（电力电子与电力传动专业论文）同步整流单级不对称半桥变换器的研究.pdf

浙江大学硕士学位论文 a b s t r a c t b a s eo nh i g he m c i e n c ya n dt d 曲p o w e rd e n s 时，as i n g l e _ s t a g ep f c c o n v e r t e ri s p m p o s e dw h e r ea 1 1a s ”砌e t r i c a lh 越b i i d g ed cc o n v 蝴( a h b c ) i s u d h z e d a sad cc e l l a h b ct o p 0 1 0 9 ya l l o w sf o raz v sc o n d i t i o ni ni t sc o m p l e m e n t a r y p w md r i v e ns w i t c h e s a h b ct o p o l o g ya c h i e v e st l l e 嘣乱to f z e mv o h a g e s w i t c h i n g ( z v s ) b ym e r e s o n a n c eo f 廿a i i s f 0 咖e rl e a k a g ea i l dp a m s i 缸cc a p a c i t a n c eo f m o s 肿s w i t c h e s r e t a i l l i n gt i l i sp r o p e r t y a i l d s y i l c h r o n o i l s r e c t i f i e ri nm e p r o p o s e da c d cc o n v e n e re n h a n c e si t se f f i c i e n c y mm e p a p e r ，t l l em a i l lr e s u l t sa r e a sf o l l o w s a tf i r s t ，t h ep r e s e n tr e s e a r c ho fs i n g l es t a g ep o w e rf a c t o rc o 玎e c t i o nt e c h n 0 1 0 9 y s o f t s w i t c h i n gt e c l m i q u ea n ds y n c h r o n o u s r e c t i f i e rt e c h i l i q u ei si n 0 d u c e d t h em a i n c o n t e n to ft 1 1 i sp a p e ri sp r e s e n t e d s e c o n d l y ，t i l eb 0 0 s ta p f ct o p o l o g y 叩e r a t i n gi n d c mi ss t i l d i e d t h e r e l a t i o no fm eo u t l m tv o n a g ea i l di 叩u tc u 姐ti sd i s c u s s e d n i r d l y ，an e wt o p 0 1 0 9 yo fs i n 班es t a g ea s y i 衄1 e 证c a lh a _ 雕b r i 瞻ec o n v e n e r w i t hs y n c h r o n o u sr e c t i f i c a t i o ni sp r e s e n t 甜i nt h i sp 印e r r n l eo p e r a t i o n 面n d p l eo f m ec i r c u ni sa i l a l y z e dmd e t a i l t h eo p e r a t i 伽p r i n c i p l eo fs o f t s w i t c h i n g a i l d s t e a d y s t a t ea n a l y s i si sp r o p o s e d f o u n h l y ，c h a p t e r4g i v e sm ep o w e rs u p p l yd e s i 印w h i c hi n c l u d e sc o n 仰1c i r c u i t a n dm a i ns w i c h e s ，s v n c h r o n o u sr e c d n e rd i i v e r t h er e m a 出a b l ee x p e r i m e n tr e s u n o b t a i n e d 劬ma1 2 v ，1 0 a p r o t o t y p e s h o wt h eb e s tf 色a m r eo ft h i st o p 0 1 0 9 y f i n a l l y ，t 1 ep a p