环系统 噪声特性时提到，带# t - n 位噪声主要来自于压控振荡器，带内相位噪声主要来 自于除压控振荡器之外的其它模块。为了使锁相环相位噪声最优化，把环路带 宽设置在两者的交点处。由于工艺角的不确定性，设计时把环路滤波器的参数 设置为可调，使得在测试时环路带宽可调。 压控振荡器 由于无线移动通信中对相位噪声的要求特别苛刻，因此对频率综合器中的 压控振荡器的设计提出了很高的要求，常用的环形振荡器在此并不适用，因为 振荡器输出信号的相位噪声与电路的品质因素有关：品质因素越大，相位噪声 越小。而环形振荡器的品质因素近似为1 ，远远低于电感电容压控振荡器的品 质因素，因此设计中采用电感电容压控振荡器。 电感电容压控振荡器的核心就是使用有源器件构成负电阻来抵消电感电容 调谐网络的电阻损耗。目前常用的结构有单m o s 结构和c m o s 结构，单m o s 结构就是使用一种m o s 管实现负电阻，而c m o s 结