（微电子学与固体电子学专业论文）流水线adc中采样保持电路的研究与设计.pdf

流水线a d c 中采样保持电路的研究与设计 摘要 在数字电路处理速度极大提高的情况下，如何快速采样模拟信号并对其进 行量化，是系统能否快速处理的一个关键环节。采样保持电路是实现从模拟到 数字的接口，其性能高低决定了整个模数转换器的精度与速度。采样保持( s h ) 电路作为高速高分辨率流水线型模数转换器中的重要模块一直是模拟混合信号 领域的重点研究内容之一。本文基于c h a r t e r e d0 18u m ，1 8 v 电源电压c m o s 工艺，研究和设计一个适用于峰峰值为2 v 的差分输入信号，分辨率为1 4 b i t ， 转换速率为1 0 0 m h z 流水线型模数转换器中的采样保持电路。 文中首先根据采样保持电路的基本理论，详细分析了采样开关的非理想效 应以及采保运放的性能参数对电路精度和速度的影响；然后在上述理论分析的 基础上结合具体系统要求进行采样保持电路设计，包括电荷重分配式采样保持 电路总体电路的设计和各模块电路设计：开关电容的选取、栅压自举开关、运 算放大器、偏置电路和共模负反馈电路，其中重点设计了带增益提升技术的运 算放大器，电路设计完成后进行了相关的版图设计；由于采样保持电路需要在 两相非交叠时钟下工作，论文最后设计了两相非交叠时钟产生电路。 利用h s p i c e 和s p e c t r e 对相关电路进行了仿真。仿真结果表明，在采样保 持电路的输入端施加差分电压0 5 v 和0 5 v ，时钟频率为1 0 0 m h z ，此时保持 相输出信号最终值在( 9 9 9 9 7 m v , 1 0 0 0 0 3 v ) 之间，与理想电压的误差为0 0 3 m v ， 达到了1 4 位的精度要求。在输入共模电压为1 v ，单端信号幅度为0 5 v ，对频 率为4 8 8 3 m h z 的正弦波输入信号进行非相干采样，当时钟采样频率为1 0 0 m h z 时，采样保持电路的无杂散动态范围( s f d r ) 为9 4 9 d b ，s n r 为9 1 d b ，基本 满足目标a d c 的系统要求。 关键词：流水线型a d c ；采样保持电路：栅压自举开关；增益提升运算放大 器；两相非交叠时钟 t h e d e s i g no fas a m p l ea n dh o l dc i r c u i tf o rp i p e l i n e da d c a b s t r a c t w i t hg r e a ti m p r o v e m e n ti nt h ep r o c e s ss p e e do fd i g i t a lc i r c u i t s ，h o wt os a m p l et h e a n a l o gs i g n a la sq u i c k l ya sp o s s i b l ei sak e yp o i n to fas y s t e mo np r o c e s s i n gs p e e d t h e s a m p l e - a n d - - h o l dc i r c u i t , w h i c hi st h ep o r tt h a tc o n n e c t sa n a l o gp a r tt od i g i t a lp a r t , h a s d e c i d e st h es p e e da n da c c u r a c yo ft h ew h o l ea d c a sa ni m p o r t a n tu n i to fp i p e l i n e d a n a l o g t o d i g i t a lc o n v e r t e r s a m p l e a n d - h o l dc i r c u i ti sa l w a y sg i v e nm o r ea t t e n t i o nb yr & d w h o s em a j o ri sh i g hs p e e da n dh i g hr e s o l u t i o np i p e l i n e da d c b a s e do nc h a r t e r e d0 18 u m c m o sp r o c e s sa n dw i t l la1 8 vp o w e rs u p p l y ，as a m p l e a n d - h o l dc i r c u i tw i t ht h ef s ( f u l l - s c a l e ) d i f f e r e n t i a lv o l t a g eo f2 v , w h i c hc o u l db eu s e di na1 4b