e rc o n c l u d e sm er e s e a r c hf i n d i n g s ，a i l dp o i n t s0 u ts o m ef u t u r e r e s e a r c ha r e a s k e y w o r d s ：s i n 9 1 e s t a g e p f c z v ss y n c h 枷o u sr e c 吐f i c a t i o na s y 删n e 证c a l h a l f b r i 蟾 浙江大学硕士学位论文 第一章绪论 1 1 研究背景 随着电子技术的迅速发展，电子系统的应用领域越来越广泛，任何电子设 备都离不开可靠的电源，因此对于高品质电源的期待目益强烈。开关电源以其 效率高、功率密度高而在电源领域中占主导地位。在无p f c 的开关电源中，a c 电源经全波整流后，一般接一个大电容，整流器一电容滤波电路是一种非线性元 件和储能元件的组合。因此，虽然输入交流电压是正弦的，但输入交流电流 i 却严重畸变，成脉冲状。脉冲状的输入电流，含有大量的谐波谐波分量，倒流 入电网，造成了电网的谐波“污染”，不仅干扰了电子设备，而且降低了电路的 功率因数。国际上的相关组织因此而制定了专门的标准。国家技术监督局也在 1 9 9 3 年颁布了公用电网电力谐波的国家标准：m e e 5 1 9 1 9 9 2 、c 5 5 5 2 。欧 盟国家也制定了e n 6 0 5 5 5 和国际规范c 5 5 5 2 。欧盟规定：灯具和功率大于 7 5 w 的电器设备必须符合电流谐波规范才能进入市场。因此为了争取更大的商 机，如何有效地提高功率因数，降低电流谐波，改善电源设备的供电品质以及 提高电源的使用率，是我们需要研究的课题。 1 1 1 功率因数校正技术研究现状 目前，比较成熟的带有功率因数校正的a c ，d c 开关电源中，一般采用 p f c + d c 的两级电路，如图1 1 所示，前级常采用b o o s t 电路实现p f c ， 由于两级电路需要各自的控制回路，因此使得控制电路复杂化，且难以实现高 功率密度。1 9 9 0 年，美国科罗拉多大学e i i c k s o n 教授等将前置级b o o s t 电路和 后级f l y b a c k 变换器或f o n a r d 变换器的m o s f e t 共用，提出所谓的单级p f c 变换器 4 。单级p f c 变换器采用p f c 级和d c 级共用一个开关管，只有一 套控制电路，同时实现对输入电流的整形和对输出电压的调节。典型的单级p f c 电路如图1 _ 2 所示，s 开通时，整流后的电压通过s 对b o o s t 电感充电，同时 储能电容c s 通过开关s 再通过变压器对原边电感充电，当s 关断时，l 释放能 量对c s 充电，同时通过变压器将原边电感储存的能量向负载释放，实现p f c 和输出电压的控制。由于控制电路只调节输出电压，在稳态时占空比恒定，因 浙江大学硕士学位论文 此要求p f c 的电流能自动跟随输入电压。 a c 小 l 0 厂 t d c ，d c a f p f c 电路 亡 a c 图1 1 两级p f c 电路 l s 一目1 么j i 荔餮rf v d 3 牛；r 图1 2 典型的单级p f c 电路 对于单级p f c ，当p f c 级在输出功率恒定时，输入功率是周期变化的量， 瞬时输出与输入功率之间必须通过储能电容作为缓冲。众所周知，电流断续工 作模式( d c m ) 的b 0 0 s t 变换器在固定占空比下电流能自动跟随输入电压， 因此p f c 级工作在d c m 状态可以得到较高的功率因数。为了提高变换器的工 作效率，d c d c 部分一般采用电流连续工作模式( c c m ) ，当负载变轻时，输 出功率减少，占空比不随负载变化而变化，这样充入储能电容的能量大于从中 释放的能量，导致储能电容电压上升。为了保持输出电压一致，电压反馈环调 节输出电压，使占空比减少，从而相应的减少输入能量。这个动态调节过程直 至输入与输出功率平衡后才停止。 如果上述d c ，d c 部分采用d c m 模式，则可以使储能电容电压不随负载变 化，而仅仅与输入电压有关，但这样会导致输入电感与输出电感的电流的峰值 较高，增加了器件的电流应力，所以仅适用于小功率场合。 浙江大学硕士学位论文 迄今为止，较多单级p f c 电路仍然是经过两次能量处理，并且这种单级变 换器并没有获得软开关过程，因此变换器的效率和开关应力没有得到改善，为 了改善这种问题，人们提出了几种软开关单级变换器，但是它们都需要辅助电 路实现，降低了在中小功率变换器的功率密度。 目前对于单级p f c 的研究大致有如下几方面： 1 、软开关应用于单级p f c 使用d c m + c c m 两级工作模式的基于双管正激单级p f c 电路【1 1 】如图1 3 所示，该电路使用两个开关管，不但解决了开关管的耐压问题同时也解决了正 激电路的磁复位问题。使用双管拓扑结构，不仅可以选用低耐压的开关管，而 且降低了导通电阻值，从而降低了导通损耗，使得整个电路的效率得到提高。 