（电力电子与电力传动专业论文）crh5牵引变流器的研究.pdf

西南交通大学硕士研究生学位论文第1 i 页 a b s t r a c t w i t ht h er a p i dd e v e l o p m e n to f o u r e c o n o m y , i ti si n e v i t a b l et oi m p r o v et h es p e e do f t h et r a i n i no u rc o u n t r y i no r d e rt oa c c e l e r a t et h et e m p oo ft h eh i g h s p e e dr a i l w a y , t h em i n i s t r yo f r a i l w a y sa b s o r b e di ne m u ( e l e c t r i c a lm u l t i p l eu n i t s ) f r o mt h ed e v e l o p e dc o u n t r y c r h 5i so n eo f t h ef i r s ti n t r o d u c e de m u s oi ti sa d v a n t a g et op r o m o t et h es t e p so f h i g h - s p e e de m u s i n i c i z a t i o n i f w ed e t a i l e d l yr e s e a r c ht h es t r u c t u r ea n dc h a r a c t e r i s t i co f t h ec r h 5 t h et r a c t i o nc o n v e r t e ri sm a i np a r to f t h e 位a c t i o ns y s t e mo f c r h 5 i ti su s e da st h er e s e a r c h o b j e c to f t h i sd i s s e r t a t i o n t h ed i s s e r t a t i o nt i g h t l ys u r r o u n d st h et r a c t i o nc o n v e r t e ru s e di nc r h 5 t h r o u g hc o m b i n i n ga c t u a lm e a s u r e m e n ta n dt h e o r e t i c a ld e r i v a ：t i o n ，t h er a t i o n a l i t yo ft h e p a r a m e t e r sa p p l i e di nc r h 5 st r a c t i o nc o n v e r t o ri sp r o v e d i nt h et h e s i s ，t h em a i nc i r c u i tw i t h s i n g l e - p h a s et w o - l e v e ls t r u c t u r e ，s p w mm o d u l a t i o ns t r a t e g y , t r a n s i e n tc u r r e n tc o n t r o ls t r a t e g y a n dp h a s e s h i f tc a r r i e rw a v et e c h n o l o g yw h i c ha r ea p p l i e di nt h er e c t i f i e ro ft h et r a c t i o n c o n v e r t e ra r ea n a l y s e di nd e t a i l t h es t e a d y - s t a t ec h a r a c t e r i s t i c sa n dd y i l a m i cp e r f o r m a n c eo ft h e r e c t i f i e ra r eo b t a i n e dt h r o u g he x e c u t i n gt h es i m u l a t i o nb yu s eo fm a t l a b s i m u l i n k a tt h e 鼢n l e t i m e ，t h em a i nc i r c u i tw i t ht w o - l e v e ls t r u c t u r e ，a s y n c h r o n o u sm o d u l a t i o ns t r a t e g y , s u b s e c t i o n s y n c h r o n o u sm o d u l a t i o ns t r a t e g y , p u l s