i t ，10 0 m h zp i p e l i n e d a d ci sr e s e a r c h e da n dd e s i g n e d t h i sp a p e rf i r s ti n t r o d u c e st h es i g n i f i c a n c eo ft h es a m p l e - a n d - h o l dc i r c u i tf o ra p i p e l i n e da d c t h eb a s i cp r i n c i p l eo ft h es a m p l e - a n d h o l di sd e s c r i b e d ，a n dt h en o n - i d e a l e f f e c t so fs w i t c ha n dp a r a m e t e r so ft h e o p e r a t i o na m p l i f i e r a r ea n a l y z e dc a r e f u l l y f o l l o w i n gt h et h e o r e t i c a la n a l y s i sa n ds y s t e mr e q u i r e m e n t so ft h es a m p l e a n d h o l dc i r c u i t ， t h ec h a r g e - t r a n s f e r r i n gs a m p l e a n d - h o l dc i r c u i ta n dt h em o d u l eo ft h ec i r c u i ti sd e s i g n e d ， i n c l u d i n gs w i t c h e d - c a p a c i t o rs e l e c t i o n , b o o t s t r a ps w i t c h , g a i n - b o o s t e do p e r a t i o n a la m p l i f i e r , b i a sc i r c u i t ，c o m m o nm o d ef e e d b a c k ，a f t e rt h es c h e m a t i ci s f i n i s h e d ，t h el a y o u to ft h e c i r c u i ti sd e s i g n e d a st w o - p h a s en o n - o v e r l a p p i n gc l o c ki sn e c e s s a r yi nt h ep r o c e s so f s a m p l e a n d - h o l d ，t w o - p h a s en o n - o v e r l a p p i n gc l o c kg e n e r a t o rc i r c u i ti sd e s i g n e di n t h i s p a p e l f i n a l l yt h er e s u l t s ，w h i c ha r es i m u l a t e db yh s p i c ea n ds p e c t r e ，a r eg i v e n t h e r e s u l t ss h o wt h a tt h eo u t p u ts i g n a lo ft h es a m p l e a n d - h o l di su l t i m a t e l yb e t w e e n 9 9 9 9 7 m vt o1 0 0 0 0 3 vw h e nt h ed i f f e r e n t i a lv o l t a g e so fi n p u ta r e 士0 5 va n dt h e f r e q u e n c yo fc l o c ki s 10 0 m h z t h ed e v i a t i o nf r o mi d e a lo u t p u tv o l t a g ei s o n l y o 0 3 m v ，w h i c hm e a n st h a tt h ec i r c u i th a sm a t c h e dt h ea c c u r a c yo f14 b i t s w h e na s i n e s i g n a lw i t h1 vc o m m o nm o d ev o l t a g e ，0 5 vs i n g l e p o r tm a g n i t u d ea n d 4 8 8 3 m h zf r e q u e n c