但是在高功率密度，高效率的发展趋势下，开关频率不断地提高，开关管的开 关损耗也将不断地增加，在这种情况下需要新的解决方法如软开关技术。 2 l 图1 3 基于双管正激的单级p f c 电路 基于有源箝位正激变换器的单级p f c 电路 1 1 如图1 4 所示，该电路能够 实现开关管的z v s 开通，能够降低开关管的开关损耗，但是q 1 ，q 2 的反向阻 断电压为v c s ，( 1 一d ) ，在负载较轻，储能电容电压较高时，其反向阻断电压将 很高，导致开关管m o s f e t 的导通电阻增加，因此会增加其开关管的开通损耗。 浙江大学硕士学位论文 图1 4 具有z v s 的有源箝位正激变换器的单级p f c 电路 另一方面基于全桥的单级p f c 电路【1 6 】虽然能够实现z v s ，同时又能控制 开关管的电压应力，但是其电路复杂，电路的开关驱动电路也相对复杂。 2 、单级p f c 储能电容电压控制 在单级p f c 技术中，储能电容电压的控制也是研究的热点，如具有直流母线 电压反馈的b i f r e d 变换器 3 8 如图1 5 ，b i f r e d 变换器的实质是d c m 的b o o s t 变 换器+ c c m 的f l y b a c k 变换器。 t i ly p lr “ r ” 一ln 3 。 i 州，： v i ” = = ， zi s _ 画q 皋v v e 2 图1 5 具直流母线电压反馈的b i f r e d 变换器 该电路在b 0 0 s t 电感之后串入一个附加变压器绕组n 3 ，该绕组的反馈系数为 n 。当s 导通时，b o o s t 电感充电，n 3 上反馈来自母线储能电容上的电压，电感l 上的电流为： i ，：幽二坐f 。 l 从上式可以看出，当母线电压具有上升的趋势时，输入电流下降，输入功率自动 吐 棘l 浙江大学硕士学位论文 减小，从而保证输入和输出功率的平衡，将直流母线电压被限制在一定范围内。 另外，反馈绕组将部分功率直接传递到输出，这样可以降低器件的额定值，提高 变换效率。 应用母线电压反馈的概念，可以推导出一些新的拓扑。实际上，只要保证p f c 功能是由d c m 的b o o s t 变换器实现，这个方案可以推广到任意单级p f c 变换器 3 7 。 这个电路的缺点是：虽然降低了直流母线电压，但由于引入反馈绕组，电感电流 存在死区，输入电流波形的品质变差。 3 、直接功率传输改进单级p f c 一般具有p f c 功能的a c d c 变换器，通常会有两个功率模块：p f c 模块和d c d c 模块。输入功率先经过p f c 模块传递到储能电容c 上，然后再经过d c d c 模块 的传输，得到稳定的直流输出，这样输入功率被传递了两次才到达输出。如果p f c 模块和d c d c 模块的效率分别是n 1 和n 2 ，则a c d c 变换器的效率为n = n 1 n 2 。从上面的等式可以看出，总效率是每个功率变换模块效率的乘积，两次功率 处理使得变换效率下降。实际上，为了达到良好的输出功率调节，将全部输入功 率进行两次处理是不必要的。可以允许大部分的输入功率只经过一次处理，而只 让较少部分的功率经过二次处理，从而保持总的输出功率为常数。这种功率传递， 大部分功率只处理一次，被称作所谓的直接功率传递( d i r e c tp o w e rt r a n s f e r ) 。 基于直接功率传递的概念，可以开发出具有更高效率和更高额定功率的单级p f c 变换器。这些拓扑在抑制过高的中间电容电压应力方面也具有显著的效果。如图 1 6 所示的f 1 y b a c k b 0 0 s t 变换电路 3 9 ，这个电路可以认为是由一个反激变换器 f 态 謦斟。朴 r 毒= 焉翮 图1 6 直接功率传递f l y b a c kb 。o s t 变换电路 和一个b o o s t 变换器组合而成，两个内部变换器使用同一套控制电路。在这个电 浙江大学硕士学位论文 路中，变压器t 、开关管s1 和二极管v d 构成内部反激变换器。电感l 2 、开关管s 2 和二极管v d 2 构成内部b o o s t 变换器。变压器t 和电感l 2 均工作于不连续电流模式。 内部反激变换器从电源吸收功率，其中一部分功率经过v d1 和v d 2 直接传递到输 出，这部分功率只经过一次处理，约占总输出功率的7 0 。另一部分功率经v d l ， l 2 储存于储能电容c 1 中，通过开关管的开通和关断，c l 的能量再经l 2 ，v d 2 反馈 到输出，这部分功率经过二次处理，约占总输出功率的3 0 。由于大部分能量只 经过一次能量转换其效率相对于两次能量转换的变换电路而言有所提高，而且由 于经过反激变换器降压，储能电容上的电压大大下降，甚至低于输出电压。但该 电路为了达到较高的效率，对功率流向进行改进，导致了输入电流非正弦化，其 功率因数不高。 1 1 2 软开关与同步整流技术研究现状 开关电源变换器的功率损耗可以用图1 7 表示( 输出电压1 2 v 、输出功率 1 2 0 w ) 。