（电工理论与新技术专业论文）移相控制零电压脉宽调制dcdc全桥变换器的研究.pdf

西南交通大学硕士生学位论文第1 i 页 a b s t r a c t t h e r e s e a r c h i n g i n s w i t c h i n gp o w e rs u p p l y i n c l u d e s m a n y t e c h n o l o g ya r e a ss u c h a sp o w e re l e c t r o n i c s ，a u t oc o n t r o la n ds oo n s o f t s w i t c h i n gi sah o tp o i n ti np o w e rt r a n s f e rt e c h n o l o g y i tc a d b es e e ni nt h ef u t u r e ，p o w e re l e c t r o n i c sc o n v e r t e rw i l lg e th i g h e r e f f i c i e n c ya n dp o w e rd e n s i t y t h e s e y e a r s m o r ea n dm o r e e m p h a s i z e h a v e b e e nf o c u s e d s o f t s w i t c h i n gc o n t r o li np h a s e s h i f t e dz v sp w mf u l l 一b r i d g ed c d c c o n v e r t e ra n dm o r er e s e a r c hn e e dt ob em a d e t h ep r i n c i p l e so fp h a s e s h i f t e dz v sp w mf u l l - b r i d g ec o n v e r t e r a r ed e s c r i b e da n da n a l y z e d t h es m a l l s i g n a lm o d e li nm a i nc i r c u i t a r eb u i l tb yu s i n ga v e r a g ec i r c u i tm o d e l t h er e l a t i o n s h i po fe a c h s m a l ls i g n a la n de f f i c i e n c yd u t yc y c l ea r ed e s c r i b e dc o m p l e t e l y m a g n i t u d e 。f r e q u e n c y c h a r a c t e r i s t i c sa n d p h a s e f r e q u e n c y c h a r a c t e r i s t i c so fe a c hm a i nt r a n s f e rf u n c t i o na r eg o t t h e a d v a n t a g e s a n d d i s a d v a n t a g e s o fc u r r e n t - m o d ec o n t r o l t e c h n i q u ei sa n a l y z e da n ds t u d i e di n t e n t l y a c c o r d i n gt ot h e s e ，t h e s m a l l s i g n a l m o d e lo fp h a s e s h i f t e df u l l 。b r i d g ec o n v e r t e ri n c o n t i f i u o u sc u r r e n ti sb u i l t b yu s i n gm a t l a bt o o l s ，t h es i m u l a t i o n s o fr e s p o n s eo fo u t p u tv o l t a g ed u et ot h es t e pl o a da r eg i v e n t h ep r i n c i p l e sa n dt h ec h a r a c t e r i s t i c so fd i g i t a lc o n t r o l m e t h o di np h a s e - s h i f tf u l l b r i d g ec o n v e r t e ra r ed i s c u s s e d t h e s m a l l - s i g n a lm o d e la r eb u i