yi sn o n c o r r e l a t i o ns a m p l e db yt h ec i r c u i t ，t h es f d ri s9 4 9 d b a n dt h es n ri s91d b t h er e s u l th a si n d i c a t e dt h a ts u c ht h e d e s i g n e d s a m p l e a n d h o l dc i r c u i tc o u l ds a t i s f yt h er e q u i r e m e n t so fa d c k e y w o r d s ：p i p e l i n e da d c ；s a m p l e a n d - h o l dc i r c u i t ；b o o t s t r a ps w i t c h ；g a i n - b o o s t e d o p e r a t i o n a la m p l i f i e r ；t w o - p h a s en o n - o v e r l a p p i n gc l o c k 插图清单 图1 1 流水线型a d c 结构框图。3 图2 1 基本采样保持电路5 图2 2 两音频互调的定义6 图2 3 开环采样保持电路7 图2 4 基本的闭环采样保持电路8 图2 5 电荷重分配式采样保持电路8 图2 6 电容翻转式采样保持电路9 图2 7m o s 采样开关的导通电阻1 2 图2 8m o s 导通电阻一1 3 图2 9 互补开关1 3 图2 1 0 利用栅压自举技术的n m o s 晶体管1 4 图2 1 l 自举采样开关1 4 图2 1 2 电荷注入效应1 5 图2 1 3 增加虚拟开关以抑制电荷注入效应1 6 图2 1 4 运用互补开关抑制电荷注入效应1 7 图2 1 5 下极板采样原理1 7 图2 1 6 下极板采样电路图1 8 图2 1 7 采样电路中的时钟馈通1 8 图2 1 8 虚拟开关对时钟馈通效应的抑制作用1 9 图2 1 9 采样电路的热噪声1 9 图2 2 0 电流源负载差分2 2 图2 2 1 高增益运放模型2 3 图2 2 2c m f b 结构框图2 3 图3 1 实际采用的采样保持电路2 4 图3 2 开关时序图2 5 图3 3 电荷重分配式采样保持电路2 5 图3 4 自举采样开关2 7 图3 5 自举采样开关v 。仿真波形图2 9 图3 6 自举采样开关的输入输出关系图2 9 图3 7 自举开关输出频谱3 0 图3 8s h 中的o t a 电路3 2 图3 9 负载管增益提升电路3 3 图3 1 0 输入管增益提升电路3 4 图3 1 1 信号通路上的增益提升运放频率特性。3 6 图3 1 2 负载管增益提升运放频率特性3 6 图3 13 整个运放频率特性( 上为幅频，下为相频) 3 7 图3 1 4 采样保持放大器的偏置电路3 8 图3 1 5 运放理想共模输出电压产生电路3 9 图3 1 6 运放理想共模输出电压仿真波形3 9 图3 1 7 开关电容共模反馈4 0 图3 18 改进的开关电容共模反馈4 0 图3 1 9 改进的开关电容共模反馈的线性叠加4 1 图3 2 0 运放第一级共模负反馈电路4 2 图3 2 1 运放第二级共模负反馈电路4 2 图3 2 2 差分输出波形图4 3 图3 2 3 差分输出局部波形图4 3 图3 2 4 正弦波采样信号4 4 图3 2 5 采样保持电路的输出频谱图4 4 图3 2 6 输入对管的交叉耦合布局：4 6 图3 2 7 采样保持电容的匹配性布局4 6 图3 2 8 采样保持模块整体版图4 7 图3 2 9 采样和反馈电容版图4 7 图4 1 采样相时钟c l k l 产生电路4 8 图4 2 采样相时钟c l k ”产生电路4 9 图4 3 保持相时钟c l k 2 产生电路。4 9 图4 4 采样保持内部时钟产生电路的输入时钟4 9 图4 5 采样保持内部时钟产生电路的输出时钟仿真图5 0 独创性声明 本人声明所呈交的学位论文是本人在导师指导下进行的研究j 二作及取得的研究成果。据我所 知，除了文中特别加以标志和致谢的地方外，论文中不包含其他人已经发表或撰写过的研究成果， 也不包含为获得佥g 墨兰些太堂 或其他教育机构的学位或证书而使用过的材料。与我一同工作 的同志对本研究所做的任何贡献均已在论文中作了明确的说明并表示谢意。 学位论文作者签字：苏男 签字日期：卅口年中月f ，日 学位论文版权使用授权书 本学位论文作者完全了解盒目曼王业太堂有关保留、使用学位论文的规定，有权保留弗向 国家有关部门或机构送交论文的复印件和磁盘，允许论文被查阅或借阅。本人授权盒目墨王些盘 兰鲞一可以将学位论文的全部或部分论文内容编入有关数据库进行检索，可以采用影印、缩印或扫 描等复制手段保存、汇编学位论文。 ( 保密的学位论文在解密后适用本授权书) 学位论文作者签名：苗男 导师签名： 签字日期：w b 年牛月i y 日签字日期：协年中月 ，日 学位论文作者毕业后去向： ：f ：作单位： 通讯地i i 电话： 邮编： 致谢 本论文的研究工作自始至终都是在合肥工业大学微电子设计研究所，我的 导师高明伦教授和指导教师尹勇生老师的悉心指导下完成的。首先向在本次论 文研究工作中付出大量心血的两位老师致以崇高的敬意和衷心的感谢。两位老 师渊博的学识、严谨的科研作风和扎实的专业知识使我在学习中受益匪浅；他 们忘我的工作精神、诲人不倦的教学态度给我留下了深刻的印象。在此深深地 感谢两位老师对我的谆谆教诲和辛勤培养。 感谢邓老师在研究生学习期间给我的帮助，感谢合肥工业大学微电子设计 研究所的各位老师，他们不仅在学术上给予了严谨、科学细致而富有远见的指 导，而且在生活等方面给予了极大的关心、照顾和支持，使我的论文工作得以 顺利进行，谨向各位老师表示衷心的感谢。 论文工作始终得到了微电子设计研究所混合信号小组各位同学的帮助，他 们是梁上泉博士、张睿博士、张郭敏、邓亮、关皓伟、颜哲和崔磊等等。我还 要感谢师弟们，感谢他们在我论文写作阶段给我的帮助。 最后要感谢我的家人对我学习和生活的默默支持和关心，无论什么时候他 们都和我站在一起。 谨以此论文献给所有关心、爱护、帮助我的父母、老师、家人和朋友! 作者：苏琴 2 0 1 0 年3 月1 0 日 第一章绪论 近年来，随着数字信号处理技术和微电子技术的高速发展，各个领域里都 用到了数字技术，而且功能越来越强，在数字领域里可以很方便的实现许多传 统的模拟电路。 尽管如此，在某些领域，模拟技术仍然不能被数字技术取代。因为自然界 产生的信号是模拟量，这些模拟量要想在数字领域里处理，这就要一个模数转 换器将模拟量转化成数字量。另外，数字信号要在自然界传输需要转换成模拟 信号，这就需要数模转换器。数字技术的高速发展，对模数转换器( a d c ) 提 出了更高的要求，而设计高性能的模数转换器也成为模拟电路研究的重点。 1 1研究背景 系统级芯片是当前c m o s 技术发展的潮流，在片上系统( s o c ) 中一般会 将a d 转换和d a 转换与数字信号处理( d s p ) 模块集成在一个芯片上。随着 数字信号处理技术在高分辨率图像、视频处理及无线通信等领域的广泛应用， 系统对a d c 也提出了更高的要求，对高速、高精度、低功耗、低成本a d c 的 需求十分迫切。 数字技术的飞速发展，使得模拟技术和数字技术的差距越来越大，模拟和 数字接口电路的性能往往也成为整个系统性能的瓶颈。在采用c m o s 工艺的 a d c 中，电路性能主要取决于所采用的系统框架、主要电路结构( 运算放大器 和比较器等) 的性能、版图布局布线的合理性和制造工艺等因素。 在常用的a d c 中，按基本原理可分为奈奎斯特采样( n y q u i s t ) 模数转换 器和过采样( o v e r s a m p l e d ) 模数转换器。奈奎斯特型模数转换器的采样速率和 转换速率是相同的，在每个采样周期，采样的模拟信号都会被转换成唯一对应 的数字信号。应用较广泛模数转换器属于奈奎斯特型，包括全并行结构、逐次 逼近型结构、折叠内插型、流水线型和并行时间交织型等。 全并行【l 。】由于并行处理信号的特点，在现有结构中，是速度最高，输入到 输出的延时最小的结构，但其缺点是随着精度的增加其功耗和面积指数级地增 长，因而不适用于高精度的应用场合，实际应用中很少超过八位。逐次逼近型 【4 巧】采用串行工作方式，其复杂度、面积和功耗都比较低，精度较高，缺点是转 换速度较低。折叠内插型 6 - 8 j 应用折叠和插值技术，其功耗和面积不会随着采样 精度指数级地增长，缺点是折叠处理限制了输入信号带宽，而且对晶体管跨导 和匹配要求很高，从而使得其不利于用c m o s 技术实现。在1 9 8 7 年出现了流 水线型结构【9 】，它通过将采样精度分到每一级，每级中都引入采样保持电路， 各级可以同时工作，大大提高了转换精度和速度。 过采样型模数转换器【l 叽1 1 】是精度最高的，其基本原理是通过提高采样比和 噪声整形技术来达到高精度，其特点是精度高，但速度慢，它的转换速率较低 ( 一般低于1 0 m h z ) ，在音频产品中该转换器结构得到了广泛应用。 表1 1 各种a d 转换结构的性能比较 全并行逐次逼近型折叠内插型流水线型过采样型 主要特点高速低中速低中速高速低中速 低精度中高精度中高精度高精度高精度 分辨率 3 8 位8 1 6 位 3 8 位8 1 6 位1 6 2 4 位 转换速率数百m s p s几十k s p s 至几十k s p s 至几十至几十s p s 至g s p s 级几m s p s 几m s p s几百m s p s 至几m s p s 功耗高 低 高中 由 价格高 由 中 高 中 主要用途接收机、便携设备数字仪表视频、高速 音频、 雷达等仪器仪表传感器数据采集、多媒体、 流水线结构是通过将高精度的模数转换分为多级低精度的模数转换，每级 可以流水工作，互不影响，这样可以同时获得高速和高分辨率。