从图中可以看到初级侧的功率开关损耗和次级的整流二极管损耗所占 比例最高，因此如何有效地减少输出侧整流二极管、初级侧的功率开关等主要 元件的功率损耗成为提高整个变换器效率的关键。解决办法之一是采用软开关 技术和同步整流技术。 图1 7 开关电源功率损耗分布( 12v l2ow ) 1 、软开关技术【2 】 2 0 世纪6 0 年代开始发展和应用的功率变换技术是一种硬开关技术，功率 开关工作在开通和关断两个状态，理论上应该在无任何功率损耗下进行功率控 制，但实际上，功率开关在导通与关断期间会有一段电压与电流波形重叠的区 浙江大学硕士学位论文 域如图1 8 所示，在硬开关中功率开关损耗为p c ( t ) ，假定导通损耗为零，则 1 功率管的开通与关断损耗可表达为亭cy o ) ，( f ) 出 a 并且由于快速的切换过 。” 程，导致d v ，d t 、d 砌t 上升，从而也造成了严重的电磁干扰。随着开关频率的提 高，开关损耗也随之上升。为了提高开关电源的功率密度，同时为了使开关电 源能够在高频下提高效率，国内外电力电子和电源技术界自2 0 世纪7 0 年代以 来，不断研究开发高频软开关技术。2 0 世纪末，软开关已经在国内外多种开关 变换器中得以应用。 软开关技术是使功率变换器得以高频化的重要技术之一。它应用谐振的原 理，使开关器件中电流( 或电压) 按正弦或准正弦规律变化。当电流自然过零 时，使器件关断( 或电压过零时，使器件开通) ，从而减少开关损耗。它不仅可 以解决硬开关变换器中硬开关损耗问题、容性开通问题、感性关断问题以及二 极管反向恢复问题，而且还解决了由硬开关引起的e m i 等问题。 图1 8v ( t ) 开关管d s 电压i ( t ) 通态电流 t 谐振变换器 1 5 】是最早出现的一种软开关变换器。谐振式电路还可分为电 压式谐振( v o l t a g er e s o n a l l tc o n v 渤) 、电流式谐振( c u r r e n tr e s o n a i l tc o n v 研) 如图1 9 ( a ) ，( b ) 所示。此类方式的切换损失小，与以往的硬开关方式不同， 因具有正弦电压或电流波形，可以有效地降低功率开关的切换损耗且同时可降 低高频杂讯。其不足的是功率开关的电压和电流应力较大，会造成较高的导通 损耗。 浙江大学硕士学位论文 a 、电压谐振型 图1 9 电压式谐振与电流式谐振 b 电流谐振銎 为了解决上述问题，而发展出零电压切换 1 4 】( z e r ov o l t a g es 埘t c h i i l g ， z v s ) ，零电流切换( z e c u n e n ts w i t c h i n g ，z c s ) 等软开关技术，仅仅在功 率开关切换的暂态期问内利用谐振方式，减少电压电流重叠面积，因此不仅能 降低切换损耗，且也能解决传统谐振变换器中电压电流应力高造成的通态损耗 高的问题，本论文所应用的便是基于零电压切换的软开关技术。 软开关技术的优点可大致归纳为： ( 1 ) 能够在高频情况下实现减少功率开关元件的切换损失； ( 2 ) 对于元件的寄生电容，变压器的漏感都可以积极利用作为谐振元件，且可 以降低其所产生的杂讯； ( 3 ) 可实际提高开关频率，使磁性元件和电容等的体积变小，由此不仅可以提 高电源的功率密度，而且也可提高整个系统的动态响应。 2 、同步整流技术【2 1 】【2 2 】 2 7 】 除了软开关技术，同步整流这一新型的整流技术，在低压大电流功率变换 器中也得到了很好地应用。 同步整流技术是在次级侧用低导通电阻的m o s f e t 代替普通的整流二极 管，以此来减少功率器件的导通损耗，提高整机的效率，同步整流的关键问题 是m o s h 玎的驱动问题。m o s f e t 的驱动分为电压型和电流型驱动。电流型 驱动通过检测自身的电流来获得，检测电流造成功率损耗很大，且电流信号必 须转换成电压信号，因此增加了成本，所以目前研究的较多是电压型驱动。而 电压型驱动由驱动信号的来源又可分为自驱动和外驱动。自驱动结构简单，但 控制信号时序不够精确，m o s f e t 不能在整个周期内代替二极管，使得负载电 浙江大学硕士学位论文 流流过m 0 s f e t 的寄生二极管，可能造成效率无法提高。外驱动虽然能得到比 较精确的时序信号，但控制回路复杂，故仅仅适合于研究，实际应用较多的仍 然是自驱动【2 2 。 1 2 本文研究内容及意义 本文提出了基于不对称半桥的单级p f c 电路如图1 1 0 所示，相对前面提到 的单级p f c 电路，该电路在实现p f c 的同时，能够在无需外加电路而仅依靠电 路本身结构实现主开关零电压开通( z v s ) 。通过z v s 不仅可以降低开关损耗， 而且将开关管的电压应力箝位，使之等于储能电容电压值，从而降低了开关的 导通损耗。并且，该电路只有两个开关管，因此其驱动电路比全桥的单级p f c 电路的驱动电路简单。此外，该电路还可以提高电路的功率密度。 