（电工理论与新技术专业论文）全桥移相软开关功率变换器的研究.pdf

西南交通大学硕士研究生学位论文笫j 页 a b s t r a c t h i g hf r e q u e n c ys o f t s w i t c h i n gc o n v e r s i o ni sa ni m p o r t a n ts u b j e c to f p o w e re l e c t r o n i c s i ti sap o w e r f u la p p r o a c ho fm i n i m i z a t i o no fs j z ea n d w e i g h t f o r p o w e rs u p p l i e s a n d t h e q u i c kd e v e l o p m e n to fm o d e r n c o m m u n i c a t i o nt e c h n o l o g yr e q u i r e ss u c hm o r ee x c e l l e n tp o w e rs u p p l i e s a sh i g h e re f f i c i e n c y 、m o r es m a l lv o l u m ea n dm o r el i g h tw e i g h t d c d c f u l i b r i d g e c o n v e r t e r si sw i d e j y u s e du n d e rt h es i t u a t i o nw h i c hn e e d s m i d d l ea n d h i g hp o w e rs u p p l i e s ，s o t h e i n v e s t i g a t i o n i n t oi t s s o f t s w i t c h i n gt e c h n o l o g i e si sv e r ys i g n i f i c a n t f i r s t l y ，t h e b a s i c t h e o r y o f f u l l - b r i d g ep h a s e s h i f t z v sp w m c o n v e r t e r sa r ee x p a t i a t e da n da n o t h e rt h r e ek i n d so fc i r c u i t so ff u l l 一b r i d g e p h a s e - s h i f tz v sp w m c o n v e r t e r sa r ed i s c u s s e d t h e r ea r ef o u rk i n d so f p r o b l e m sw h i c ha r ee m p h a s i z e d ：h o wt oe x p a n dt h ez v sr a n g e ；h o wt o r e d u c et h ec i r c u l a t i o ni nt h ep r i m a r ys i d eo ft h et r a n s f o r m e ri no r d e rt o m i n i m i z et h eo ns t a t el o s s e s ；h o wt od e c r e a s et h e1 0 s so fe f f e c t i v ed u t y c i r c l ea n dh o wt oe l i m i n a t et h e p a r a s i t i c o s c i l l a t i o no ft h e o u t p u t r e c t if i e r s s e c o n d l y ，t h es p e c i f i c c i r c u i t e f f e c t si nt h e p h a s e s h i f t p w m c o n v e r t e ra n dt h e i ri m p a c to nt h ec o n v e r t e rd y n a m i c sa r ea n a l y z e d t h e s m a l l s i g n a l m o d e li sd e r i v e di n c o r p o r a t i n gt h ee f f e c t so fp h a s e s h i f t c o n t r 0 1 t h ed e s i g no fc o n t r o ls t a g eo ft h ec o n v e r t e ra r eo p t i m i z e db a s e d o nt h es m a 儿s i g n a lm o