因此，流水线 型模数转换器在高速高分辨率场合得到了最广泛的应用。目前大多数1 0 位及以 上的高速模数转换器基本采用流水线结构。本文所设计的a d c 采用流水线型 结构，工艺线宽为0 1 8 u r n ，电源电压为1 8 v 。 1 2目前的研究现状和进展 实际电路中，流水线a d c 的速度和精度要受到许多电路和工艺等非理想 因素的影响，最重要的是运放的非理想性( 有限增益和有限带宽) 、比较器失调 噪声和电容电阻失配等，因此目前在以下几个方面的研究较多： ( 1 ) 提高速度 除了提高单元电路本身的带宽和速度外，主要在以下几个方面进行研究： 电路的建立特性优化，如合理设计放大器零极点、提高运放压摆率设计、压摆 区和线性区的合理分割1 2 】【1 3 】f 1 4 】等，另外在流水线中增加局部的流水线操作或 并行处理等【1 5 】【16 1 。 ( 2 ) 校准技术 对于1 0 b i t 以上的高精度a d c ，一般要采取一定的校准措施。根据所处理 的信号类型不同，校准技术可分为模拟校准和数字校准。数字校准主要是对温 度、电源等环境变量不敏感的后台处理技术。模拟校准除了对元件匹配校准外， 电容误差平均等技术的研究较多。 在面积和功耗方面，主要有级间比例缩小系数的优化【1 7 】【1 8 】和级间精度的 分布、电路( 运放和比较器) 的共享技术【”】、以及动态比较器和单元电路的低 功耗设计( 如动态偏置、电流自举运放【2 0 】) 。在低电压方面，主要有运放的轨 对轨设计、弱反型工作和背栅驱动 2 1 - 2 3 】、自举开关、开关运放等技术【2 4 。2 5 】以及 电流模、开关电流a d c 的研究( 2 6 】【2 7 1 。 综合国内外一些集成电路制造公司的技术资料，产品手册提供的信息及一 些高质量论文，可以看出，a d 转换电路的发展趋势是高分辨率、高转换速率、 低电压、低功耗、c m o s 型方向发展。对于用于模数转换器中的重要模块 采样保持电路，其与数据转换器有着相同的发展方向。近年来，低电压、高速、 高精度的采样保持电路一直是一个设计难点，也是一个研究热点【2 8 】f 2 外。研究主 要从采样模式和保持模式两方面进行，采样模式包括栅压自举开关电路，m o s 管电荷注入效应，时钟馈通效应，开关导通电阻的非线性和噪声；保持模式主 要对运放的建立过程的研究。 国外由于起步早，技术基础实力雄厚，进行了较多的研究，因此可以实现 很高的分辨率和转换速率。2 0 1 0 年t i 公司推出了一款1 4 位、1 6 0 m s p sa d c ， 功耗2 0 0 m v ，基于单电源1 8 v ，0 18 阻c m o s 工艺，芯片内置直流失调纠正 环路，可有效减小a d c 的失调电压。国内主要是一些大学及研究所在研究较 高速度的a d c 。2 0 0 8 年，上海交通大学采用流水线结构完成了一款1 8 v 电源 电压，1 0 位1 0 0 m s p s 的a d c 设计，基于t s m c0 1 8 岫，混合信号1 p 6 mc m o s 工艺，仿真可知奈奎斯特采样频率时s f d r 为7 9 6 d b ，其核心电路功耗为6 2 5 m w 。这方面与国外还是存在较大的差距，因此研究与掌握高性能a d c 的前端 高速高精度采样保持电路的设计已成为我们的当务之急。 1 3 研究范围和主要内容 基于a d c 的市场应用前景和我国在此领域的现状，课题组正在开展高速、 高分辨率流水线型a d c 的研究，即1 4 b i t s1 0 0 m s p s 流水线型a d c 。根据系统 划分，本文探讨位于整个a d c 最前端的采样保持电路的研究和设计。流水线 a d c 的基本结构如图1 1 所示，采样保持电路位于a d c 的最前端，它对某一 时刻的模拟信号进行采样，然后对采样点的模拟量进行保持，使其在一段时间 内保持为恒定值，a d c 后面电路对这个恒定值处理，将其转换成相应的数字量。 图1 1 流水线型a d c 结构框图 在数字电路处理速度大大提高的情况下，系统能否快速处理主要取决于如 何快速采样模拟信号并对其进行量化。采样保持电路位于整个a d 转换最前端， 其性能高低决定了整个流水线a d c 的精度与速度。采样保持电路的增益、建 立速度、线性度、输入输出范围和噪声都直接影响到后面各个子a d c 的工作； 特别是噪声会被后级电路放大，这是流水线a d c 研究的一个重点。随着晶体 管特征尺寸日益减小，芯片工作电压不断降低，但是m o s 管的阈值电压并没 有随着电源电压的降低而以相应的比例减小，这就限制了信号的动态范围，增 加了高性能模拟电路的设计难度。