i t u n d e rt h ei n t e g r a lc o n t r o lm o d e ，t h e s a m es i m u l a t i o nr e s u l t sa r eg o tw i t ht h ed i f f e r e n c ei n t e g r a la n d d i f f e r e n t i a lc o e f f i c i e n tw h e nt h e s t e p l o a d h a p p e n s t h e c o n c l u s i o n sa r eg o tt h a td i g i t a lc o n t r o lc a ng e tt h es a m es t a t i c s t a t ea n dd y n a m i cs t a t ea st h ea n a l o g yc o n t r 0 1 a v e r a g e c i r c u i tm o d e li st h em a i n m o d e l i n g m e t h o da n d t h r e e t e r m i n a ls m a l l s i g n a lm o d e l i n gm e t h o di sa l s ou s e di nt h i s p a p e r p s p i c ea n dm a t l a ba r eu s e dt oa n a l y z e dt h ep r i n c i p l e sw i t h c o m p u t e ra n dt h es i m u l a t i o nr e s u l t s a r ei np o s i t i v ew i t ht h et h e o r y k e y w o r d s ： c u r r e n t - m o d ec o n t r o l d i g i t a lc o n t r o l s m a l l 一s i g n a la n a l y s i s p h a s e s h i f t e dc o n t r o l 西南交通大学硕士研究生学位论文 第1 页 第1 章绪论 1 1全桥移相p w md c d c 变换器的现状及发展趋势 电力电子学是跨电力、电子、控制的边缘学科。电力电子学主要 研究的是电能变换问题，即把电网电能转换成用户所需要的电能，形 象的说就是粗电炼成精电。 作为电力电子学的一个主要研究领域，高频开关电源技术研究的 主要方向是研制高频率、高效率、高功率密度、高功率因数、高稳定 性的新一代开关电源。 高频开关电源的研究涉及了电子、功率集成、自动控制、材料、 传感、电磁兼容、热工等诸多技术领域的精华。 电能变换涉及的技术领域非常多，诸如稳压、磁放大器技术、数 控调压技术、相控技术、变频、p w m 、s p w m 、软开关p w m 、移褶谐振、 无功孙偿、功率因数校正、裂项、均流、传感采样、驱动保护、储能、 抗干扰，电磁兼容等。 电力电子学研究的一个核心内容是开关变换器。所谓开关变换器 就是应用电力电子器件将一种电能转换成另一种或多种形式电能的装 置。其转换种类大俸可分为如下四类： 、 1 a c ( 交流) 一d c ( 直流) 变换； 2 d c - a c 变换； 3 a c a c ( 包括a c d c a c ) 变换； 4 d c d c 变换。 广义说，凡用半导体功率器件作为开关器件。将一种电能形态转 变成另一种形态的主电路都叫做开关变换器电路。转变耐用自动控制 闭环稳定输出并有保护环节的电路则称为开关电源。 开关电源的核心是d c d c 变换器。基本的d c d c 变换器有六种： b u c k 、b o o s t 、b u c k - b o o s t 、c u k 、z e t a 、s e p i c ，从这六种基本 变换器衍生的拓扑种类则不计其数。从输出功率的角度看，b u c k 族中 的全桥变换器是目前最适合应用于中、大功率应用场合的d c p c 变换 器。 开关电源的高频化，即提高开关电源的工作频率一直是各国电源 西南交通大学硕士研究生学位论文 第2 页 工作者潜心研究的课题。高频可以减少开关变换器中变压器r 电感等 磁性元件以及电容的重量、体积，减少成本。而功率开关器件的寄生元 件损耗却阻碍着开关频率的提高，因此软开关技术的研究具有十分重 要的意义。 1 2 软开关技术的提出及实现策略 在直流变换器中，由于功率开关管不是理想器件，在开通时开关 管的电压不是立即下降到零，而是有一个下降时间，同时它的电流也 不是立即上升到负载电流，也有一个上升时间。在这段时间里，电流 帝电压有一个交叠区，产生损耗，我们称之为开通损耗。嗣理，在关 断时也有关断损耗。在开关管工作肘产生的开通损耗和关断损耗统称 为开关损耗。