d e lt h e o r e t i c a l l y i nt h ee n dw eh a v em a d ea5 0 v 1o a f u l l - b r i d g ep w md c ，d c c o n v e r t e r sb a s e do na ni m p r o v e dc i r c u i tt o p o l o g yo ff u l l b r i d g ep h a s e s h i f tz v sp w mc o n v e r t e r i tc a na c h i e v ez v sf r o mn ol o a dt of u l ll o a di n v i r t u eo fa na s s i s t a n tc o m m u t a t i o n j n d u c t o r b y v i r t u eo ft h e s m a l l s i g n a l m o d e lt h ec o n t r o l s t a g e i s o p t i m i z e d a n dt h e i n t e g r a t e d c i r c u i tu c 38 7 5i su s e dt oc o m p l e t et h ec o n t r o is t a g e k e y w o r d s ： s o f t f u l l s w it c h i n gt e c h n 0 1 0 9 y ：d c d ec o n y e r t e r s b r i d g es h i f t p h a s e ：p w m 西南交通大学硕士研究生学位论文笫1 负 第1 章绪论 功率变换器是应用电力电子器件将一种电能转变为另一种或多种形式电 能的装置。按转换电能的种类可分为四种类型：即：交流一直流变换a c d c ( 整 流) 、直流一交流变换d c a c ( 逆变) 、直流一直流变换d c d c ( 斩波) 、交流 交流变换a c a c ( 交交变频) 。全桥移相软开关则属于直流变换器的种。 1 1 硬开关功率变换电路及其局限性 6 0 年代开始得到发展并应用的d c d cp w m ( 脉宽调制) 功率变换技术使 直流变换器的设计出现了很大的变化，对常用的线性调节电源( 本质上为一可 控电阻) 提出了挑战。它去掉了庞大笨重的工频变压器，提高了电源的功率密 度( 单位体积所能得到的最大功率) 减小了装置的体积重量，提高了变换器的 整体效率。随着功率半导体元器件的发展，它可以工作于越来越高的开关频率， 因而具有越来越小的体积、重量和越来越高的功率密度。在7 0 年代，其工作频 率已从最初6 0 年代几k h z 上升到2 0 k h z ，并在当时被称作2 0 k h z 革命。近些 年来，随着笔记本电脑、通讯设备和微小型电器设备的发展，要求d c d cp w m 变换器具有更小的体积、重量和更高的功率密度，这就要求d c d cp w m 变换 器具有更高的开关频率，例如几m h z 或几十m h z 。然而，对于常规的d c d c p w m 变换器，进一步提高开关频率会面临许多实际的问题。在常规的d c d c p w m 变换器中，功率开关管在电压不为零时导通，在电流不为零时关断，处 于强迫开关过程，这种开关过程又称为硬开关( h a r ds w i t c h i n g ) 过程。在硬开 关下工作的d c d cp w m 变换器，随着开关频率的上升，一方面开关管的开关 损耗会成正比地上升，使电路的效率大大降低；另一方面，会产生严重的电磁 干扰( e m i ) 噪声。 1 2 软开关功率变换电路的特点及其发展 为了克服前述d c d cp w m 变换器在硬开关状态下工作的诸多问题，8 0 年代以来软开关技术得到了深入广泛的研究并在近些年得到了迅速发展。所谓 软开关是指零电压开关z v s ( z e r ov o l t a g es w i t c h i n g ) 和零电流开关z c s ( z e r o c u r r e n ts w i t c h i n g ) 。 西南交通大学坝j ? 研究生学位论文第2 负 对于硬开关和软开关，一般的理解是：硬开关过程是通过突变的开关过程 中断功率流完成能量的变换过程；而软开关过程是通过电感三和电容c 的谐振， 使开关器件中电流或( 两端电压) 按正弦或准正弦规律变化，当电流自然过零 时，使器件关断，当电压下降到零时，使器件开通。开关器件在零电压或零电 流条件下完成导通与关断的过程，将使器件的开关损耗在理论上为零。 在d c d c 变换器设计中较早提出的软开关变换器是准谐振变换器 ( q r c s ) ，因电路工作在谐振的时间只占一个开关周期的一部分，故称为准谐 振。准谐振变换器通过谐振使开关器件上的电流或电压按准正弦规律变化，从 而创造出零电流或零电压开关的条件，极大地减少了变换器的开关损耗和开关 噪声。