c 图1 1 0基于不对称半桥的单级p f c 电路 本文主要内容包括如下： 第一章介绍了p f c 技术、软开关和同步整流技术的研究现状，并给出本文 研究内容及意义所在。 第二章介绍了基于b o o s t 的有源功率因数校正电路的工作原理，对d c m 模式的功率因数校正技术做了详细分析，通过数学计算与波形将不同输出电压 下对输入电流波形的影响做了比对，对工作在d c m 模式的上述电路的输出电 压越高，功率因数值越高这一结论进行了验证。 第三章提出了一种同步整流单级不对称半桥变换器的电路拓扑，对电路工 作原理做了详细的分析，特别是软开关的实现过程，最后对电路进行了稳态分 浙江大学硕士学位论文 析。 程。 析。 第四章给出了1 2 0 w 的同步整流单级不对称半桥变换电路的设计方法和过 第五章给出了电路仿真与实验波形以及实验数据，并进行了相应的结果分 浙江大学硕士学位论文 第二章b o o s t 功率因数校正电路分析 2 1 功率因数定义【1 】 在无p f c 的开关电源中，a c 电源经全波整流后，一般接一个大电容，整 流器电容滤波电路是一种非线形元件和储能元件的组合，由于整流二极管的导 通角很小，网侧电压v 仅在很小的时间段为负载提供能量，因此网侧电流出现 脉冲状电流，j ，产生了严重的失真，如图2 1 所示。 jl ： 勰。 1 掣 卜刘夕7 图2 1 桥堆整流电容滤波电路 由于整流器一电容滤波电路的非线性，即使网侧电压琏为正弦的条件下，网 侧电流t 也将包含谐波，既 h 。= u 拥s i n w f t = ks i n ( 删+ 九) = 1 按定义，网侧功率因数【1 】可表示为： 只号+ 只 五= i 墨一= 生一 ss ( 2 1 ) ( 2 2 ) ( 2 3 ) 式中# 是基波有功功率，s 是表观功率，根据网压h ，无谐波的设定，上式 中谐波有功功率应为零，即 浙江大学硕士学位论文 只= o 因此，式( 2 3 ) 可以化简为： 五：量 s 对于单相电路有 号= u l ，1c o s 破 s = u i = u l i 将( 2 6 ) ( 2 7 ) 代入( 2 5 ) 得 丑= 扣晴 式中 其中 ， “= 1 2 j ( 2 4 ) ( 2 5 ) ( 2 6 ) ( 2 7 ) ( 2 8 ) ： ! ( 2 9 ) 1 + 刃2 m = 厨一黼量 由( 2 _ 8 ) ，网侧功率因数五是基波位移因数c o s 稿和电流波形正弦因数的 乘积，由式( 2 9 ) 式可见正弦因数与电流谐波含量成反比，电流谐波含量 越高，则值越底。 从图2 1 可以看出由于负载的非线性特性，严重失真，其电流正弦因数 z ( 0 6 0 7 ) 1 ；由于c 0 存在，。将超前于，基波位移因数随电路参数而变。 网侧功率因数将降至( o 5 o 6 ) 。大量的电流谐波不仅对电网造成污染，同时 多余的功率损耗会降低电源网络的效率。 2 2 b o o s t 有源功率因数校正电路 本文中的功率因数校正单元采用b 0 0 s t 有源功率因数校正电路，如图2 2 所示。采用电压跟踪法控制，电感电流操作在不连续导通模式下( d c m ) ，该 赢南 浙江大学硕士学位论文 电路能够使输入平均电流自动跟踪输入电压，达到功率因数校正的目的。本节 将分析升压式变换器的工作原理，并且说明其在不连续导通模式下实现功率因 数校正的原因。 图2 2b o o s t 电路 2 2 1 电路工作原理 如图2 2 所示b o o s t 变换器，经过整流后的输入电压为e ( f ) ，输出电压 为k ，由于开关频率远大于电网电压频率，所以，开关周期内可将e ( f ) 视为定 值k ，在一个开关周期内，电路的工作状态如下： 状态一：0 吐丁，功率开关q 导通 等效电路如图2 3 ，开关q 导通，由输出电容单独供应负载能量，此时电 感为储能状态，两端的跨压为e ，电感电流线性上升，其斜率方程为： 盟：蔓 疵l 图2 3 状态一等效电路 状态二：盔r 破丁，功率开关q 截止 ( 2 1 0 ) 等效电路如图2 4 ，开关q 截止，二极管d 导通，由输入电压k 以及电感 对输出电容充电。电感为释能状态，两端跨压为k 一，电感电流线性下降， 浙江大学硕士学位论文 斜率方程为 堕：! ：出 d f l 图2 4 状态二等效电路 状态三：d ，丁如丁，功率开关q 截止，电感电流下降至零 ( 2 1 1 ) 等效电路如图2 5 ，开关q 为截止状态，电感电流己下降为零，负载能量 由输出电容提供。 图2 5 状态三等效电路 电路稳态分析： 在一个开关周期中，电感需要维持伏秒平衡，则电感稳态表达式为 k d t r = ( k k ) d ：r 由上式可求的输出电压与输入电压关系如下 显：丝 k d ： r 2 1 2 1 ( 2 1 3 ) 由输出电容c o 的充电平衡可得： 咖( 南) ( 1 + 浮 任 由公式( 2 1 2 ) 一( 2 1 4 ) 可知，工作在不连续模式( d c m ) 下的b o o s t 变换器 的直流电压增益，不仅仅和开关管的占空比有关，还受到负载的影响，为了简 化分析，下面以恒定负载来分析，则电压增益就只与控制信号的占空比有关。 