在一定条件下，开关管在每个开关周期中的开关损耗是 恒定的，变换器总的开关损耗与开关频率成正比，开关频率越高，总 的开关损耗越大，交换籍的效率越低。开关授耗的存在限制了变换器 开关频率的提高，从而限制了变换器的小型化和轻量化。 从目前技术看，实现软开关的方法主要有： 1 ) 减小开通损耗：在开关管开通前，使其电压下降到零，这就是 所谓的零电压( z v s ) 开通。 2 ) 减小关断损耗：在开关管关断前，使其电流减小到在零，这就 是所谓的零电流( z c s ) 关断 1 3全桥b c d c 变换器的软开关控制方法 图1 1 为p w md c d c 全桥变换器的基本电路结构及其主要波形。 通过对开关管的控制，在a b 两点得到一个幅值为v i l 3 的交流方波 龟压，经高频变压器的隔离和变压后，在变压器副边得到幅值为v i n k 的交流方波电压，然后通过d r l 和d r 2 构成的输出整流桥，在c d 两点 得到幅值为v i n k 的直流方波电压。l f 和c f 组成的输出滤波器将这个 直流方波电压中的高频分量滤去，在输出端得到直流电压，其值为： 圪= 哮。其中。= 南。 西南交通大学硕士研究生学位论文第3 页 v c d 弼 、r 0 ：v “ ：m ：蝴 i ? v 埘xi 7 ：删kli 量w i n ，k ： 基本鼬磁构 皓) 鞠嘞巨 图i 一1 基本全桥电路结构及其主要波形 由文献( 2 可知，根据两个桥臂导通时闻增加的情况不一样，可以 得到9 种控制方式，如图卜z 所示。 1 v i b q 1 q 4 q 2 y t b o l q 3 斛 q 2 i ： ih 一 一h h ： fh ： 一l b = f ；h ；一 i i ；h 一 一h h ： ：一：一 li ! h a 一 耻 q l q 3 矾 q 2 弛 q l q 3 “ q 2 。 iii 叫：卜1 一 一h 矗1 ： i 矛1 ： 一 _ ：l i 一= - ；h ；一 控制方杰： l ! ：! ll li i i i 一 l 。曩 i 一 ：e ： 一 ； ； 一 i i s i 一 7 曲 q l q 3 “ q 2 覃h q l q 3 触 q 2 。 i 叫：- n 一 一卜* ： b i _ ： 一l ib = - ；h 控毒坊杰兰 i ! l ； i l院 k l i 日 8 控材方式四控枋斌五控甜方式六 西南交通大学硕士研究生学位论文第4 页 7 a h 口i q 3 o q 2 呦 q l q 3 o d q 2 l ， ： = 匕l 广f l 一 i ：! 玎 一 ll i 一 1 日三 刊 h i 卜访 f 曲 q 1 q 3 q 口 q 2 i l i ：卜 一卜* ： il 一 臣二 -i - = 孑杠h = 珥 卜刊 一 控钳方式七控制方式八控甜方式九 图卜2 全桥变换器开关控制方式分类图 下面分别介绍这九种工作方式： i ) 两个桥臂都不增刍口导通时间，这就是传统的双极性控制； 2 ) q z q 4 桥臀不增加导通肘阅，q 】援臂向前增加一段导通时闯； 3 ) q 2 & q 4 桥臂不增加导通时间，q i & q 3 桥臂向前增加导通时间到1 2 t s ； 4 ) q i & q 3 桥臂不增加导通时间，q 2 & q 4 桥臂向后增加一段导通时间； 5 ) q i & q 3 桥臂向前增加一段导通时间。同时q 2 & q 4 桥臂向后增加一段 导通时阅； 6 ) q i & q 3 桥臂导通时间向前增加到1 2 t s ，同时q 2 & q 4 桥臂向后增加 段导通时间； 7 ) q i & q 3 桥臂不增加导通时间，同时q 2 & q 4 桥臂导通时间向后增加到 l 2 t s ，这就是有跟双极性控制方式； 8 ) ql & q 3 桥臂向前增加一段导通时间，同时q 2 & q 4 桥臂导通时间向后 增加到1 2 t s ； 9 ) o f & q 3 桥臂导通时间向前增加到1 2 t s ，同时q 2 & q 4 桥臂导通时间 向后增加到i 2 t s ，这就是目前研究得比较多的移褶控制方式。 这九种控制方式可以分为两类开关切换方式：一类是斜对角的两 只开关管同时关断；另一类是斜对角的两只开关管的关断时问相互错 开。一只先关断，一只后关断。控制方式1 ) ，2 ) 3 ) 属于前一类，无法 实现开关管的软开关，只篚采用r c 或r c d 等有损缓冲电路来改善开关 管的工作状态。4 ) 9 ) 可以实现软开关。超前桥臂只能实现z v s ，滞后 桥臂可以实现z v s 或z c s 西南交通大学硕士研究生学位论文第5 页 1 4 p w m 控制模式研究 各种功率变换电路的控制电路按控制方式可分为调宽，调频和脉 宽频率混合调节三种控制方式。最常用的控制方式是脉宽调制控制方 式( p w m ) 脉宽调制是指工作频率恒定，通过改变功率开关管导通时间 或截止时间来改变占空比。 