由于准谐振变换器不能使电路中的有源开关和二极管同时具有软开关条 件，因此之后又提出了多谐振变换器( m r c s ) 。在多谐振变换器中，由于电路 中谐振拓扑和参数不止一个，故称为多谐振。在准谐振和多谐振变换器中，由 于输出电压的调节是通过调节开关频率来实现的，当负载和输入电压在大范围 内变化时，开关频率也需要大范围的变化，这使得变压器及滤波器的设计变得 很困难。为此，又提出了z v s - p w m 变换器和z c s p w m 变换器。这种类型的 变换器，将准谐振变换器与常规的p w m 变换器相结合，通过附加的辅助有源 开关阻断谐振过程，使电路在一周期内，一部分时间按z c s 或z v s 准谐振方 式运行，另一部分时间按p w m 方式运行，既有软开关的特点，又有p w m 恒 频占空比调节的特点。在z v s p w m 变换器和z c s p w m 变换器中，谐振电感 串联在主功率回路中，因此电路中总是存在着很大的环流能量，这不可避免地 增加了电路的导通损耗：另外，电感储能与输入电压和输出负载有很大关系， 这使得电路的软开关条件极大地依赖于输入电源和输出负载的变化。为了解决 这些问题，零电压转换( z v t ) p w m 变换器和零电流转换( z c t ) p w m 变换 器被提出。在这种类型的电路中，辅助谐振电路与主功率开关管相并联，电路 中环流能量被自动地保持在较小的数值，且软开关条件与输入电压和输出负载 的变化无关。上述各种软开关变换技术在实际的d c d cp w m 变换器的设计上 正在获得越来越广泛的应用，比较典型的有：零电压开关或零电流开关的正激、 反激或正反激组合式变换电路，全桥移相式z v s 变换器，全桥移相式z c s 变 换器，全桥移相式z v z c s 变换器等，所有这些应用表现了软开关技术在d c d c p w m 变换器中良好的应用前景。 西南交通大学砸 二 i j f 究生学位论文第3 页 全桥软开关是目前国内外d c d c 变换电路中最常用的电路拓扑形式之 一，在中大功率应用场合更是首选拓扑。这主要是考虑它具有功率开关器件电 压、电流定额值较小，功率变压器利用率较高等明显优点。基本的全桥变换电 路根据供电方式的不同( 输入端所连储能元件的不同) 可分为电压源型和电流 源型两类。其中电压型d c d c 全桥变换电路是由基本的b u c k 变换电路演变而 来，因此也称为全桥b u c k 变换器，在实际中得到较广泛的应用。其基本电路 原理图可参考本文第二章的基本全桥变换器拓扑。 电压型全桥变换电路大多在p w m 方式下工作，当然它也可以以谐振方 式： 作，如：串联谐振方式( s r c ) 和并联谐振方式( p r c ) ，但与前述准谐振 变换器与多谐振变换器样，这时输出电压的调节需要采用频率调制的方式， 因此当输入电压或负载在很大范围内变化时，要求开关频率有很大的变化范围， 这使得电路中的磁性元件以及滤波器的优化设计很难实现。 为了在变压器副边得到占空比d 可调的正负半周对称的交流方波电压，可 以有多种控制方式，目前最常用的为两种方式：一种为常规的脉宽调制( p w m ) 控制方式，某些文献也称为双极性控制方式，是过去全桥边换电路最基本的工 作方式，在这种控制方式中，功率变换是通过中断功率流和控制占空比实现的， 工作频率恒定，但是其控制和驱动的稳定性不强，开关频率也受到限制，并不 适用于感性负载。 另一种为移相p s ( p h a s e s h i f t ) p w m 控制方式，是近年来在全桥变换电 路拓扑中广泛应用的一种软开关控制方式。这种控制方式实际上是谐振变换技 术与常规p w m 变换技术的结合，它利用功率开关管的结电容和高频变压器的 漏电感作为谐振元件，利用高频变压器漏感储能对功率开关管两端输出电容的 充放电使得开关管两端的电压下降为零，能够有效地降低电路的开关损耗和开 关噪声，减少了器件开关过程的电磁干扰，为变换器装置提高开关频率、提高 效率、降低尺寸及重量提供了良好的条件。同时具有电路拓扑结构简洁、控制 方式简单等特点。 以上控制方式都能够很方便地找到相应的集成电路控制芯片。 1 。3 本文的主要工作 l 、详细研究了基本的全桥移相z v sp w m 变换器的工作原理，重点分析并解决 西南交通大学硕士研究生学位论文第4 页 了四个方面的问题：如何扩大z v s 的负载范围；减小变压器原边环流，降低系 统通态损耗；减少次边有效占空比丢失：消除输出整流二极管的寄生振荡。 2 、针对全桥移相z v sp w m 变换器特有的电路性能以及变换器的动态特性，再 结合移相控制的特点建立了全桥移相z v sp w m 变换器电路的小信号模型。 3 、基于一个改进的全桥移相变换器拓扑，实现了5 0 v 1 0 a 通讯用开关电源的研 制，采用u c 3 8 7 5 构造了该电源的移相控制电路，并利用全桥移相z v sp w m 变换器电路的小信号模型对其控制电路的反馈环节进行了优化设计。 