浙江大学硕士学位论文 2 2 2d c m 模式功率因数校正分析 前面提到b 0 0 s t 变换器工作在不连续模式下能实现功率因数校正，下面通 过数值计算和数学仿真对其进行分析验证。 b o o s t 变换器在不连续模式下的主要波形如图2 6 所示： l v a ( 1 ) t 7 v o v a ( t ) v g ( n ，l ( v d v a ( 训l 么 卜 少 r 一 d 1 t _ t d 3 t 图2 6b 0 0 s t 电路d c m 模式电感电压、电流波形 其中：k ( f ) = 2 ，i s i n w f i ，此时输入电压眨( f ) 为变化值，根据公式 ( 2 1 0 ) 和( 2 1 1 ) ，电感电流上升与下降的斜率如图2 6 所示。 由图可得电感电流的峰值电流： ( f ) ：k ( f ) 掣 ( 2 _ 1 5 ) 在一个开关周期内电感的平均电流： 孤) = 挑- 嘲警+ 抄c 坍警l 口 由电感的伏秒平衡有： 畋：吐黩 ( 2 - 1 7 )。1k k ( f ) 将式( 2 1 7 ) 代入式( 2 1 6 ) ，整理后可得电感平均审流为： 浙江大学硕士学位论文 研，= 襄卜+ 端 ( 2 1 8 ) 将k ( f ) = j 1 1 0 l s i n w 4 ( 其中w = 2 石5 0 ) l = 1 0 0 u h k = 4 0 0 d 1 = o 4 1 代入式( 2 1 8 ) ，通过m a t h c a d 数学仿真可得电感平均电流波形 如图2 7 所示。 2 1 翟 。 掣i 4 0 0 ( t ) 瘩一 脚 一， 下 。7 00 0 0 5o 0 10 0 1 5 时岛 图2 7电感电流平均值波形 根据( 2 1 8 ) ，可得输入电流平均值 融，= 甓焉客，i 陋 ( f ) = 下 厶 ( 2 1 9 ) 1 一屯o ) - + 手r ( + 1 ) i n = o 、l 、2 、3 由( 2 1 9 ) 式得输入电流平均值的波形如图2 8 所示。 1 6 浙江大学硕士学位论文 3 2 蓍s 4 0 0 ( t ) o 一 藩 一 ，7 00 m 50 0 10 - 0 1 5 时间 图2 8输入电流平均值( 幻的计算波形 从式( 2 1 8 ) ，( 2 1 9 ) 可知，输入电流平均值( f ) 在k ( f ) 、l 、d 。为定值的情 况下只受输出电压k 的影响。 图2 9 为匕= 2 0 0 v 、k = 3 0 0 y 、k = 4 0 0 y 时，输入平均电流i ( f ) 的波形， 虚线为输入电压的波形。从图中可以看出输出电压k = 4 0 0 y 时的输入电流波形 最接近正弦波形，且输出电压越高输入电流波形越好。另外，从图2 9 还可以看 出，原点附近非线性特性比较严重，这是因为输出电压不够高，而导致电感释 放能量的时间变长。 壤 脚 屯) 鲁 m 由式( 3 一1 4 ) 、( 3 一1 5 ) 得 p 铲亡伽s i n c 卷， p 2 z ” 啪”= 护k c o s i n ( 彘) ( 3 _ 1 9 ) 模式四： t 3 t 4 】 电路运行模式如图3 3 ( d ) 所示，由于在t 3 时刻，国1 两端电压被箝位在 电压v a c ，q 1 完全关断，由于电感电流的连续性，l b 的能量需要释放，因此 q 2 的寄生二极管导通，对c a 充电，电感l b 的电流为： “归k 半沪螂 ( 3 2 0 ) 同时因为模式三中提到q 2 要实现零电压开通，则在t 2 时刻谐振电感l r 所储存 的能量必须大于电容c r 所储存的能量，这样c r 电容的能量在t 3 时刻释放完之 后，电感将继续通过q 2 的寄生二极管释放能量，q 2 在t 4 时刻开通，实现了零 电压开通。 模式五：【t 4 t 5 】 电路运行模式如图3 3 ( e ) 所示，q 2 开通。电感l b 通过q 2 继续对c a 充 浙江大学硕士学位论文 电，电感l b 电流为： 一半”f 3 ) 鹕岛 ( 3 2 1 ) h 通过q 2 释放能量，直到f 。( f ) 为零，然后g 对h 充能，直到变压器原副边 电压比等于匝数比。 在f = “时，变压器原边电流反向，并开始反向增大，可得： = 缸， z z ， 时刻为开关q 2 的开通时刻，为保证开关q 2 在适当的时刻开通，所以要 求： f 3 f 4 由此可以得到死区时间匕= 一，即 屯一 k 半 限4 。， 由( 3 3 8 ) 可得： 浙江大学硕士学位论文 = 去懈咖c 糙， b 4 d f 9 一岛= a r c s l n 【尹_ 产j l j | l ， 口8 三n 由( 3 3 9 ) 可得： 渺钏吐s c o s i n ( 蹬) 模式十： t 9 t l o 】 电路运行模式如图3 3 ( j ) 所示，由于在t 9 时刻吃，( f ) 被箱位在零电压，谐 振电感h 的电流继续l 流过q 1 的寄生二极管，h 两端电压等于k 。一k 。，其 电流呈线性下降，因此在t 1 0 时刻开通q 1 能实现零电压开通。