以往中、大功率开关变换器多是p w m 控制的硬开关变换器，其缺 点是： 1 ) 开关管存在较大的开关损耗，限制开关频率的提高； 2 ) 变换器在高频，大电流工作时分布参数的存在导致开关管承受较高 的开关应力。 3 ) e m i 引起的m i l l e r 效应于扰驱动电路的正常工作。 针对以上缺陷，9 0 年代以来，p w m 控制的中、大功率软开关变换 器的研究越来越受到重视。在诸多的高功率p w m 软开关变换器拓扑中， 移相f b - z v s 拓扑具有电路简单，工作可靠的优势，因而受到广泛的关 注。 p w m 开关变换器通常需要对被控输出变量采用闭环控制，以使变换 器对输入电压变化或输出负载电流变化能及时调节，并具有期望的动 态响应。 传统的p w m 开关变换器常采用电压控制模式，即只对输出电压进 行采样，并以此信号作为反馈信号实现闭环控制。另一种控制方式就 是电流模式控制。与电压模式相比，电流控制模式在电压闭环内增加 了一个电流内环，从而使电流控制模式具有比电压控弑模式更优越的 性能。 1 4 1 电压模式控制方式 图1 - 3 所示为电压控制原理图。 图卜3 中，电源输出电压。与参考电压进行比较，经误差放 大器放大校正后，输出误差电压信号屹，此信号再经比较器比较，最 后由锁存器输出占空比随误差电压信号吒变化的一系列脉冲，控制开 西南交通大学硕士研究生学位论文第6 页 c 一l j l ：= 移么侈q 7 。黜r 厂 厂 图卜3 电压控制模式基本原理图 关管，使输出电压，稳定。在控制过程中，变压器电感电流未参与控 制，是独立变量。通常稳压开关电源都需要有电感、电容滤波，因此， 开关变换器是二阶系统，它有两个状态变量，既输出滤波电感电流和 输出滤波电容电压。二阶系统是个条件稳定系统，因此，误差放大器 补偿网络参数需要精心设计，以保证系统能稳定工作。滤波电容上电 压平均值落后滤波电感电流平均值9 0 0 ，而负载电流等于滤波电感电流 平均值，因此，滤波电容电压平均值落后负载电流9 0 0 ，这就使得仅用 电压采样信号构成f j 环控制的电压模式控制响应速度慢，稳定性差， 甚至在大信号变动时产生震荡。 1 。4 2 电流模式控制方式 电流控制基本原理图如图卜4 所示。图中，电源输出电压，与参 考电压，进行比较后，输出误差电压信号虼，由恒频时钟脉冲驱动电 流逐渐增加，当电流在采样电阻熙上的电流信号电压坎幅度达到以电 平时，脉宽比较器状态反转，锁存器复位，驱动撤除，功率关管断，电 路逐个地检测和调节电流脉冲，控制电源输出。 电流控制p w m 技术与电压控制的p w m 技术比较，从电路结构看， 增加了一个电感电流反馈，而且此电流反馈就作为p w m 的斜坡函数， 这就不再需要锯齿波发生器，而最重要的是引入了电感电流反馈使系 统的性能具有明显的优越性。 西南交通大学硕士研究生学位论文第7 页 ：j 刁了7 7 m 黜厂 厂 厂 图1 4 电流控制模式基本原理图 1 ) 系统具有快速的瞬态响应及高度的稳定性 当输入电压变化或由负载变化引起输出电压变化时，都将引起电 感电流变化率的改变，使功率开关的转换时刻变化，从而控制了功率 开关的占空比。这对输入电压变化而言，实际上是起到了前馈作用， 即输入电压变化尚未导致输出电压变化，就由内环产生调节作用。从 整个系统的瞬态响应来看，对于电压反馈外环，电流内环相当于一个 受控放大器，外环的瞬态响应速度仅决定于滤波电容c 的负载性质， 所以整个系统具有快速的瞬态响应。 电流内环是一个自激振荡系统，当k 小于屹时开关导通，k 超过圪 时开关导通，所以是一个稳定的自激振荡系统，因此内环具有高度的 稳定性。对整个系统来说，二阶环节的输出滤波器( l c ) 降低为一阶环 节( c ) ，也就是说，对整个系统，除内环外，只有一个与滤波电容有关 的比例积分环节和一个与负载有关的一阶或二阶环节，使整个系统具 有高度的稳定性 2 ) 很高的输出电压精度 由于系统内在的快速响应及高的稳定性，所以反馈回路的增益可 比一般p w m 系统的回路增益高得多，不致造成稳定性与回路增益之间 的矛盾，从而使输出电压具有很高的静态精度。 3 ) 具有内在的对功率开关电流的控制及限流能力 流过开关管的峰值电流直接受误差放大器输出电流给定信号所控 气 一。 1 一r f 勺 害i一 吾王 连 移一 西南交通大学硕士研究生学位论文第8 页 制。所以在任何输入电压和负载瞬态条件下，开关管的峰值电流被控 制在一定的给定值，变换器最大电流受误差放大器限幅值的限制，即 使在输出过载，甚至输出短路时也能得到保护。 1 。5 数字化控制方法 电力电子器件经历了工频，低频，中频到高频的发展历程，与此 相应，电力电子电路的控制也从最初以相位控制为手段的由分立元件 组成的控制电路发展到集成控制电路，再到如今的旨在实现高频开关 的计算机控制，并向着更高频率更低损耗和全数字化发展。