一一 堕堕茎塑查堂堕：! 型壅生兰篁堕兰笙! 鉴 第2 章全桥z v sp w m 变换器的基本原理 2 1 简介 本章讨论了四种全桥移相d c d c 变换器的z v s ( 零电压开关) 实现方式。 指出了每一种方式的优点和缺点，并对每一种方式的关键特征作了对比： l 、基本移相全桥p w m 变换器，利用变压器的漏感来实现z v s 。其主要 缺点是滞后桥臂在轻载下将失去零电压开关功能；原边有较大环流，增加了系 统的通态损耗。 2 、用饱和电感来替代线性电感，电感仅仅存贮变换器为了实现z v s 所必 需的能量。占空比丢失以及副边整流器里的斌幅振荡均得以抑制，变换器效率 应而得以提高。 3 、利用功率变换器里的励磁能量来替代漏感当中能量实现z v s 1 。从而 变压器的漏感、占空比丢失可减少便可以忽略不计，整流器的寄生振荡也大幅 下降，而且z v s 的范围还能扩展至空载条件下。 4 、借助于两个饱和电抗器作为次边的两个辅助开关口3 ，则可以直接利用 输出滤波电感当中的能量来实现z v s 。 2 2 工作原理 与常规的p w m 变换器相比，全桥移相式z v sp w m 变换器具有很明显的 优势，其主要特点是利用变压器漏感及开关管结电容谐振，在不增加额外元器 件的情况下，通过移相控制方式，使功率开关管实现了零电压导通与关断，减 小了开关损耗；保持了恒频控制。其主要缺点是：滞后桥臂开关管在轻载下将 失去零电压开关功能；次边存在较大的占空比丢失，输出整流二极管为硬开关， 开关损耗大。 实现全桥移相p w m 变换器超前桥臂的零电压开关，利用的是感应到原边 的负载电流，因而很容易实现超前桥臂的z v s 。因此，本章的重点将放在如何 实现滞后桥臂的z 、，s 。为了讨论的方便，先作如下定义： ：输入电压 n ：变压器变比 厶。：变压器漏感 上。：变压器励磁电感 西南交通大学硕士研究生学位论文笫6 负 上：谐振电感 三，n 饱和电感的未饱和电感值 ，：输出滤波电感 c ：输入电压下的m o s f e t 的漏一源电容 ，n ：额定负载电流 ，：实现z v s 所需的临界输出电感电流 d ：占空比丢失 r ：超前桥臂的死区延时 f ，：滞后桥臂的死区延时 疋：开关周期 2 2 1 基本的全桥z v sp w m 变换器 图21 所示为基本的全桥移相零电压p w m ( f b p s z v s p w m ) 变换器的 电路图及其理论波形。s l 和s 3 为超前桥臂开关，s 2 和s 4 为滞后桥臂开关，d i 、 d 2 、d 3 和d 4 为m o s f e t 开关的体二极管，k 为变压器漏感，三，是为确保在一 定的最小负载范围内能实现z v s 而接入的电感。如图( b ) 所示，s 2 、s 4 在t 3 时刻换流。在t 3 之前，d 3 和s 2 导通，维持感应到原边的负载电流。在t 3 时刻， s 2 关断，使得，k 与s 2 和s 4 的输出电容发生谐振。只要存贮在，上。当 ( a )变换器主电路 西南交通大学硕士研究生学位论文第7 页 i 占空比丢失 ( b ) 理想波形 图2 1 基本全桥变换器 中的能量足够，s 4 的输出电容将在t a 时刻释放完所有的电荷，迫使d 。导通。 从而s 4 可以被零电压开通。在s 2 导通之前也有同样的过程( 这里略去) 。为 确保开关实现z v s ，l ，必须满足下述等式旺1 ： 圭心 ( 针巩= 4 。c o , v ： ( 21 ) 这种电路拓扑利用变压器漏感为原边开关提供z v s 条件，不需要附加有 源器件。而且，谐振电感三，的引入也降低了次边整流器中的反向恢复电流峰值。 变换器工作频率也比传统的p w m 硬开关有大幅提高。然而，当s 2 关断后，原 边电流幅值小于输出电感电流的幅值，导致i t 3 ，t 5 时间段内，次边两个整 流二极管d 5 ，d 6 同时导通，从而将副边绕组短路。i t 3 ，t 5 时段便是副边 有效占空比的丢失。为了得到同样的输出电压，必须降低变压器的变比。这将 增加原边的开通损耗和副边整流器件的电压应力。另外，由于变压器漏感和谐 振电感当中贮能的增加，副边整流器件的减幅振荡将大大加强。这种减幅振荡 的阻尼同时加重了电路的功率损耗。 2 2 2 使用饱和电感来降低占空比丢失 为了改进上述电路滞后桥臂开关管的换流情况，采用一个饱和电感作为谐 振电感，这样就可以在设计变压器时大幅度削减其漏感”3 ，该电路拓扑图和理 想的波形图示于图2 2 。理想的饱和电感在其电流大于零界值，。时，其电感值归 西南交通大学硕士研究生学位论文甭8 负 零。当t 3 时刻s 2 关断以后，原边电流很快便下降到，。，饱和电感开始与s 2 和s 4 的输出电容发生谐振。在理想情况下( 即，。，= ，。n ) ，当t 4 时刻s 4 的 输出电容被放电完毕时，原边电流恰好过零点。从而s 。可以实现零电压开通。 原边电流继续下降到t 5 时刻达到临界值，。，。