因此在低电压工作下，研究和设计高性能的 采样保持电路是非常重要的。 对于高性能采样保持电路，主要是研究其速度和精度，速度主要与采样保 持电路的结构、运算放大器的增益带宽积以及采样保持电路保持相位时的闭环 相位裕度等有关。精度主要取决于采样开关的非线性、采样时钟抖动、采样开 关断开时的时钟馈通和沟道电荷注入、运算放大器的直流增益、开关噪声以及 运算放大器热噪声等。 本论文分为五章，其中 第一章，提出研究课题。分析了高速、高精度采样保持电路在流水线型a d c 中的重要性。 第二章，基于采样保持电路的基本理论，分析采样开关的非理想效应和运 算放大器的性能指标对采样保持电路速度和精度的影响。 第三章，对采样保持电路的设计与实现。首先给出系统架构，接下来对电 路各个模块进行设计、仿真验证，包括开关电容的选取、栅压自举开关、增益 提升型运算放大器、偏置电路和共模负反馈电路，在各个模块电路后面给出了 仿真结果，最后是采样保持电路的版图实现。 第四章，根据采样保持电路工作时序要求设计了两相非交叠时钟产生电路。 第五章，总结与展望。 第二章采样保持电路基本理论分析及主要设计考虑 采样保持电路是对不断变化的模拟信号瞬时值进行采样，然后在输出端将 其保持一段时间，再由后续的流水线子转换电路对采样到的模拟信号在保持时 间内完成量化和编码操作。一般情况下，采样间隔是固定的，由此可以确定采 样频率。采样保持电路的一个工作周期可分为采样模式和保持模式【3 9 】。在采样 模式下，输出既可以跟随输入变化，这种电路常称为跟踪保持电路，也可以被 设置为某一固定值，这种电路常称为采样保持电路。在保持模式下，电路的输 出等于采样结束时刻的数值。当输入信号为大信号时，采样保持电路的压摆时 间要比跟踪保持电路小，实际应用中一般都选用采样保持电路，而不是跟踪保 持电路。 图2 1 是一个基本的采样保持电路。其中，v i 。为输入信号，m o s 管q l 为 采样开关，c h 为保持电容，c l k 为采样控制信号，v o u 。为采样保持电路的输出 信号。采样相时，c l k 为高电平，q l 导通，输入信号对保持电容充电，输出随 输入的变化而变化；保持相时，c l k 为低电平，q 1 截止，c h 将保持采样结束时 刻的电压值v i n ，采样结束。 图2 1 基本采样保持电路 2 1 采样方法 采样方法可以分为奈奎斯特采样，欠采样和过采样。 令奈奎斯特采样( 临界采样) 4 0 】 奈奎斯特采样要求输入信号的最高频率为采样频率的一半，由于低通滤波 器一般不可能具有理想的特性，存在过度频带，所以需要采样频率高于奈奎斯 特频率的两倍。 夺欠采样 采用采样频率的一半作为带通信号的最高频率，但必然导致采样频率过高。 利用带通信号的频谱在频率轴上的空余频带，在保证频谱不混叠的情况下，可 以使用比较低的采样频率。 过采样 采样频率远超过奈奎斯特采样频率，称为过采样。 2 2 采样保持器的性能指标 采样信号的范围( f s - f u l ls c a l e ) ：等于输入信号的峰峰值v p p 。 信噪比( s n r ) 是s i g n a l t o n o i s er a t i o 的简写，指输出信号均方根值与总 的噪声均方根值的比值。通常用它的分贝形式( d b ) 来表示： s n r = l o 木l 。g ( 信号功率噪声功率) d b = 2 0 * l o g ( 纛善箍 d b 对于理想有限分辨精度的a d c ，量化噪声是主要的噪声来源，因此信噪比 依赖于转换器的精度。根据量化噪声功率为v 鑫r 1 2 可以推知，在选取采样频率的 一半为输入正弦信号带宽的情况下，该有限分辨率的理想量化a d c 近似具有信噪比 s n r ( d b ) = 6 0 2 n + 1 7 6 。 无杂散动态范围( s f d r ) 是s p u r i o u sf r e ed y n a m i cr a n g e 的简写【4 0 l ，对 于奈奎斯特采样的a d c ，其s f d r 定义为奈奎斯特带宽( 即从o 到2 频率范 围) 内，信号基波频率分量的幅值与最大的谐波分量的幅值之比，通常用分贝形式表 示。 总谐波失真( t h d ) 是t o t a lh a r m o n i cd i s t o r t i o n 的简写，t h d 指各次谐 波( 通常只有前5 阶以内的谐波最为显著) 的均方根值与基频信号的均方根值 的比值。 信号噪声及失真比( s n d r ) 是s i g n a l t o n o i s e a n d 。d i s t o r t i o nr a t i o 的简写， 又称为信纳比( s i n a d ) ，是指输出信号均方根值与总噪声及谐波均方根植的比 值。 s n d r = 1 0 * l o g 藕) d b 】 两音频互调失真( t w o t o n ei m d ) 是t w o t o n ei n t e r m o d u l a t i o nd i s t o r t i o n 的简写。