ep r e c a l c u l a t e dm o d u l a t i o ns t r a t e g y , s q u a r ew a v e m o d u l a t i o ns t r a t e g ya n dr o t o rf i e l do r i e n t a t i o nv e c t o rc o n t r o ls t r a t e g yw h i c ha r eu s e di nt h e i n v e r t e ro ft h et r a c t i o nc o n v e r t e ra r es t u d i e dd e e p l yb a s e do nt h ea n a l y s i so ft h e o r y , s i m u l a t i o n m o d e l sa r eb u i l tb yu s eo fm a t l a b s i m u l i n ka n dt h et r a c t i o nc h a r a c t e r i s t i c so ft h em o t o ra r e v e r i f i e d t h es i m u l a t i o nr e s u l t ss h o wt h a tt h er e c t i f i e ro ft h et r a c t i o nc o n v e r t e rc a na c h i e v ec l o s et o u n i t yp o w e rf a c t o ra n dc o n s t a n to u t p u tv o l t a g ei nt r a c t i o nc o n d i t i o n a st h er o t o rs p e e do ft h e 仃a c t i o nm o t o ri n c r e a s e , t h ec h a r a c t e r i s t i c s ，s u c ha sc o n s t a n t o u t p u tt o r q u e ，c o n s t a n to u t p u t m a g n e t i cf l u xa n das m a l lq u a n t i t yt h do ft h em o t o r si n p u tc u r r e n t , a r ee n s u r e dt h r o u g h a d j u s t i n gt h ef r e q u e n c ya n da m p l i t u d eo ft h et r a c t i o ni n v e r t e r so u t p u tv o l t a g e a n dt h ec o n s t a n t t o r q u ep e r f o r m a n c eo f t h eu - a c t i o nm o t o ri ss a t i s f i e d b a s i n go nt h et h o r o u g hr e s e a r c ho fc r h 5 st r a c t i o nc o n v e r t e r , t h ed i s s e r t a t i o nc o m b i n e st h e t h e o r e t i ca n a l y s i sm e t h o da n dm o d e l i n gs i m u l a t i o nm e t h o d t h er a t i o n a l i t yo ft h em a i nc i r c u i t , b a s i sp a r a m e t e r s , m o d u l a t i o ns t r a t e g ya n dc o n t r o ls t r a t e g yo fc r h 5 st r a c t i o nc o n v e r t e ra r e p r o v e d , w h i c he s t a b l i s ht h et h e o r e t i c a lb a s i sf o rt h et o t a ld o m e s t i cm a n u f a c t u r e o fh i g h - s p e e d e m u k e yw o r d s ：t r a c t i o nc o n v e r t e r , p w m , t r a n s i e n tc u r r e n tc o n t r o ls t r a t e g y , f o cc o n t r o ls t r a t e g y 西南交通大学曲南父逋大字 学位论文版权使用授权书 本学位论文作者完全了解学校有关保留、使用学位论文的规定，同意学校 保留并向国家有关部门或机构送交论文的复印件和电子版，允许论文被查阅和 借阅。