在t 5 时刻，由于变压器漏感很小 原边电流几乎在瞬间上升到感应至原边的负载电流。s 3 和s 4 导通，从此开始另 半个周期的工作。为了确保滞后桥臂开关实现z v s ，l ，。应该满足下式要求： ；( l r o + k ) ( 肯i ) 2z 圭三，。艺，2 ；气瑶 ( 2 2 ) ( a ) 变换器主电路 i 占空比丢失i 减少的占空比丢失 ( b )理想波形 图2 2 使用饱和谐振电感的全桥变换器 西南交通大学硕士研究生学位论文 第9 页 图2 2 还对采用线性电感和采用饱和电感两种情况下的原边电流作了比 较。可以看出，采用饱和电感时，电路的占空比丢失有明显减小。因此，采用 饱和电感可以大大提高变换器效率，扩展变换器的z v s 范围。然而，由于高频 下饱和电感在正的饱和磁通和负的饱和磁通之间高速切换，这样原边饱和磁芯 的发热将是一个严重的问题，直接影响到变换器的效率。一个有效的解决方法 就是给两个次级整流二极管各串联一个饱和电感，并增加一个续流二极管。 2 23 利用变压器励磁电感实现额定负载范围z v s ( a ) 变换器主电路 4 占空比丢失 ( b ) 理想波形 图2 3 使用励磁电感的全桥变换器 西南交通人学硕十研究生学位论文第1 0m 图2 3 所示为利用变压器励磁电感的变换器电路图及其理想波形，采用两个饱和 电抗器作为辅助开关来利用励磁电流。若没有这两个饱和电抗器，只有当原边 励磁电流大于感应到原边的负载电流时，它才能对m o s f e t 的输出电容进行充 放咆。但是，若要把原边励磁电流提高到这种程度，它将大幅增加原边的开通 损耗。一旦有了这两个饱和电抗器，在额定负载下，原边电流不必大于感应到 原边的额定负载电流也能实现z v s 。由于这两个励磁开关之间有一个死区时问， 从而必需加一个续流二极管。t 3 时刻以前，原边电流通过s 2 和d 3 续流，负载电 流则流过d 5 和s 5 。当s 2 在t 3 时刻关断，基于变压器原边极小的漏感，原边电流迅 速下降。此时次边流过d 5 和s 5 的电流也开始下降，从面续流二极管开始导通。 当原边电流下降到励磁电流时，流过d 5 和s 5 的电流变为零，即s ，关断。因为s 5 和s 6 均关断，所以l 。能够与s 2 和s 4 的输出电容发生谐振。在t 4 时刻s 4 上的压降变 为零，强迫d 。导通。从而s 。可以实现零电压开通。在s 2 被开通以前也有同样的 过程。 t 4 以后，由于变压器原边漏感k 很小，因此原边电流可以快速下降到感应 至原边的反向负载电流。从而占空比丢失也很少。饱和电感可采用铁氧体磁芯， 因而可由电路本身自动复位。该电路的主要优点在于它可以实现空载下的z v s 。 而且，由于极小的变压器漏感以及饱和电抗器的阻尼性质，次级的寄生振荡也 大幅下降。该电路潜在的缺点是由于我们有意增大的励磁能量环流在原边，导 致了较大的导通损耗。 2 2 4 利用输出电感的能量实现宽负载范围z v s 上面的方案介绍了利用储存在励磁电感当中的能量来实现z v s ，除此之 外，还可以利用存贮在输出滤波电感当中的能量来实现z v s 。图2 4 就是这种 电路拓扑及其工作波形图。t 3 时刻以前，在原边由s 2 和d 3 续流，次边则是d 5 和s ，导通，流过负载电流。在t 3 时刻，滞后桥臂的开关管s 2 关断。由于s 6 的 阻断，输出电感电流被迫流过d 5 和s 5 。该电流感应到变压器原边，对s 2 和s 。 的输出电容进行充放电。在t 3 和t 4 之间的某一时刻，开关s 4 两端的电压降到零， 迫使d 4 导通。从而s 4 可以实现零电压开通。t 4 时刻以后，s 6 导通。由于k 很 小，所以负载电流从s 5 ，d 5 支路到s 6 ，d 6 支路的换流可以几乎瞬间完成，同 时强迫原边电流立即下降到反向负载电流感应至原边的反向电流值。t 5 时刻， s ；关断，开始另一个半周的工作。 西南突通大学硕士 ：f j f 究生学位论文 由于该拓扑里，s 5 和s 6 有一段重叠导通时间，因此不需要续流二极管。 该电路的次级寄生振荡可以忽略。因而也就不需要设置次级缓冲吸收电路。在 t 3 ，t 4 时段内，变压器原边绕组的电压反向，导致次边巧为负值。因此引 起了占空比丢失，不过与基本f b z v s p w m 变换器相比较而言，其总的占空 比丢失仍然是很少的。另外，由于存贮在输出滤波电感当中的能量足够，因而 滞后桥臂开关管的z v s 实现起来很容易，z v s 的范围可以被扩展到很小的负载 情形。 s ， 喜”士半“i 士4 士= = i 一叫 j l 1jj jij 8 b fjf 二：_r r r j 一广r 1 = _jjjl l ff4f ls 。 士。生牟1 与l 串2 士半 l l 一_ l l i l 卜l _ u ijg 寻l b 一。几 。i ；l 与i 立一。丰 l 一一1 f fjj 一4 0 、h 一一l l j ( a ) 变换器主电路 ( a )理想波形 图2 4 利用输出滤波电感的全桥变换器 2 3 四种方法的特点比较 上述讨论的四种z v s 方式各自均有各自的优缺点。