模拟控制 电路存在控制精度低，动态响应慢，参数整定不方便，温度漂移严重， 容易老化等缺点。专用模拟集成控制芯片的出现大大简化了电力电子 电路的控制线路，提高了控制信号的开关频率，只需外界若干阻容元 件即可直接构成具有校正环节的模拟调整器，提高了电路的可靠性。 但是也正是由于阻容元件的存在，模拟控制电路的固有缺陷仍然存在。 此外，模拟集成控制芯片还存在功耗较大，集成度低，控制不够灵活， 通用性不强等问题。用数字控制代替模拟控制，可以消除无漂移等常 规模拟调节器难以克服的缺点，有利于参数整定和参数调节，便于通 过程序软件的改变方便趣调整方案和实现多种新型控翩策酪，同时可 减少元器件的数目，简化硬件结构，从而提高系统的可靠性。此外， 还可以实现运行数据的自动存储和故障自动诊断，有助于实现电力电 子装置运行的自动化。 1 6 本课题的主要工作 本文的主要工作是：对全桥移相零电压脉宽调制d c d c 变换器工 作原理进行较为深入的分析，在此基础上，从数学建模的角度对电流 型控制闭环p s f bp w i dd c d c 变换器进行重点研究。提出了一种数字控 制的电流型p s f bp w md c d c 变换器小信号模型。并通过m a t l a b 仿真 进行了验证。 西南交通大学硕士研究生学位论文第9 页 第2 章全桥移相z v sd o d o 变换器的研究 2 1 引言 国内外电力电子学界自7 0 年代开始，不断研究开发高频软开关技 术，各种新的软开关变换技术不断被推出。8 0 年代出现的准谐振和多 谐振变换技术需采用交频控制技术，控制方法不如p w m 方式简单，而 且变压器，电感等电磁元件要按最低频率设计，不可能做到极小，难 以实现最优化设计。8 0 年代后期，许多专家进一步研究开发能实现恒 频技术的软开关技术，兼有准谐振变换器与p w m 变换器的优点，即 z v s ( z c s ) p w m 变换技术。 在全桥变换器的软开关研究中，前人通过综合比较，分析和试验 验证，发现移相控制是全桥变换器理想的软开关控制方法。与传统p w m 控制相比，移相控制具有如下特点： 1 ) p w m 控制和移相控制同属于方波逆变控制方式。p w m 控制通过改变 器件驱动信号脉宽大小来调节输出电压；移相控制通过改变逆变电 路中两桥臂对角管驱动信号的移相角大小来调节输出电压。 2 ) 以p w m 控制方式工作的全桥p y 变换器中的器件工作于硬开关状 态，开关损耗，开关频率难以提高；以移相控制方式工作的全桥零 电压开关p w m 变换器中的器件工作于软开关状态。开关损耗小，开 关频率可以提高，但开关拓扑中多了一个谐振电感，导通损耗大。 3 ) 以移相控制方式工作的全桥零电压开关p w m 变换器是零电压开关 准谐振技术和p w m 技术相结合的产物，其特点是器件工作于软开关 状态，能量传输主要采用p w m 技术，因而它具有p w m 和准谐振变换 器的优点。 4 ) 以移相控制方式工作的全桥零电压开关p w m 变换器与p w m 控制方式 相比，具有工作频率高、噪声小、电磁干扰小、积小、重量轻、效 率和可靠性高的优点。 2 2 全桥移相z v sd o d o 变换器工作原理分析 西南交通大学硕士研究生学位论文第1 0 页 在一个开关周期中，移相控制z v 5p w md e b e 全桥变换器有1 2 种 开关模态。在分析之前，作如下假设： 1 ) 所有开关管，二级管均为理想器件； 2 ) 所有电感，电容和变压器均为理想元件； 3 、c 1 2 c 3 2 c i 。d ，c 2 2 c t 2 c 嶂 4 ) l ， l ，k2 ，k 是变压器原副边匝比。 ( 对基本皂路结构 七o t = l t z t 3 # 唾e 5 t ( b ) 主要波形 图2 1 全桥移相z v sp w md c - d c 变换器基本电路结构及主要波形图 1 开关模态0 ，。时刻 ，起始状态。如图2 - 2 所示。 在t 。时刻，q l 和q 4 导通。原边电流i 。流经q i 、谐振电感l ，、变压 西南交通大学硕士研究生学位论文第l l 页 器原边绕阻以及q 4 。整流管吼，导通，d 。截止，原边给负载供电。 图2 - 2 岛时刻开关状态等效电路图 2 开关模态1 岛，。 ，左臂的谐振过渡期。如图2 3 所示。 在“时刻关断q 1 ，原边电流f 。从q l 中转移到c 3 和c 1 支路中，给c 1 充 电，同时c ，被放电。在这个时段里，谐振电感三，和滤波电感三，是串联 的，而且，很大，可以认为f ，近似不变，类似于一个恒流源。电容g 的 电压从零开始线性上升，电容q 的电压从开始线性下降，f 。和c j 、c 3 的电压的表达式分别为： f ，u j = ，q oj 耋厶 ( 2 1 ) v c 铲去h ) o ) = 圪一去) 图2 - 3 ，。， 时刻开关状态等效电路图 ( 2 2 ) ( 2 3 ) 西南交通大学硕士研究生学位论文第t 2 页 在t ，时刻，c 3 的电压下降到零，易的反并联二级管b 自然导通， 开关模态l 结束。