当两种不同频率的信号作用于电路时，由于元器件特性的非线性，就 会引起这两个信号之间的相互作用，产生出一种与有用信号频率相近的新生干 扰信号。这种由于干扰信号之间互相调制从而对有用信号引起的失真称为两音 频互调失真1 3 9 】。任意两个频率的信号作用于非线性器件时，都会产生出原有的 两个频率信号和无数个互调失真项，即无数个组合频率分量，图2 2 为两音频 信号的三阶互调失真。 2 f i 乏矗2 f l 信号频率 图2 2 两音频互调的定义 分辨率( r e s o l u t i o n ) ：指电路所能分辨的最小量化信号的能力。当一个采 样保持电路被用在模数转换器的前端时就产生分辨率这个量，它有数字分辨率 和模拟分辨率之分，数字分辨率是指采样保持电路处于保持相时，信号建立到 误差容许的范围内所达到的位数。模拟分辨率是指所能分辨的模拟输入量的最 小增量，指1 l s b 所代表的模拟量。分辨率通常用比特数来表示，其实分辨率 和s n d r 是对同一个性能的两种不同表达方式。对于最大信号输入，它可以写 为( s n d r 一1 7 6 ) 6 0 2 ，这个即为有效位数( e n o b ) 。 2 3采样保持电路结构分析及选择 2 3 1 开环结构 最简单的采样保持电路包括一个开关和一个电容，如图2 3 ( a ) 所示【3 9 】。 采样模式下，开关q 闭合，电容上的电压跟随输入信号。保持模式下，开关q 打 开。当开关打开时，输入电压的瞬时值被采样到电容上。但是这个电路不能驱 动任何负载，缺少实用性。因此需要增加一个缓冲器来提高驱动负载能力。另 外，输入端也需要加入一个缓冲器来提高输入信号驱动能力并降低保持相的沟 道电荷注入等非理性效应。完整的采样保持电路如图2 3 ( b ) 所示【2 8 1 。开环采 样保持电路的主要优点是速度快，但是由于失真比较大，精度较低。失真的主 要包含以下两个方面：一是缓冲器的增益非线性，二是与输入信号相关的沟道 电荷注入等效应，这些问题在m o s 工艺中更加突出。 衫r ( a ) ( a ) 简单结构 ( b ) ( b ) 实际结构 图2 3 开环采样保持电路 2 3 2闭环结构 改善非线性最常用的方法是采用负反馈。一个简单的闭环采样保持电路如 图2 4 所示【30 1 。反馈的结果是，在采样模式下，输出跟随输入，第二个运算放 大器的存在，使得开关被连接到一个虚地端，因而它只有固定的误差电荷注入。 而当开关打开时，整体的反馈环被断开，电容c h 上采样到此刻的输入电压， 而这个电容一直利用第二个运算放大器构成反馈环，在采样和保持模式下，此 运算放大器相当于一个缓冲器。 闭环采样保持结构的主要优点是精度高，但在采样模式下，整个反馈环路 中包含两个运放，电路工作不稳定，需要进行补偿，这就降低了电路的速度【3 引。 图2 4 基本的闭环采样保持电路 在开关电容电路中，广泛地应用闭环结构。在流水线a d c 设计时，大多 都采用开关电容电路。对于闭环结构的采样保持电路，在采样相，输出直接连 接到输入，运放不工作，这使得采样速率很高。而在保持模式下，采样开关断 开，采样电容和运放构成闭环结构，采用下极板采样技术可以消除与信号相关 的沟道电荷注入效应，但是这种技术需要特殊的开关控制信号，具体结构将在 后面介绍。 2 3 2 1电荷重分配式采样保持电路 在流水线a d c 采样保持电路中，典型的两种闭环结构是电荷重分配式和 电容翻转式。电荷重分配式采样保持电路如图2 5 所示。电路中共使用了4 个 电容。在采样相，差分输入信号被采样到两个采样电容( c i ) 上。接着，在保持 相，两个采样电容的下极板被连在一起，只有差模电荷被转移到反馈电容( c f ) 上【3 9 】。由于共模负反馈电路将输出的共模电平钳位在输出共模电平v 。m 2 ，反馈 电容c f 保持了v 。m 2 。v 。m l 差，所以在保持相时运放的输入即为v 。m l 而不是输入 共模v i n c m ，即共模电荷被保存在输入电容c i n 上，这种采样保持电路的最大优 点是能处理非常大的输入共模电平，所以对运放的输入共模电压的范围限制较 小，这种电路结构的反馈系数近似为o 5 。若取两个共模电平v 。m l 和v 。m 2 相同 为v 。m ，同时假设运放的增益理想，输入端无失调，则根据采样和保持相位的 电荷守恒，假设保持相位时采样电容c i 。的左极板电压为v x ，右极板电压为 v o t a ，则： 图2 5 电荷重分配式采样保持电路 v v o p ( v 0 一v 山) c i n = ( v 0 一v 磊a ) c f + ( v ：一v 矗a ) c i i i ( v 二一v - c m ) c i n = ( v 蚀一v 击_ a ) c f + ( v ：一v ：c r r a ) c i n 式( 2 1 ) 减去式( 2 - 2 ) ，得 ( 2 1 ) ( 2 2 ) ( v p v 。) c i 。