副边通过续流电 感l f 继续向负载提供能量。 模式十一：【t 1 0 t 1 1 】 电路运行模式如图3 | 3 ( k ) 所示，q 1 开通，v g 通过开关管q 1 对l b 进 行储能，谐振电感l r 的电流继续通过q l 直到降为零，此后储能电容c a 对谐 振电感反向充能，直到变压器原副边电压之比等于匝数比，s r l 导通，变换器 工作状态又回到t o 时刻，一个开关工作周期结束。 当忙，时，变压器原边电流过零，则可得： 一岛= 瓦 莨， ，。为t 9 时的变压器原边电流； ( 3 _ 4 2 ) f 。时刻为开关q l 的开通时刻，为保证开关q 1 在适当的时刻开通，所以要 求： f 9 o l ( 3 4 3 ) 由此口j 以得剑夕匕区盯1 日j k = o 一岛，即岛一b f 1 1 一f 7 【3 4 4 j 其中，由( 3 3 2 ) 、( 3 - 4 1 ) 可得， = 去懈s i n c 糌，+ 器 由( 3 3 2 ) 、( 3 4 1 ) 、( 3 4 2 ) 可得， ”岛2 去懈如c 糌，+ 器+ 彘厶 4 s ， 浙江大学硕士学位论文 3 3 电路稳态分析 电路稳态分析是电路参数设计和优化的根据，本文的研究设计是基于变压 器副边两组匝数相同而进行的，即虬。= 眠：= j v 。为了不失一般性，分析过程 中还是将匝数分开表示。 为简化分析，先对图3 1 做如下的理想假设： 1 、所有元件均为理想元件； 2 、忽略开关周期中的死区时间； 3 、储能电容c a 和隔直电容c b 足够大，纹波电压可以忽略； 4 、输出电容c o 足够大，其两端电压为一定值v o ； 5 、输出滤波电感l f 工作在电流连续模式( c c m ) ； 此外，在实际设计当中，为了降低初级侧开关管的电流应力，d o ，d c 单 元工作在电流连续模式( c c m ) ，同时为了获得较高的功率因数，p f c 电路工 作在不连续模式( d c m ) 。 ( 1 ) 储能电容c a 电压v c a 在单级功率因数校正电路中，由于p f c 的输出电压为开环控制，c a 上的 电压并不象两级p f c 电路那样为恒定值，因此分析v c a 对电路的设计非常必要。 可以通过在一个开关周期电容的充电平衡估算v c a ，c a 电压波形如图3 4 所示， 其中变压器原边电流中忽略了励磁电流。d 。丁为q l 开通时间，v g 通过q 1 对 l b 充能，储能电容c a 通过变压器向负载提供能量，开关q 1 占空比是d ， d = 如。( d 1 + d ：) r 为q 2 开通时间，电感l b 对c a 充电，同时隔值电容通过变 压器向负载传递能量，开关q 2 的占空比是1 一d = 4 + d ，。 由图3 4 可得知l b 、c a 、i p 电流之间的关系。设也为电感l b 的平均电流， 则电感在一个开关周期的平均电流屯可表示为： i = 壮( 刎删警+ 扣跨晰警l 。4 s ， 浙江大学硕士学位论文 i l b ( t ) i p ( t ) i c a ( t ) v c a ( t 】 0 l ， 厶n i p i l b 一望 厩， 生乏 一二彳 r 7 图3 4 储能电容c a 电压波形 电感释放能量时的电流平均值屯。： i = 牡孵半i 由电感l b 的伏秒平衡，得： ，揣 将式( 3 4 8 ) 代入式( 3 4 7 ) ，得： _ 一d 0 2 r l k2 ( f ) l i 2 兹i 葡l ( 3 - 4 7 ) ( 3 _ 4 8 ) ( 3 _ 4 9 ) 浙江大学硕士学位论文 崧l 端b 删卵2 。乞1 一匕( r ) l 其中：卵为传递效率， 磊，0 n 为q 1 开通过程中原边电流平均值，以下用i n 表示。 对输入电压k ( f ) 取平均值： 丽= 去聃s i n w 咖r 其中，圪s i n w f 为电网输入电压 ( 3 5 0 ) 可得： 丽= 弘 b 川 式( 3 5 1 ) 代入式( 3 5 0 ) 得储能电容c a 上的电压为： 即 比：型趟挚! 挚掣 0 1 n 叩k 。万。 k 。：型丛生丛生立生掣 ( 3 5 2 ) ” 如，o h 卵厶 由上式可以看出储能电容电压除了与输入电压有关之外，还和负载，。、占 空比d 0 有关，其具体关系在后面电路设计中将再做分析。 ( 2 ) 隔直电容c b 电压v c b y 。口一v c6 d r y r 图3 5 变压器原边电压 变压器原边电压波形如图3 5 。由变压器励磁电感的伏秒平衡，可得： ( 吃一) d 一( 1 一d ) = o 即= d y c d ( 3 ) 直流电压增益 ( 3 5 3 ) 浙江大学硕士学位论文 由输出电感l f 在一个开关周期中伏秒平衡得 k = ( 一) - d 吃+ - ( 1 一d ) n 2 ( 3 5 4 ) 可推导出输出电压： k = 吃- d ( 1 一d ) ( m + ) 则，转换比为 粤：d ( 1 一d ) ( 嘎+ 也) 吃 、 1 ( 3 5 5 ) 其中，m 、n ：分别为变压器原副边匝数比，l l = m ，j ，、n 2 = m ：，。 