本人授权西南交通大学可以将本论文的全部或部分内容编入有关数据库 进行检索，可以采用影印、缩印或扫描等复印手段保存和汇编本学位论文。 本学位论文属于 1 保密口，在年解密后适用本授权书； 2 不保密囱，使用本授权书。 ( 请在以上方框内打“4 ) 学位论文作者签名：寺为曼过 指导老师 日期：细气；5 y o 整流 + k 一直流侧+ u d d h l d b 2 - u db 1 h 2 声逆变 u + 直流侧一“ 西南交通大学硕士研究生学位论文第16 页 o0 h 1 d h 2 或d b l b 2 电源短接 l n _ t l n 0 整流 k 专+ 直流侧+ u dd h l d b 2 一u db 1 h 2 声 逆变 直流侧一+ 厶 j ，进一步把励 磁电流l 忽略不计得到如图3 - 3 所示的变压器近似等效电路m 1 。 图3 - i 变压器原边归算“t 型等效电路图3 - 2 变压器原边归算“r ”型等效电路 西南交通大学硕士研究生学位论文第2 0 页 图3 3 变压器原边归算近似等效电路 c r h 5 牵引变压器的原边绕组由六个高压线圈并联而成，分别与各自的牵引 线圈耦合，变压器原边电压2 5 k v ，副边电压1 7 7 0 v ，由此可知变压器变比k 为 1 4 1 2 4 ，并通过以下几方面的测试得到牵引变压器等效电路参数： ( 1 ) 原副边线圈电阻的测定 利用s r 3 3 0 5 直流电阻测试仪对牵引变压器原副边线圈电阻在2 0 的环境 温度下进行直接测量，并运用公式墨5 0 = 是o ( 2 3 5 + 1 5 0 ) ( 2 3 5 + 2 0 ) 进行换算， 测量结果如表3 - 1 所示。 表3 - 1 牵引变压器原副边线圈电阻测量结果 2 0 时的测量值( m q )1 5 0 c 时的换算值( m q ) 原变绕组 1 9 6 4 02 9 6 5 3 牵引绕组l 3 6 6 95 5 3 9 牵引绕组23 6 7 95 5 5 5 牵引绕组3 3 6 9 85 5 8 3 牵引绕组4 3 6 9 75 5 8 2 牵引绕组5 3 7 。3 75 6 4 2 牵引绕组6 3 7 5 75 6 7 2 将六个牵引线圈电阻的平均值5 5 9 5 5q 进行原边等效可得 r：629653+141242*55955：2896f2 ( 3 1 ) = 一=i 1 一l j ， 。 1 0 0 0 ( 2 ) 空载试验 空载试验是在牵引绕组1 的两端加上电源电压而其他绕组断开的情况下进 行，测试结果如表3 - 2 所示。 表3 - 2 牵引变压器空载试验结果 牵引绕组1 上牵引绕组1 上原边绕组上牵引绕组l 上 所加电压u ( v )所测得的电流i ( a )的电压值所测得的功率p ( w ) 2 2 1 2 58 4 73 1 2 5 02 0 6 7 2 0 5 3 26 9 82 9 0 0 01 5 7 1 西南交通大学硕士研究生学位论文第2 1 页 1 9 4 7 05 3 92 7 5 0 01 1 4 0 1 7 7 0 04 2 12 5 0 0 08 5 5 1 5 9 3 03 7 42 2 5 0 06 3 6 1 4 1 6 02 5 82 0 0 0 05 4 7 1 2 3 9 01 8 41 7 5 0 04 9 1 由于乙与磁路的饱和程度有关，在不i 司电源电压f 测出的数值不i 司，故以额定 电压下测读的数据来计算励磁支路的参数为 乙署- 4 2 0 4 3 q ( 3 - 2 ) 群筹- 4 8 2 4 q ( 3 - 3 ) e ：瓜：x 4 2 0 4 3 2 - 4 8 2 4 2 4 1 7 6 6 q ( 3 4 ) 将在变压器低压侧进行试验所得的数据乘以变比k 的平方，即可得到原边等效 励磁参数。 ( 3 ) 负载试验 在对牵引变压器进行负载实验时，将各牵引绕组串联后短路，在高压绕组 通电源电压使电流达到额定值。通过测定可知，当电流达到额定值2 1 0 5 a 时， 高压线圈所加电压为1 2 9 7 5 k v ，由此可得 z ：12 9 7 5 * 6 ：3 6 9 8 4 q t 7 0 n - o n ) z = 一= 6 q s 上 鼍f 画= 饭蕊f 丽万3 6 8 加 ( 3 6 ) 结合实验数据，将牵引变压器进行副边等效可得整流器交流侧等效电路如 图3 4 所示，其中参数凰及k 为 氐= 叁= 丽2 8 9 矿6 = o 1 4 5 2 f 2 ( 3 - 7 ) 三：=，l=：立坠=58910-3h：5-$8 9 棚( 3 8 ) “。瓦丽2 1 0 0 z * 1 4 1 2 4 2 乱 2 石y 舢u 嗡 西南交通大学硕士研究生学位论文第2 2 页 一弘 图3 - 5 牵引工况电压相量图 根据勾股定理可得 。 