= ( 一v o n ) c f ( 2 _ 3 ) 如果c 佃= c f ，则完成了差模采样。考虑到两个输入电容c i 。采样保持前后两端 电压悬空，电荷守恒，则得 ( v d v c m ) c i n + ( u v 高) c i 。= 2 ( v x v o r a ) c i n ( 2 - 4 ) 将式( 2 1 ) 和( 2 - 2 ) 相加代入( 2 - 4 ) ，可得： v 。：旦()m v o p + v o 2 - 5 叭= i 一导 () z k - , i n 由式( 2 5 ) 可知，只要c i 。= c f ，且保证共模电平v 。m l 与o t a 输出共模反馈电 路的共模电平v 。m 2 一致，则在采样和保持相o t a 输入端的共模点就不会发生 变化。 2 3 2 2电容翻转式采样保持电路 电容翻转式采样保持电路如图2 6 所示。整个电路中只需要两个电容，在 采样相，与电荷重分配式采样保持电路一样，两个输入电容采样到差分输入信 号。但是在保持相时输入电容发生翻转，将它们的下极板连接到放大器的输出 端。此时，采样到的共模和差模电荷同时发生转移。虽然输出共模电平被共模 反馈电路强制为一定值，但是运放的输入共模电平将随着输入信号共模电平与 运放的输出共模电平的差值而改变【3 9 】。因此，运放要有能处理很大的输入共模 电平变化的能力，这是翻转式采样保持电路相对于电荷重分配式结构的一个缺 点。在现在的高速流水线a d c 的设计中，电容翻转式采样保持电路仍然比电 荷重分配式采样保持电路应用广泛。原因在用于翻转式采样保持电路具有反馈 系数大( 1 3 1 ) ，电容个数少的特点，导致该结构的采样保持电路具有尺寸小、 噪声低、功耗小的优点。 巾2 c m 、l | 、l 小 v 一一l l i 一七 叩l 一 、i、q - 一 i c i n 一 v v o p 巾2 为保持相 图2 6 电容翻转式采样保持电路 由于采样电容上的电荷在采样相和保持相守恒，得到下式： ( v p v 凶) c m = ( 、一v 击) c 缸 ( v 。一v 南) c 缸= ( v o n v o t a ) c 证 式( 2 - 6 ) 减去式( 2 7 ) ，得 ( 2 6 ) ( 2 7 ) v d u = v o , 一v 0 ( 2 - 8 ) 这种结构并没有保留共模信号，也是一种差模信号采样，式( 2 - 6 ) 和( 2 7 ) 相加除以2 ，得 v + vv+v 半一= 半一 ( 2 9 ) 二么 由于共模反馈电路的作用，o t a 输入端的直流电位变化为： u ，锄= v ：c m v 赢= u 。衄一，锄 ( 2 - 1 0 ) 其中，k 。= ( k + 、。) 2 是输入共模，锄= ( v 0 + v r 锄) 2 是输出共模。在 采样相和保持相均使用相同的两个电容c i n ，因此从采样相到保持相时共模和差 模电荷一起发生了转移。由于共模负反馈电路的作用，运放输出共模点不发生 变化，因此输入端的共模点会发生改变，要求o t a 的输入共模电位范围比较大。 下面比较两种结构各自的优缺点。采样保持放大器用在a d c 系统的前端， 主要作用是采样输入的模拟信号，将某一时刻的电压值采样下来，直到下一个 采样相，这就需要采样保持电路具有在低失真情况下获取大带宽输入信号和驱 动a d c 前级大负载电容的能力，同时不能引入过多噪声和消耗过多能量。为 了满足a d c 的应用广泛性，要求采样保持电路既能获取具有不同共模电平的 差分输入信号，又能获取单端输入信号。 在适应应用环境的灵活性上，电荷重分配式采样保持电路有明显优势【4 们， 因为它在保持相时仅传递差分输入信号的差模部分到输出，输入和输出信号可 以各自选取不同的共模电平，对采保运放的输入共模电平要求较低；同时具有 单端输入性能。而电容翻转式采样保持电路由于在采样相和保持相使用同一对 电容，在保持相时放大器的共模反馈电路会迫使共模输出电压达到理想的输出 共模值，这样输出和输入共模的差值会被施加到o t a 的输入端上，这就要求 o t a 能处理较大的输入共模电平能力。提高了对运放的性能要求，增加了设计 难度，而这往往是以牺牲功耗和噪声为代价的。 电容翻转式采样保持的主要优点是其反馈系数p 大。反馈系数p 的定义是 输出信号被反馈到放大器输入端的比例。在理想条件下，电荷重分配式采样保 持电路的反馈系数是o 5 ，而电容翻转式采样保持电路的反馈系数为1 。反馈系 数大的好处体现在功耗和噪声小【4 0 1 。由于开关电容的动态精度取决于信号带 宽，而理想的信号带宽表达式为b w = d g b w ，其中g b w 是运放的单位增益 带宽。在精度要求相同的情况下则信号带宽一样，反馈系数大，则所需的放大