由于z v s 范围，死区 西南变通大学颤：l 研究生学位论文第1 2 贝 时间，占空比丢失是设计全桥变换器时要重点考虑的几个指标，本节将进一步 洋细讨论。另外，由于环流能量及次级寄生振荡与电路性能密切相关，这里也 将对此作进一步对比分析。为了分析方便，下面的分析假定所有四种拓扑采用 相同的开关管、整流器件、输出滤波电容，以及相同的最大占空比。 2 3 1 死区时间 为了实现原边开关的z v s ，同一桥臂的两个开关管的开通和关断之间必需 设置死区延时，如图i 所示的 tj ，t 2 时段和 t 3 ，“ 时段即为死区时间。 这两个死区时间降低了变换器可能具备的最大有效占空比。 在上述已经介绍的四种z v s 方式里，超前桥臂的开关管导通之前，其输 出电容的能量均被线性释放( 通过感应到原边的负载电流和励磁电流) ，由于 在上面的第一、二、四这三种方式里，励磁电流可以忽略，因而这三种方式的 死区延时可由公式( 2 3 ) ”。确定： ! 刍! 生。! 丝箜! 监( 2 3 ) i i ，+ i 。i 。 式中1 e 是输出滤波电感的电流峰值，若输出电感的电流滤波不是很大则，。近似 等于，：。对第三种方式而言，若要在整个负载范围实现z v s ，则，在空载下完 全负责实现z v s ，因而第三种方式的死区时间由下式决定： f ：4 n c o s y , ( 2 4 ) 滞后桥臂的死区时间则有所不同。对第一、= 两种方式而言，滞后桥臂的 开关管输出电容是以谐振的形式放电的。死区时间可以近似认为是谐振周期的 ! 7 4 r ：= 2 店l r c o s s c z s ， 应用公式( 1 ) ，( 5 ) 可写成 f 2 = 了4 7 9 半 ( 2 6 ) 两南交通入学段士研究生掌值论文絷i ，负 对于第三种方式，由于其利用了励磁电感输出电容几乎是以恒定电流放 电，因而滞后桥臂死区时问可由下式来估计： f ，：4 n c o , y , , 2 7 )f ，= 0 z e 。f 。 ( 2 1 5 ) 第四种方式的全桥变换器在重载下，其滞后桥臂的开关管s 4 在其输出电 容快速谐振放电至零后，8 4 并不立即开通，因此饱和电抗器s 6 在d 4 被迫开通 西南交通入学硕士研究生学位论文 第1 6 贝 后仍然呈阻断状态。从而导致输出电感的能量继续馈送回电源。故这种变换器 的环流能量可由下示估计： 冬专铲警弘e 3 ( 1 。- 汜 从上述几个环流能量的公式可以看出，第二种方式的全桥变换器的环流能 量最小。考虑到占空比的丢失，滞后桥臂的死区时间不可能太长，因此对于第 三种方式的全桥变换器而言，其励磁电流必须被适当提高，从而使得这种方式 下的环流能量相对较大。尽管第四种方式的环流能量超过了实现z v s 所需要的 能量，但若在较宽的z v s 范围条件下，其仍然比基本全桥变换器的环流能量小 很多。 2 3 5 次级寄生振荡 在带隔离变压器的全桥变换器电路中，次级整流二极管的结电容将和变压 器漏感或与变压器串联的谐振电感发生谐振。这实质上是一个r l c 串联谐振。 当该r l c 电路的品质因数q 上升时，整流器件两端的电压尖峰也会随之增加。 在第种方式的基本全桥变换器电路里使用的是线性谐振电感，因此，其品质 因数q 较大，基于此，必需设计一个缓冲器来吸收其次级振荡，当然，这个缓 冲器要耗费一定的能量，从而降低了基本全桥变换器的效率。如果r l c 电路中 电感为非线性电感，则寄生振荡的最大能量就会被饱和电感铁氧体磁芯的饱和 水平所限制。因此，第二种方案的次级寄生振荡就会比第一种方案小得多。 对于第三种方案和第四种方案，两个饱和电抗器分别与两个整流二极管串 联并被用作辅助开关。这些饱和电抗器并不存储任何能量，谐振能量几乎为零。 而且，饱和电抗器在断开时呈高阻状态，因此整流器件的反向恢复电流被阻断， 因此，这两种方案的变换器的次级振荡几乎被彻底消除。实际应用当中，大多 采取这两种方式，不过，有时会结合现实情况，再作出一些改进1 2 4 本章小结 本章从如何实现z v s 出发，分析了四种全桥z v s p w m 变换器，它们互 相联系，但是每一种又有各自的优缺点。基本的全桥z v s p w m 变换器的z v s 范围有限，另外三种全桥变换器通过减少占空比丢失和次边寄生振荡来提高各 自的效率和扩展各自的z v s 范围。 西南交通大学硕士研究生学位论文第17 页 第3 章移相控制p w m 变换器的小信号分析 3 1 简介 根据移相控制p w m 变换器特有的电路性能以及变换器的动态性能，并且 考虑到变换器是利用变压器漏感和电力场效应管的结电容的谐振来实现零电压 开关，结合移相控制的特点来建立电路的小信号模型。并对移相控制p w m 变 换器与b u c k 变换器的动态性能作了详细的对比分析。 近几年来，移相控制p w m 变换器由于其显著的性能特征而获得广泛应用。 零电压开关可以大大提高开关频率，从而提高变换器的效率和功率密度。