碥+ 昵= 呢 式中u 一一电网基波电压有效值； u ，整流器交流侧电感基波电压有效值； 一整流器交流侧基波电压峰值 将= 国k 厶带入式( 3 9 ) 并化解得： 三萨丝二堕：堕二嗑 lnln m 整流器交流侧电压最大值眈拥与直流输出电压之间关系为： = 慨 式中m 一与p w m 调制方式相关的最大p w m 电压利用率 由此可得： ( 3 - 9 ) ( 3 - 1 0 ) ( 3 - 1 1 ) k 譬2 22 伊蚴 西南交通大学硕士研究生学位论文第2 3 页 对于c r h 5 牵引变流器中的整流环节，经过副边等效后的单个整流器容量为 8 7 7 k v a ，额定电压有效值1 7 7 0 v ，t 作频率为5 0 h z ，直流侧输出电压额定值3 6 0 0 v ， 考虑理想情况m 为1 且电压电流同相位可得： 厶等搓：等州7 5 m n ( 2 ) 从满足瞬态电流f 跟踪性能考虑：要求足够小的电感值以满足快速电流跟 踪性能，同时为抑制电流谐波含量需要尽可能大的电感值。 对于c r h 5 脉冲整流器采用的倍频式p w 2 v l 调制方式，半波周期内在0 与间切换，另一半波周期内在0 与一间切换。实际电流在跟踪参考电流时， 每个控制周期t 中，电流过零时的电流变化率最大，此时电感应足够小，以满足 快速跟踪电流要求，假定实际电流如相对于指令电流f ：，过零附近一个载波周期 z 中的电流响应过程如图3 - 6 所示，由此可知当0 r z 时， t t 一= 瓦警= o + 睨厶等 ( 3 _ 1 4 ) 讲 厶 当五警碉k 等。 ( 3 1 5 ) 要满足快速电流跟踪要求，则必须 一 幽毕功t ( 3 - 1 6 ) 上蛊一f 暑 综矧3 - 1 4 ) 、( 3 啪删3 - 1 6 ) 可得 “器 ( 3 - 1 7 ) 西南交通大学硕士研究生学位论文第2 4 页 当p w m 占空比( 互互) 最大， 响应要求， 即 e p 取r , = z 时，电感应足够小以满足电流快速跟踪 厶告 ( 3 - 1 8 ) 另一方面，为抑制网侧电流0 谐波含量，电感应足够大，而电流脉动最严 重情况发生在正弦波电流峰值附近，假定峰值电流附近一个载波周期z 中的电 流瞬态过程如图3 - 7 所示，由此可知当0 f 互时， 一= 厶鲁= + o k 等 ( 3 - 1 9 ) 当耶f 霉时 一= 厶警= 。睨“等 ( 3 _ 2 0 ) 稳态时，正弦波电流峰值附近一个p 唰开关周期中 l i f l - - i a i ( 3 2 1 ) 综合式( 3 1 9 ) 、( 3 2 0 ) 及( 3 2 1 ) ，且有 ，则 五= ( 一u n t o ) z ( 3 - 2 2 ) 又因为互7 + 巧= 互，则 互7 =丝掣 ( 3 2 3 ) 令谐波电流脉动幅值最大允许值为口k ，则 厶芒= 攀半 争2 4 ， “kk 睨 因此，为满足瞬态电流跟踪指标的整流器交流侧电感取值范围如下： 鼍皆厶急 2 5 ， k 川国 根据实际情况，电流最大脉动值为6 0 a ，等效开关频率为2 5 0 0 h z ，基波频率为 5 0 h z , 将= 6 0 、乃= 丽1 、 国= 1 0 0 石、睨= 3 6 0 0 、= 2 簟1 7 7 0 及 k = 互* 4 9 5 54 - 弋a 式( 3 2 5 ) 可得 望旦塑业型婴三荐下二型l 一( 3 2 6 ) 6 0 木3 6 0 0 宰2 5 0 0 “ 2 幸4 9 5 5 1 0 0 万 西南交通大学硕士研究生学位论文第2 5 页 即 5 0 9 m h k 1 6 3 5 m h ( 3 2 7 ) 综合有功功率稳态指标及瞬态电流跟踪性能的电感三取值为 5 0 9 m h k 1 1 7 5 ，甜 ( 3 2 8 ) 因此，通过变压器副边等效所得的实际电感值完全满足有功功率稳态指标 及瞬态电流快速跟踪的要求。 3 2 中间直流环节支撑电容值的计算 中间直流环节支撑电容在交直交牵引变流器中的主要作用是滤除整流器直 流侧的纹波电压及限制负载突变时的直流电压脉动。一般而言，从满足电压环 控制的跟随性能指标看，支撑电容应尽量小，以确保整流器直流侧电压的快速 跟踪控制：而从减小直流电压脉动分析，支撑电容则应取尽量大，以保证直流 电压输出值恒定n 明。 ( 1 ) 满足直流电压跟随性能指标的支撑电容值 直流电压跟随性能指标是以整流器直流侧电压由稳定最低值跃变到额定值 的动态过程来评价。所谓脉冲整流器直流电压最低值，是指脉冲整流器交流侧 接入电网且功率管不调制时，由续流二极管作用的输出电压值，此时单相脉冲 整流器相当于一个单相不可控整流电路，其整流电压的平均值阮与网侧电压有 效值u 的关系为： ， 一 u z = 二木4 2 木u n 1 5 9 3 5 6 v ( 3 - 2 9 ) 刀 当整流器直流电压值由暖跃变到额定电压时，若忽略电流内环的惯性， 则此时整流器直流侧将以最大电流l 对电容及负载r 充电，从而使整流器直流 电压以最快速度上升，响应过程等效电路如图3 7 所示。 