该模态的时间为： 气! = 2 c 圪厶 ( 2 4 ) 3 开关模态2 t ，屯 ，箝位续流期。如图2 - 4 所示。 b 导通后，将易的电压箝在零位，此对开通易，则奶是零电压开 通a 虽然这时候q 3 被开通，但q 3 并没有电流流过，原边电流由d ，流通。 珐和q 驱动信号之间的死区时间，。扯。， t o ，a 在这段时间里，原边电流 等于折算到原边的滤波电感电流，即 f ，( f ) = j 玎( f ) k 图2 4 o 屯 时刻开关状态等效电路图 在f ：时刻，原边电流下降到，2 4 开关模态3 f ：，如 ，右臂过渡期。如图2 - 5 所示。 图2 - 5 t ，t ， 时刻开关状态等效电路图 西南交通大学硕士研究生学位论文第1 3 页 在t ：时刻，关断q 4 ，原边电流f ，转移到c 2 和c 4 中，一方面抽走c 2 上的电荷，另一方面同时又给c 充电。由于c ：和c 4 的存在，a 的电压 是从零慢慢上升的，此时v 。= 一v 。，v 。的极性自零变为负，变压器副 边绕组电势下正上负，整流二级管d 。：导通，将变压器副边绕组短接， 变压器副边绕组电压为零，原边绕组电压也为零，y 。直接加在谐振电 感，上，因此在这段时间里实际上谐振电感三，和c ：，c 4 在谐振工作。 原边电流f 。和电容c ：，c 4 的电压分别为： f 。( ，) = i ：c o s o ) ( t f 2 ) ( 2 5 ) 式中 z p = v c 4 0 ) = z v l 2s i n o , ( t t 2 ) v c 2 ( f ) = - z 。，2s i n 舻( t - t 2 ) = = = = = = o , 2 l ， ( 2 6 ) ( 2 7 ) 在，3 肘刻，c 4 的电压上舞到珐和q ，皿自然导逶，结束该开关模 态。它的持续时间为： k = 差 8 ， 5 开关模态4 ，t 4 ，功率传输期。如图2 - 6 所示。 图2 - 6 如，。 时刻开关状态等效电路图 压 西南交通大学硕士研究生学位论文第1 4 页 在t ，时刻，坟自然导通，将q 2 的电压箝在零位，此时就可以开通 q 2 ，q 2 是零电压开通a q 2 和0 4 驱动信号之间的死区时间t 一( t o s ) r ：， 即 。、 ! s i i l l 生 d ( 姆) i 8 m1 三z p l 2 ( 2 9 ) 虽然此时q 2 已开通，但q 2 不流过电流，i 。由d ：流通，谐振电感的储能 回馈给输入电源。由于副边两个整流管同时导通，因此变压器副边绕 组电压为零，原边绕组电压也为零，这样电源电压加在谐振电感上，两 端，原边电流i 线性下降。 f ，( f ) = ，( f 3 ) 一争o 一) ( 2 1 0 ) l ， 到t 4 时刻，原边电流从l 也) 下降到零，二极管d 2 和珐自然关断，q 和 g 中将流过电流。开关模态4 的持续时间为 t 3 。= l ，以) ( 2 1 1 ) 5 开关模态5 ，t ， ，开关管关断期。如图2 7 所示。 到t 时刻，原边电流r h 正方向过零，并且向负方向增加，流经q 2 和 q 3 。由于原边电流仍不足以提供负载电流，负载电流仍由两个整流管 提供回路。因此原边绕阻电压仍然为零，加在谐振电感两端电压是电 源电压，原边电流反向增加。 图2 7 ，。， 时刻开关状态等效电路图 西南交通大学硕士研究生学位论文第1 5 页 。忙h ) ( 2 - 1 2 ) 到屯时刻，原边电流达到折算到原边的负载电流一。也) 足值，该开关 模态结束a 此时，整流管昧，关断，d 。：流过全部负载电流。开关模态 5 的持续时间为： = 丝警 7 开关模态6 t ，t 。 ，电源能量传输期。如图2 8 所示。 在这段时间里，电源给负载供电，原边电流： 撕) - _ 筹等( f _ f ，) 图2 - 8 如，。 时刻开关状态等效电路图 因为l ， 0 5 时，系统不稳定； 在置= 一1 1 2 s ：的情况下，占空比d = 1 时系统仍然稳定，但在实际系统 中，由于误差放大器增益不可能取得很小，所以如果希望系统在开通 时也能稳定工作，则只应能取得大于曲。 3 3 电流型控制p s f bz v sp w md c d c 变换器小信号建模 分析 电流型控制电路如图3 - 7 所示： 图3 7 电流模式控制电路图 d 盘) 西南交通大学硕士研究生学位论文第4 2 页 图3 7 中，电流互感器互和电阻r 用来取样开关管电流。 由图3 7 和第二章开环小信号分析得到如下电流控制 p s f b z v s - p w m 小信号模型心： 图3 8电流控制p s f b z v s p w b l 小信号模型 由于滤波电容上有寄生电阻( e s r ) r 。，因此电流源扰动不应当被 忽略。 3 3 1 电流型脉宽调制器增益分析 首先，我们先分析一下电压型脉宽调制器的增益。 