该电 路与传统的p w mb u c k 变换器的拓扑有相似之处，但是它的小信号特性却与 p w mb u c k 变换器大不相同。这主要是由于变压器的原边存在较大的漏感以及 变换器所采取的移相式控制方式。 建摸的主要依据有两个方面，一是考虑到变换器的移相控制，二是考虑到 变换器利用变压器漏感和电力场效应管的结电容来实现零电压开关。通过修改 p w mb u c k 变换器的小信号模型哺1 而得到一种新的移相控制p w m 变换器的小 信号模型，并将移相控制p w m 变换器主电路的传递函数与相对应的p w m b u c k 变换器的传递函数作了一个对比，从中可以看出它们有着显著不同。 3 2 移相控制p w a 变换器的工作过程 ( a ) 电路图 西南交通人学硕卜研究生学位论文笫l 8 页 ( b ) 波形图 图3 1 移相控制全桥变换器 为了实现零电压开关，逆变桥的两个桥臂采用移相控制。这种工作过程使 各个电力场效应管的输出电容均能够谐振放电，紧接着强迫电力场效应管的反 并二极管优先导通。由于电路的工作过程已有详细叙述“卯，这里仅强调与 小信号模型建立密切相关的一部分工作过程即可。图3 1 是变换器拓扑，原边 电压乃口，原边电流，波形以及次边电压珞波形。在分析这些波形时，必须指 出变压器漏感厶并非是越小越好。实际上变换器能成功实现零电压开关的负载 范围随着漏感的增大而增大，然而。较大的漏感决定了当电压施加于变压器原 边时，原边电流上升速率的下降( 对应于图中t 2 或t 6 时刻) 这种电流斜坡降低 了变压器次边电压的有效占空比见，并且严重影响到变换器的动态性能。 次级电压的占空比可用下式表示： d e s = d a d ( 3 1 ) 其中d 是由控制电路决定的原边电压占空比，而a d 则是基于原边电流上 升沿和下降沿时问所带来的占空比丢失。仔细观察图3 1 ，可得a d 的表达式如 下： a d = 等粤 ( 3 2 ) 鱼生 l m 2 西南交通犬学坝士研究生学位论文第1 9 负 或 d = 斋( 2 ，一! 专生( 1 一d ) 等) ( 3 3 ) y i n 生 lz k 2 其中n 为变压器变比，n = n ，。，。和圪。分别是输入电压和输出电 压，瓦为开关周期，。为输出滤波电感电流，三为输出滤波电感。 3 3 分析方法 对移相控制p w m 变换器进行小信号分析的一种基本方法就是所谓的状态 空间平均法。由于状态空间平均法需要求解一个三阶系统，该三阶系统由对应 于变换器六种工作模态的六组方程所组成，因而是一个非常烦琐的工作。 在这里采取的分析方式主要借助于一个非常重要的概念，那就是移相控制 p w m 变换器本质上是由b u c k 变换器演变而来的。从对电路工作过程的描述【2 3 】 就可以看出，变压器次边电压的有效占空比为以，= 见，+ 以，它不仅依赖于 原边电压的占空比d ，而且还和输出滤波电感电流i ，漏感厶。，输入电压。以 及开关频率f 有关，这可由公式( 3 ) 看出。因此变换器的小信号传递函数也 就与厶，疋，输出滤波电感电流的波动t ，输入电压的波动口。以及变压器原 边电压占空比的波动d 有关。 为了对移相控制p w m 变换器的动态行为进行准确的模拟，有必要找出 三。，z ，五，吆以及d 对d 盯的影响。若将这些影响与p w m b u c k 变换器( 图 3 4 ) 的小信号电路模型相结合，即可得到移相控制p w m 变换器的小信号模型。 3 4 移相控制d c d c 变换器的特点分析 3 4 1 基于输出滤波电感电流变化的占空比调节 图3 2 说明了基于滤波电感电流变化的占空比调节的情况。当稳态工作( 图 中实线所示) 由于滤波电感电流的增大而受到扰动时，设滤波电感电流增量为 f ，则原边电流将如图中虚线所示，从图中可以看出原边电流上升到滤波电感 电流在变压器原边的感应电流值，需要较长于稳态工作时的时间，这将引起次 边电压k 有效占空比的下降。 从图3 2 可以看出，基于t 的次边电压的附加延时如下： ，：2 ；，l j a _ k( 3 4 ) 西南交通大学硕士研究生学位论文 图3 2 基于滤波电感电流变化的占空比调节 基于血的有效占空比以，的变化记作t ： 童= 一志= 一半t ( 3 s ) d 3 一i 丽2 一t 2 3 。 或者童：一粤毛( 3 6 ) 仃p i n 其中髟= 4 ”2 k 工，其中负号表示如果滤波电感电流有一个增量，那么次 边电压有效占空比吃，将有所降低。这种效果等效于一个电流反馈，它将给系 统带来一个附加的阻尼，即使得变换器在低频时有定输出阻抗增加( 电流负 反馈会增加输出阻抗) 。同时，应该注意到原边电压的占空比是恒定的。 3 4 2 基于输入电压变化的占空比调节 图3 3 说明了基于输入电压变化的占空比调节情况，变换器稳态工作情况 如图实线所示，如果输入电压在某时刻有个增量i 。，稳态工作将会受到干扰， 原边电流( 如图中虚线所示) 上升的斜率将有所增大，因此原边电流将以更快 的速度达到输出滤波电感电流在变压器原边的感应电流值。