团 ( a ) 恒流源等效电路( b ) 恒压源等效电路 图3 - 7 整流器直流电压跃变时动态等效电路 假定支撑电容两端初始电压为，根据r c 一阶电路完全响应可得 t u c = 气欠+ ( u 2 一乞r 弦舟c ( 3 3 0 ) 西南交通大学硕士研究生学位论文第2 6 页 将u c = 代入式( 3 - 3 0 ) 并化解得 f ：r c i nb r - w ( 3 3 1 ) 砌月一u 如 由跟随性能指标，若要求整流器直流电压以初始值跃变到额定电压魄 时的上升时间不大于c ，则 尺c , t 。* l n 而i , m r - u 2 c ( 3 3 2 ) 即 皤磊壶巫尺l i l 型贮二_ 卫 i 自疆一u 缸 ( 3 - 3 3 ) 整流器直流侧等效负载电阻可通过中间直流环节输出功率近似求取，c r i l 5 动车组单台电机输出功率5 6 4 1 k w ，效率为0 9 3 5 ，逆变器效率为o 9 8 ，辅助交 流器输入功率为5 2 0 k w ，根据c r h 5 单台牵引变流器中间直流环节同时为辅助变 流器及两个逆变器供电的实际情况，可得中间直流环节输出功率p 。 只：j 堑黑毒2 + 5 2 0 ：1 7 5 1 2 6 k w ( 3 - 3 4 ) o 0 9 3 5 枣0 9 8 由直流电压额定值为3 6 0 0 v 可得 ：u生2：三鱼qq：7q(3-35r4(3-35)= 生= 二= 二7 q 只 1 7 5 1 2 6 事1 0 。 通常情况下， l 乩2 警= 等硼3 7 8 a ( 3 - 3 6 ) 按照直流电压跟随性指标为0 1 5 s ，结合l 及r 代入式( 3 3 3 ) 得 巳磊盈0 巫1 5 羔 1 5 2 1 1 0 刁f _ 1 5 2 1 l f ( 3 _ 3 7 ) ( 2 ) 考虑抑制二次谐波电压的支撑电容值 对于c r h 5 牵引变流器的中间直流环节，由于未采用二次滤波回路，因此在 支撑电容值的选取时必须考虑二次谐波电流引起的电压脉动。 根据图3 - 5 ，结合整流器交流侧电感“及网侧额定电压电流值，可得基波条 件下的鼠值为 西南交通大学硕士研究生学位论文第2 7 页 l f = u o o = 乞 式中 岛一网侧基波电流，其值为互* 4 9 5 5 s i n c o t 2 7 3 9 0 ( 3 - 3 8 ) ( 3 - 3 9 ) 。单个整流器交流侧基波电压，其值为互幸磊五17 7 两0 s 缸耐一2 7 3 9 。) u o 单个整流器直流侧输出电压瞬时值 乞一一单食整流器直流侧输出电流瞬时值 则 乇= 挚= 竺罂型s 协( 耐一2 7 3 9 。) s i n 耐” 以 3 6 0 0 幸c o s 2 7 3 9 、一 = 5 4 6 6 c o s2 7 3 9 - e o s ( 2 m t - 2 7 3 9 。) 】 ( 3 4 0 ) 将两个并联的整流器直流电流等效为受控电流源，则直流电压与直流电流的传 递函数可表示为 器=篓-a=土(，3-411r r c s + i ， 丝盟：笸= 土、 屯( s ) 一 7 若只考虑二次谐波电流乞( 2 ) ，则直流电压中二次谐波电压( 2 ) 幅值大小为 ) l 一= 丽意鬲) j 一( 3 - 4 2 )v v 、o 唑，- r 1 式中 哆二次谐波角频率 系统的直流电压波动性能指标 、 匦三些u( 3 瑙) 综合式( 3 4 2 ) 及( 3 4 3 ) 并化解得 西南交通大学硕士研究生学位论文第2 8 页 面1 ( 3 - 4 4 ) 由c r h 5 整流器直流输出电压稳态时6 的波动指标得 c 血志( 等) 2 _ t = 8 0 5 1 0 - 3 f = 8 0 5 m f ( 3 _ 4 5 ) c r h 5 牵引变流器中间直流环节支撑电容c 二由4 个l m f 及3 个1 6 7 m f 电容 相互并联而成，其等效值为9 o l m f ，通过以上分析可知，实际运用的支撑电容 值既能满足整流器直流侧电压的快速跟踪性能，又能保证直流电压较小脉动。 3 3 本章小结 本章针对c r h 5 牵引变流器基本参数进行计算，主要包含整流器交流侧电感 及中间直流环节支撑电容的计算。在计算整流器交流侧电感时，首先通过原边 等效实现变压器解耦，结合试验数据计算出变压器等效阻抗，再经过副边等效 得到整流器交流侧阻抗值，并从满足整流器交流侧有功功率稳态指标及瞬态电 流快速跟踪性能对该电感值的合理性进行了分析计算；在进行中间直流环节支 撑电容的计算时，主要从满足直流电压快速跟随特性及减小直流电压脉动两方 面入手，通过理论分析验证实际值的合理性。 通过对c r h 5 牵引变流器基本参数进行计算，为仿真参数的选取奠定理论基 础。 西南交通大学硕士研究生学位论文第2 9 页 第4 章c r h 5 牵引变流器控制策略研究 根据c r h 5 牵引变流器的结构，本文所要讨论的控制策略主要包括整流器功 率器件的控制方式及逆变器功率器件的控制方式。 4 1 c r h 5 牵引控制单元简介 c r i t 5 牵引变流器的控制主要由牵引控制单元t c u 来执行，一个t c u 能够对两 个四象限脉冲整流器、两个制动斩波器以及两个牵引逆变器进行实时控制，通 过电压和电流传感器，t c u 能够监视牵引变流器的正确操作，以调整牵引及电制 动阶段中电机的输出扭矩，其外观如图4 1 所示。 