由式( 3 - 5 5 ) 可以看出，匝比定，在q l 占空比为啦5 时，谗值最大。 直流电压增益与占空比之间的关系见图3 6 。 0 0 3 毫f ( d ) o 。0 2 0 0 1 o o ? l 0 d 图3 6增益与占空比之间的关系 ( 4 ) 励磁电感电流与电流纹波 根据隔直电容c b 的充电平衡，得： ( ，。+ k 玛) d + ( l l 他) ( 1 一d ) = 0 所以励磁电流的表达式为： = 厶h 2 ( 1 一d ) 一，0 吩d ( 3 ，5 6 ) 式( 3 5 6 ) 中，只有d = 0 5 时，才有，m = 0 。若d o 5 ，h n 不等于零，原 边的激磁电流有直流分量，变压器有直流偏磁现象。 浙江大学硕士学位论文 由图3 2 励磁电流波形，可得到励磁电流的电流纹波为： 卟半7 海s ， 将式( 3 5 3 ) 、( 3 5 5 ) 代入( 3 5 7 ) 得 虬，2 高丁 ( 3 5 8 ) ( 5 ) 输出电感 由输出电感孚：v ，可以计算出其电流纹波： m 1 ，矿= 一( ( 1 一d ) y 乙+ ，2 l k ) d 丁 ( 3 5 9 ) l | 将( 3 5 5 ) 式代入也可表示为： 盯2 专婚c 焘捌r 6 。， h 表示输出电感的电感值 根据式( 3 6 0 ) 也可计算出在给定输出电流纹波条件下所要求的相应电感 值： 牛击婚c 去加 e ， 电感l f 的电流峰值： ，l 一= 矗( 1 + ，2 ) ( 3 6 2 ) ( 6 ) 同步整流m o s 聊电压应力 a s r 2 电压应力： q 1 开通时，s r l 导通，s r 2 承受反向压降，此时变压器原边电压： = 一= ( 1 一d ) 亿 ( 3 6 3 ) 副边。，电压： v k ，= 璩( 1 一d ) y 乙 ( 3 6 4 ) 副边j v 。电压： 浙江大学硕士学位论文 2 = 他( 1 一d ) 吃 ( 3 6 5 ) 由此可计算s r 2 承受反向压降为： 2 r = l + 2 = ( 玛+ n 2 ) ( 1 一功吃 ( 3 6 6 ) 将式( 3 5 5 ) 代入( 3 6 6 ) 可得： ：。= k d ( 3 6 7 ) b s r l 电压应力 q 2 开通时，s i 也导通，s r l 承受反向压降，此时变压器原边电压： 副边。，电压： ，= m d 吃 副边。：电压： ：= 也- d 比 同理s r l 承受反向压降为： ，* = ( 强+ 他) d 吃 将( 3 5 5 ) 代入上式得： k m = k ( 1 一d ) ( 3 6 8 ) 3 4 小结 本章首先介绍了本文所提出的电路拓扑，接着将电路工作过程分成1 1 个模 式，对电路工作原理做了详细的分析，重点分析了软开关的实现过程。最后对 电路进行了稳态分析，特别将储能电容的电压与负载电流、开关占空比的关系 作了公式推导，为后面的设计提供了依据。 浙江大学硕士学位论文 第四章同步整流单级不对称半桥 变换电路的设计 本章完成了一个1 o w 的同步整流单级不对称半桥变换电路，详细介绍了 主电路、控制电路、驱动电路的设计过程以及元器件的选用。 4 1 电路结构图 图4 1 是实际设计电路图，电网电压v a c 接变换器输入端，经过桥堆整流 为直流电压，然后通过b o o s tp f cd c ，d c 电路将之升压后，经一组半桥开关 d c a c 变换，再通过隔离高频变压器和整流滤波后，变为满足要求的直流输出。 输出的电压经光耦隔离电路产生一电压误差信号，这个信号和原边的电流信号 一起送入电流型p w m 控制芯片，产生的p w m 信号d 经过反相器获得互补控 制信号1 一d ，两路信号再通过控制死区时间的逻辑电路后得到带固定死区的互 补信号，经隔离后驱动开关管q 1 ，q 2 。 0 a c 图4 1 电路结构图 4 2 设计规格 本文的单级不对称半桥变换电路的设计规格为 输入电压：a c 9 0 1 3 0 v 5 0 h z 输出电压：1 2 v 满载电流：l o a 浙江大学硕士学位论文 最大输出功率：1 2 0 w 开关频率：1 0 0 k h z 满载时变换效率：大于8 0 负载调整率：1 线性调整率：1 4 3 元件参数设计 ( 1 ) 占空比确定 要确定电路工作方式，首先要确定电路工作的最大占空比。最大占空比应 该发生在输入电压最低时，由于本电路占空比d ( 0 5 ，考虑死区，在输入电压 、，a c = 9 0 v 取： d 。= o 4 1 ( 2 ) 输入储能电感厶 第二章提到b o o s t 电路必须工作在不连续模式( d c m ) ，这样才能使输入 电流自动跟踪输入电压实现功率因数校正，根据第二章推导的公式( 2 2 2 ) ，输 入功率与电感的关系式： = 等= 等时 v 兀+ 2 a r c s i n 二 一石一2 旦 比 ( 4 1 ) 从式( 4 1 ) 可知，当占空比、输入电压和开关频率固定时，不同的储能电感会 影响输入功率的大小，其关系可用图4