电压型脉宽调制器电路图如图3 - 9 所示。 由图3 - 9 可看出： f ：d ：l “吃s , l 为电压控制脉宽调制器增益。 西南交通大学硕士研究生学位论文第4 3 页 v f 疋 1 1 1 + z _ dj 歹鲁铆峨 芒= = 二j = = 生 嚣l i 一 ( d + d ) z； 1 1 p 1 hi 图3 - 9 电压单环控制自然采样脉宽调制器电路及小信号波形图 电流型控制的脉宽调制器电路如图3 1 0 所示。 sx 墨1 1 1 + z + d ：；- ：一 a d t , a 图3 1 0 电流双环控制自然采样脉宽调制器电路及小信号波形图 从图3 - 1 0 可看出电流双环控制增益与电压控制增益类似，从而得 到电流型控制脉宽调制器传递函数： 巴。茜2 d 丽 3 3 2 电流反馈小信号分析 电流反馈环由于其自身的性质，如次谐波震荡，占空比大于1 2 的不稳定，因此只能采用离散时域建模法。这不需要对整个变换器都 采用离散时域建模法，只需对电流采样函数应用离散时域建模法即可。 西南交通大学硕士研究生学位论文第4 4 页 图3 一l l 电流闭环时控制对电感电流传递函数小信号模型图 从图3 1 l 可得 日( s ) 2 瓦i l = 雨瓦v 8 瓦 ( 3 一l o ) 日为占空比对电感电路的传递函数，由参考文献 1 2 可知，在输 入电压不变的情况下，即吃= 0 ，易可表示为： 乃= = 去半 则乃= 赤击学= 击等 吃一 英：= ：l i 彳= 二二r 、环 乏。)，函r i l i 乏0 ) ；七k + l i 图3 1 2 电流环调制波形图 西南交通大学硕士研究生学位论文第4 5 页 上图( a ) 中，实线表不静态时检测电感电流，虚线为电压变化匕时， 检测电感电流的暂态响应。图( b ) 表示静态电流实际扰动波形。图( c ) 表示等效采样保持波形图。 由图3 一1 2 得到 乏( + 1 ) = 越( j | ) + 去( 1 + 口) 吃( + 1 ) ( 3 - 1 1 ) 这里盯= 两s t - s p 则公式( 3 - 1 1 ) 的z 传函为： 蚴2 乏2 击( z 帕) 南 ( 3 - 1 2 ) 又，零阶保持器传递函数g o ) ：竺 j 将公式( 3 1 2 ) 转换成时域传递函数，代入z = es r , ，并考虑采样保持器传 递函数影响，则可得 与公式( 3 1 0 ) 比较后可得 生墨：上坐盟 1 + f 。f i r i h 。r t s e “，七a 从上式可导出： 州= 高( 3 - 1 3 ) 因为上式含有无数的极点和零点，因此上述表达式在设计和分析 中常采用简化形式。 由参考文献 8 可知，其等效小信号传递函数简化形式可表示为： 何。( s ) = 1 + 丽s + 虿s 2 ( 3 1 4 ) 舞 坐嘎 一墨 = hk = 砖联 西南交通大学硕士研究生学位论文第4 6 页 其中q = 兰 万 石 吱2 i 3 3 3 电流控制p s f b - z v s - p w m 电压开环小信号模型的建立 由上面推导的电流型脉宽调制器增益及电流反馈增益可推导出如 图3 1 3 所示的电流控制p s f b z v s p w m 开环小信号传递函数模型心”。 l o 图3 13 电流控制p s f b z v s p w m 电压开环小信号传递函数模型 由公式( 3 - 9 ) 可知： s 。为对角开关管都导通时，检测电流上升斜率 s 。为外加斜坡补偿电流上升斜率 由图3 1 3 可得电流反馈传递函数： f = n 艘，h 。( s ) ( 3 15 ) ( 3 1 6 ) ( 3 17 ) 上踽 。 面 k = 够一 万 最一墨加 一b + 0 一杀兰三 矗一 西南交通大学硕士研究生学位论文第4 7 页 由公式( 3 1 3 ) 、( 3 - 1 4 ) 可得： = 万s l 小+ 审2 s 2 为简化计算，定义输出滤波器r ，l ，c 的串并联形式如下： z = r c l = 型等等笋 上式c + 为考虑等效电阻r 。后的滤波电容。 z c = r c = 而r ( 1 丽+ r c c s ) 只乱。：譬 e = 。= n l z z 。j e ：莹v 。：生z + 兰r a 只。司i l 相2 丽n v t 耻等2 彘 ( 3 一1 8 ) ( 3 - 1 9 ) ( 3 - 2 0 ) ( 3 - 2 1 ) ( 3 2 2 ) ( 3 2 3 ) e = 扎。邓一彘，z c z a ， 西南交通大学硕士研究生学位论文第4 8 页 ? ：r i p k 只= = 甏屯 代y 卅 r ：皂：监 7 d r ( 3 2 5 ) ( 3 - 2 6 ) ( 3 - 2 7 ) 由此口j 导出黾j 盘升卦时黾、搋弪制p s p b z v s p w m 父珙器备传递豳毅为： i 输出电压对控制电压传递函数： 如2 扎f 而 2 8 ， 2 输入音频衰减率传递函数： 小地= 0 ：巧一篙嬲 z 鲫 3 输出阻抗传递函数： z 。