4 - 1 牵引控制单元t c u ，i - 观图 t c u 的主要功能概括如下： 四象限脉冲整流器控制； 制动斩波器控制； 牵引逆变器控制； 冷却系统管理与监控； 牵引及电制动需求管理； 防滑防空转控制； 预充电控制； 故障诊断管理； 列车总线处理； 从传感器上获取采集信号实现电力电子电路的快速保护。 西南交通大学硕士研究生学位论文第3 0 页 c r h 5 牵引控制器t c u 的硬件结构主要由母板b p l a 、装有发光二极管的可视 板v i s u 、用于数字回路的电源板a l n u 、用于传感器和门驱动( _ + 2 4 v ) 的1 5 0 w 电 源板a l c a 、带有a t l a s 处理器的c p u 监测主板a t l s 、网络接口块n e t m 、信号输 入板e b y 、信号输出板s b t 、模拟信号输入输出板e s a l 、p m c f 闭环控制块c r t 2 、 牵引逆变器及制动斩波器控制模块c r t 4 、模拟量输出信号的监控工具板o u t i 组成。各部件在t c u 中的位置分布如图4 - 2 所示。 丑 弘 5 u o 卫l 丑 _ ! d i -。 - jj ； j 8 8 。 n _ _ 55 u o t 一 _ 西南交通大学硕士研究生学位论文第3 1 页 图4 - 3c r l 2 控制块的内部功能 专门用来对2 个牵引逆变器及2 个制动斩波器进行控制的c r t 4 部件由1 个 c c n 4 、1 个c c a 4 m z a 及2 个c c b 4 组成，各部件内部功能如图4 4 所示。 图4 4c r t 4 控制块的内部功能 西南交通大学硕士研究生学位论文第3 2 页 通过对整流器控制模块c r t 2 的深入研究，结合d s p 算法的相关资料，初步 确定整流器所采用的控制策略为瞬态电流跟踪控制，利用s p w m 调制策略产生驱 动整流器功率器件的脉冲；通过详细分析c r t 4 模块，确定出牵引逆变器采用同 步调制、异步调制、预先计算角度及方波四种调制方式产生p w m 脉冲，利用转 子磁场定向的矢量控制形成电流及磁链闭环系统。 4 2 整流器控制策略 c r h 5 整流环节控制电路的主要功能包括： 稳压：指整流器直流电压给定值皖不变时，直流输出电压睨应在网压 波动和负载变化时维持恒定； 调压：指直流输出电压睨随电压给定值吒的变化而增减； 工作模式的自动转换：指调速系统在减速过程中能自动实现能量的反馈； 网侧功率因数接近单位值：指整流器输入标准正弦电压，当列车运行在 牵引工况时，保证与网压同相位且谐波含量尽可能小的网侧正弦电流；当列车 运行在制动工况时，保证与网压反相位且谐波含量尽可能小的网侧正弦电流。 对于采用正弦脉宽调制方式的单相电压型整流器，经过分析可知，整流器 交流侧基波电压。与调制信号“g 同相位、幅值成比例，直流侧输出e g 玉, 与 网侧电压存在入下关系： 。5 以= 兰u 。， ( 4 一1 ) m c o s q 一 式中m 一一调制比 鼠一整流器网侧电压与交流侧电压夹角 因此整流器的稳压及调压功能可通过改变电路的调制比m 得以实现，而工作模 式的自动转换及网侧功率因数接近单位值实际上是改变夹角鼠值。总之，要实 现整流器控制电路所需达到的功能，只需调节整流器交流侧基波电压的幅值和 相位即可n 羽。 4 2 1s p w m 调制技术 单个四象限脉冲整流器采用双极性s p w m 调制方式，将频率及幅值均固定的 三角载波缸。与正弦调制信号u 。进行比较得到驱动i g b t 开断的脉波，同一桥臂上 下两开关驱动信号高低电平互反，不同桥臂的正弦调制信号错位1 8 0 度，通过 西南交通大学硕士研究生学位论文第3 3 页 这种调制方式所得的整流器交流测电压的脉波具有单极性倍频特性，如图 4 5 ( c ) 所示。第一桥臂调制原理： u g 心时，上桥臂导通，下桥臂关断，如图 4 - 5 ( a ) 所示；当u g 时，上桥臂导通，下桥臂关断； 当“g 、。 、i ，t 7 图4 7 三角载波相位差 当然，并联技术的使用也带来了些不利因素，如整流器主电路连线及结 构变得更复杂，控制系统的计算机监测及保护动作难度增加，所用元件数的增 加导致系统的故障概率也相对增加，维护难度加大等。 4 3 牵引逆变器控制策略 动车组c r h 5 的牵引逆变器采用同步调制、异步调制、预先计算角度及方波 四种调制方式产生驱动i g b t 通断的p w m 脉冲，利用转子磁场定向的矢量控制形 成磁链闭环及电流闭环系统。 由于牵引逆变器直接与牵引电机相连，为牵引电机提供幅值与频率均可调 的三相电压，以满足牵引电机的运行特性，因此对牵引逆变器控制策略的研究 必须充分考虑牵引电机的运行特性。 4 3 1 o r h 5 牵引电机的特性分析 运用于动车组c r h 5 的牵引电机是法国a l s t o m 公司的o r n a n s ( 奥尔能) 工厂为 铁道部c a 2 5 0 动车组设计制造的6 f j a 3 2 5 7 a 型牵引电机，其基本参数如表4 - 1 所 示。 