而这必然增加了次 边电压坎的占空比。 西南交通大学坝_ l 研究生学位论文筇2 l 页 _ j 彬 7 ! 讥 搬：荟7 二。二：二。二。：。二i ：鼢弋。 jk 由图3 3 t 有效占空比d 盯的变化，作为输入电压的增量；。的函数可被描 述如下： 虻”( 2 1 t - 。i t ，e l i k 一彘) ( 37 ) 其中d = ( 1 一d ) 拈n ( 2 i l - 等鸣，蘸 s ， 在小信号的假设前提下，上式变为： ( 2 1 l - 。i t s 可l “ ( 3 9 ) 基于，的有效占空比d 酊的变化，记作0 ，： 童= 南= ( 丘一争手) 半屯 扭 为了尽可能减小变换器原边的环流所引起的导通损耗，d 应当尽可能小 吲。正因为如此，上式中含有d 的项在连续导电模式下可以被忽略。这样就 可以得出如下的0 。： 西南交通大学坝l ：研究生学位论文第2 2 贞 或 ( 3 1 1 ) ( 3 1 2 ) 不过当变换器工作在接近断续电流模式时，d 。应选取( 1 0 ) 式。 3 5 小信号模型 将上述分析引入p w mb u c k 变换器的小信号平均电路模型，即将p w m b u c k 变换器小信号模型当中的d 用d 。，来替换，就可以得到移相控制p w m 变 换器的小信号模型。 d e = d + d ，+ d ， ( 3 1 3 ) 移相控制p w m 变换器的模型如图3 3 所示。其中d ，和d 。的作用是由两个 受控源来体现的。这是为了强调z 和d 。源自电路本身( 例如f 。和v 。的波动所引 起) 而不受控制电路的影响。仔细研究公式( 3 5 ) 和公式( 3 1 0 ) 会发现b u c k 变换器的小信号模型其实是移相控制p w m 变换器小信号模型的特例。实际上 令l ，。= o ，即可得矗= d ，= o ，移相控制p w m 变换器模即蜕变为b u c k 变换器的 模型。移相式p w m 变换器主电路的传递函数可由其小信号模型并结合公式 ( 3 6 ) 和公式( 3 1 0 ) 导出。为清晰起见，下面的推导使用式( 3 1 2 ) 来代表d 。 3 6 主电路的小信号特征分析 图3 4b u c k 变换器的小信号模型 t 一 工。 t 丁。 垃k 畅万 警等 = 吼 西南变通大学坝：l 一研究生学位论文 图3 5p s - p w m 变换器的小信号模型 这里给出的主电路的传递函数易于进行m a t l a b 仿真。所有这些传递函数 都分别与对应的p w mb u c k 变换器的传递函数进行对比分析。对b u c k 变换 器除了取。= o 外，其他参数均与p s p w m 变换器相同。针对图3 5 ，为了清 晰起见，引入了下述有关定义： 输出滤波器传递函数为： 风5 歹12 焘 r ( 3 1 4 ) 输出滤波器的输入阻抗为： z ，；生( 3 1 5 ) 。 l + s r c 输出滤波器的输出阻抗为： z n2 茜 3 1 6 ) 仿真所用电路参数值如下( 这些参数的详细计算见第四章的参数设计) ： 输入电压。= 2 8 0 v 输出电压 圪。= 5 0 v 变压器变比k = 3 变压器漏感厶= 5 2 u h 开关频率 正= 1 0 0 k h z 输出滤波电感l ，= 8 8 u h 输出滤波电容c ，= 4 7 0 u f 西南交通大学硕士研究生学位论文第2 4 页 负载电阻r = 7 0 q 3 6 1 ( i 0 ) 对输出吃g ) 的传递函数 叠0 ) 对吃g ) 的传递函数如下： g ，。去 嘱 疽 乱 一 i 、 ( a )幅频特性 、 、 ( 3 1 7 ) ( b ) 相频特性 图3 6 0 g ) 对吃g ) 的传递函数 图3 6 为p w mb u c k 变换器的传递函数特性曲线( 虚线所示) 和p s - p w m 变换器的传递函数特性曲线( 实线所示) 的对比，这两条曲线在直流增益和谐 振峰值之间的差异是显而易见的。 3 6 2 c i “) 对滤波电感电流的传递函数 d 0 ) 对滤波电感电流的传递函数如下： ”v g j = 毒二竺_ ( 3 1 8 ) 扩瓦 u 西南交通大学硕士研究生学位论文 陋 值 n - k p 5 p m 1 、 一，- ， 厂 ， 二：一 9 0 相6 0 位3 1 3 00 巴3 0 6 0 9 口 ( a ) 幅频特性 j 一 j ， ， 入 、 ( b ) 相频特性 图3 7 0 g ) 对滤波电感电流的传递函数 图3 7 所示为0 0 ) 对滤波电感电流的传递函数的曲线，其中虚线对应于 p w m b u c k 变换器，而实线则对应于移相控制p w m 变换器。可以看出，6 0 的情况同g 。情况基本相似。 3 6 3 输出阻抗 移相控制p w m 变换器主电路的输出阻抗为： 42 z o = 乙+ 青 ( 3 1 9 ) z ，如 图3 8 中的虚线为p w mb u c k 变换器的输出阻抗曲线