表4 - 1 牵引电机基本参数 额定输额定额定 效率 功率额定频率转子额额定极对 出功率线电压电流n 因数 f n ( h z ) 定转速转差 数 r ( k w )( v )i n ( r r a in ) 率s n 5 6 4 2 0 8 9 32 1 1 2 29 3 5 0 7 9 55 9 8 1 1 7 71 6 3 为了满足c r h 5 动车组的运行特性，牵引电机需提供的转矩及功率与电机转速的 西南交通大学硕士研究生学位论文第3 7 页 关系如图4 - 8 所示。 r l ? ? 、 ， ? - i 7 ? 1 05 0 01 0 0 01 5 0 02 0 0 02 5 0 03 0 0 03 5 0 0 m o to r ss p e e d ( r p m ) 图4 - 8 牵引工况下c r h 5 牵引电机转矩及功率与转子转速关系图 由图4 - 8 可知，牵引工况下，c r h 5 主要运行于恒力矩特性区及恒功率特性 区。通过对三相异步电机等值电路的分析，可进一步明确控制满足动车组运行 特性所需的力矩及功率应采取的措施。由电机学原理可知，在正弦电压供电下 三相异步电动机的等值电路如图4 - 9 所示。由于以口疋，故在等值电路中往 往将疋忽略因此，在不考虑空间和时间谐波、忽略铁损以及忽略磁饱和的条件 下，三相异步电机的稳态等值电路如图4 - 1 0 所示口别。 图4 _ 9 异步电动机的等值电路图 1 0 忽略铁损的异步电机等值电路 图中： u ，、，。一电源相电压和电机定子电流； ，。一一归算到定子侧的转子电流； b 一定子感应电势； 害_ v h t o 山 抖 6 鞋 5 4 3 2 l 0 西南交通大学硕士研究生学位论文第3 8 页 e ，一归算到定子侧的转子全磁通在转子绕组中的感应电势； s 一转差率，为转差频率和定子频率的比值，s = 厶i f , ； r 、五定子绕组电阻及漏电抗； 墨、墨一一归算到定子侧的转子电阻及漏电抗； 疋、以励磁电阻及电抗： 根据异步电机等值电路，可写出异步电机一相的电压方程为 u t = 一e s + i8 啦s + j x 3 三产j ，( 生+ ) 通过气隙传入转子的电磁功率为 ：3 9 i , c 。s 饵：3 p 生 其电磁转矩为 丁= 暑= 蔫靳哪= 轰e 争sj 2 氕】sj 2 冗) i s 生 舯一0 s 舻南籽蝴翔数 n p 一极对数； q 一一旋转磁场的同步角速度； z 一一电源频率 ( 1 ) 恒力矩特性区的各变量分析 由式( 4 - 4 ) 可得 ( 4 - 3 ) ( 4 - 4 ) ( 4 - 5 ) ( 4 - 6 ) 扣赤 7 ) 矧4 卅代删4 删得丁= 鲁c 纠尚 8 ， 根据交流电机感应电势的公式e = 4 4 4 n 。k ，a t , ，= c t 。可以得到 西南交通大学硕士研究生学位论文第3 9 页 吒2 者( 4 - 9 ) 式( 4 - 9 ) 表明电动机的主磁通西。正比于电势e 而反比于电源频率z ，由式( 4 - 8 ) 可知，若在调节时维持巨z 不变，亦即埘为常数，则电磁转矩完全由转差频 率厶所决定，而与电源频率z 无关。 将式( 4 - 8 ) 对厶求导并令其等于0 ，可得到转子的临界转差频率 厶= 去 1 0 ) 将式( 4 - 1 0 ) 代入式( 4 - 8 ) 可得电动机的最大转矩为 乙= 鲁c 鲁，2 瓦1 阻 该式表明，瓦的数值与r 一样正比于气隙磁通的平方，但最大转矩的大小 与转子电阻无关，仅反比于转子的漏电感，就给定的电机来说，口可视为常数， 故在按恒定的比值e z 进行调节时，电动机在不同的频率z 下其最大转矩的数 值保持不变，至于最大转矩所对应的转差频率厶，由式( 4 一1 0 ) 可见，将受转子 电阻的影响，但对转子电阻不能调节的鼠笼式三相异步电机来说，若忽略集肤 效应，耳亦是常数，因而临界转差频率厶也是定值，不同z 下的厶值实际上是 相同的矧。 由图( 4 - 1 0 ) 可得 崩用一j ，= 瓦- e s 一点 1 xm r ，| s 七j x ， 。 = 愕 ( 壶+ 而) 埘 若维持e z 不变，则定子电流完全由转差频率厶所决定，而与电源频率z 无 关。 综上所述，在对三相异步电机进行变频调速时，若维持鬈z 不变，则保i y _ 了电动机调速时所希望的每极磁通量所为常数，且最大转矩在不同的电源频 率z 下数字不变，此时若能保证转差频率z ，为恒定值，即可得到恒定的转矩以 西南交通大学硕士研究生学位论文第4 0 页 满足动车组恒力矩运行特性旧。 然而，由于定子绕组的感应电势是不可检测的内部物理量，难以直接控制， 通常情况下用定子电压代替定子绕组感应电势以实现恒力矩控制。值得注意的 是，低频时，u 。和巨都比较小，定子漏磁阻抗压降所占的分量就比较显著，不 可忽略，这时必须把电压矿抬高一些以便近似地补偿定子压降；而高频时，认 为定子相电压玑e ，。 ( 2 ) 恒功率特性区的分析 在一个闭环控制系统中，转差频率总是限定在小于厶的一个极小的范围内， s 极小，此时z 2 较之( 足i s ) 2 可以忽略，则 = 鲁= 盟( 4 - 1 3 ) r 足r l 将拍m 怵4 删得丁= 面3 r p 浯卜 陪 动车组运行在恒功率特性区时，定子电压已提高到一定数值，可认为玑巨， 故得 2 万z 丁= = 百3 r pu 。2 万l i ( 4 - 1 5 ) 为了使电动机有恒定的输出功率，电压和频率的调节可以有两种不同的方式： 在任何频率z 下，保持玑不变，而l i 与z 按比例变化，即s = 厶z 为常数。 在任何频率z 下，保持厶不变，而以与万按比例变化，即研l = 常数。 描朋一j r = 瓦- e , 一点 近( 赢+ 丽l i ) ( 4 - 1 6 ) 对于动车组c r h 5 的牵引电机而言，采用的是第一种调节方式，该调节方式可视 为小谫蛮器与女电加的阢配i 比时常子电流南式( 4 一】6 ) 可知近似为佰信刭。 西南交通大学硕士研究生学位论文第4 1 页 4 3 2 牵引逆变器的调制策略分析 动车组c p , h 5 的牵引逆变器采用异步调制、分段同步调制、预先计算角度及 方波四种调制方式产生驱动i g b t 通断的p w m 脉冲，对于不同的定子电压频率段 采用不同的调制方式，逆变器开关频率与定子电压频率间的关系如图4 1 1 所示。 定子电压频军( 1 i z ) 图4 - 11 逆变器开关频率与定子电压频率间的关系 ( 1 ) 异步调制方式 实行s p w m 脉宽调制时，在一个调制信号周期内所包含的三角载波的个数 称为载波频率比n ( 亦即载波比) 。在变频调速过程中，定子电压频率不断变化 时，载波个数不变的调制称为同步调制，载波个数随定子电压频率相应变化的 调制称为异步调制。 对于异步调制方式，当正弦控制信号的频率变化时，通常保持三角载波信 号的频率和幅值不变。为了改善系统的低频工作性能，根据异步调制方式的特 点，在异步电机刚启动时，c r h 5 牵引逆变器采用异步调制方式，具体情况是： 当0 h z z 6 h z 时，载波频率z = 3 0 0 h z ；当6 h z z 2 0 吼时，z = 4 5 0 u z 。 ( 2 ) 分段同步调制方式 (zh)僻紧水墩琳制捌 西南交通大学硕士研究生学位论文第4 2 页 同步调制指在改变调制波周期的同时成比例地改变载波周期，使载波频率 与调制波频率的比值保持不变。对于三相系统，为保证三相之间对称，互差 1 2 0 。相位角，通常取载波比为3 的整数倍，而且，为了保证双极性调制时每相 波形的正、负半波对称，载波比必须是奇数，这样在调制波的1 8 0 。处，载波的 正、负半周恰好分布在1 8 0 。的左右两侧，由于波形左右对称，就不会出现偶次 谐波的问题。但这种调制，当逆变器输出频率较低时，为防止较小的载波比引 起谐波显著增加，从而使负载电机产生较大的脉动转矩和较强的噪声，此时载 波比需选用的大些，然而随着逆变器输出频率不断升高，开关频率成比例升高， 这就有可能超过开关的承受极限。 为了避免这个缺点，可使载波比分段有级地加大，采用分段同步调制方式。 具体地说，把整个变频范围划分成若干个频段，在每个频段内都维持载波比 恒定，而对不同的频段取不同的值。在输出频率的高频段采用较低的载波比， 以使载波频率不致过高，并控制在功率开关器件所允许的频率范围内：在输出 频率的低频段采用较高的载波比，以使载波频率不致过低而对负载产生不利影 响。 对c r i - 1 5 牵引逆变器而言，当2 0 也z 3 8 也时，n = zi f , = 2 1 ；当 3 8 也z 4 6 6 7 也时，n = z i f , = 1 5 。 ( 3 ) 预先计算角度的调制方式 c r h 5 牵引逆变器功率器件的驱动脉冲由这种方式产生时，脉冲系列总是与 逆变器基波频率同步，作为状态变量的函数预先计算出来，并用一些表格来存 放计算所得的角度口。，利用公式z 口。( 2 x ) 即可将这些角度转化导通时间。用 列表角度代替s p w m 相交点时，每个状态下交换时刻是严格确定的，有利于中频 谐波的改善。对不同的角度数量m ，单周期内所对应的脉冲个数k = 2 m + 1 ，具 体情况是：当4 6 6 7 也z 5 4 5 4 也时，k = 2 5 + 1 = 11 ；当5 4 5 4 h z z 9 0 也 时，k = 2 3 + 1 = 7 ；当9 0 也z 1 1 0 也时，k = 2 2 + 1 = 5 ；当 1 1 0 日z 疋 1 1 8 日7 时，k = 2 1 + 1 = 3 。图4 - 1 2 为m = 2 时实际产生的脉冲。 几li 几几几型 图4 - 1 2m 为2 时实际产生的脉冲 t 西南交通大学硕士研究生学位论文第4 3 页 对计算角度所用的函数方程，当m = 5 时，采用消除5 、7 、1 1 、1 3 次谐波 的电压方程进行计算；当m = 3 时，采用消除5 、7 、1 1 次谐波的电压方程进行 计算，依次类推。如m = 2 时所用的函数方程为 卜黔2 扣世争2 c o s 一瑶贿泠 卜等 1 + 2 羔i = l ( - 1 ) c o s 5 qi _ 等c 1 - 2 c o s 5 a 。+ 2 c o s 5 a 2