= 引，。，：。= f ：一i i ：i ：； ；( s s 。) l o i 略。站：o l + ，_ ，9 + 4 ，7 ，m ， 引入电压误差放大器传递函数g c ( 设g c = 信号传函模型如图3 1 4 ： v 妇 + f o k p s + k ， ) 可得电压闭环小 图3 一1 4 电流控制模式p s f b - z v sp w md c d c 变换器闭环传递函数模型 西南交通大学硕士研究生学位论文第4 9 页 3 3 4 电流控制模式p s f b - z v sp w md c - d c 变换器瞬态分析 由上边推出的传函可对全桥变换器的瞬态性能指标进行分析。 开关电源的瞬态指标主要有：稳定性，快速性和抗扰动性。 在频域中，快速性常用系统闭环幅频特性的带宽来量度：带宽大， 表示系统瞬态响应快。 抗扰动能力则有两种： 1 输入音频扰动衰减率： 表示闭环系统对小信号正弦输入电压扰动的抑制或抵抗能力。 2 闭环输出阻抗： 表示闭环系统对小信号正弦负载扰动的抑制或抵抗能力。 设主电路参数如下： = 6 0 0 vv o = 2 6 0 v r = 2 6 qk = o 0 3 5 v a l ，= 5 2 a ， l = 3 1 5 9 hc = 3 3 0 0 p f d = 0 8 r c = 4 0 m f f 2 玎= o 7 1 4 工= 1 0 0 k 舷墨= 1 砒d置= 2 娩m 。= 1 0 由上述参数可求得输出电压对控制的传递函数4 、音频扰动衰减 率传递函数a ，、输出阻抗传递函数z 0 的幅度相位频率特性。如图3 1 5 a 、b 、c 所示。从图3 一1 5( a )可看出，由于有了电流内环的作用， 消除了输出滤波带来的极点和系统的二阶特性。控制对输出的传递函 数由二阶下降为一阶。因此误差放大器补偿网络不需引入附加零点。 n ”_ q0 m o ( a ) 控制对输出传递函数 西南交通大学硕士研究生学位论文第5 0 页 ( b ) 输出阻抗传递函数 ( c ) 音频扰动衰减率传递函数 图3 15 如、4 、z 0 的幅度相位频率特性图 由图3 1 4 可得输出电压对负载电流的闭环小信号传递函数。在负 载电流有扰动a ，。时，由于滤波电容有等效串联电阻e s r ，输出电压会 立即产生一个阶跃波动v o e s r “。因此控制设计就变成阶跃扰 动负载情况下，具有初值a v o 的输出电压响应。当输入不同电流扰动量 时，其负载电压变化响应仿真波形图如图3 - 1 6a 、b 、c 所示。 o珊瑚瑚瑚瑚啪 m3ii 西南交通大学硕士研究生学位论文第5 1 页 0 - b 0 2 0 0 0 4 0 0 6 骨0 0 8 凹 旬1 一 ，： ： i ： v i 逶。 ( c ) 电流阶跃扰动量为6 a 时电压闭环响应 西南交通大学硕士研究生学位论文第5 2 页 图3 1 6 电流阶跃扰动量变化时，负载电压响应仿真波形图 由图3 1 6 可看出设计的电压误差放大器在不同的电流阶跃扰动 下，调节时间基本相同，约为1 5 m s 结果是令人满意的。 本章小节 本章对电流型控制进行了重点研究，分析了电流型控制不稳定的 两个方面。引出斜坡补偿概念。然后对电流型控制的移相全桥零电压 d c d c 变换器进行建模分析。主要引入脉宽调制传递函数和电流反馈传 递函数。在第二章主电路小信号模型的基础上，建立了电流型控制移 相全桥零电压d c d c 变换器小信号模型。然后对其稳定性进行了分析。 这里所说的电流型控制是指峰值电流控制。分析时假定变换器工作在 电流连续的情况下。电流反馈由其自身特点，采用了离散时域法建模。 其他部分仍采用平均等效电路法。 西南交通大学硕士研究生学位论文第r ) 3 页 第4 章p s f b z v s - p w m 数字控制电路的研究 4 1 引言 与模拟控制相比，数字控制具有抗干扰能力强，温度影响小，可 控性和柔软性好，在线调整容易等一系列优点，所以d c d c 变换器的 数字控制技术正不断发展和完善。 电力电子技术的数字化控制方法主要有： 1 ) 单片机控制 单片机是一种在芯片上集成了c p u ，r a m r o m ，定时器计数器和i 0 口等单元的微型控制芯片，具有速度快，功能强，效率高，体积小， 性能可靠，抗干扰能力强等优点，在各种控制系统中广泛应用。在 电力电子电路中，单片机主要用作数据采集和运算处理，电压电流 调节，p w m 信号生成，系统状态监控和故障自我诊断等，一般作为 整个电路的主控芯片运行，完成多种控制功能。 2 ) d s f 控制 d s p ( 数字信号处理器) 是近年来迅速崛起的新一代可编程处理器， 其内部集成了波特率发生器和f i f o 缓冲器，提供高速同步串口和 标准异步串口，有的片内还集成了采样保持和a d 转换电路，并 提供p w m 信号输出。与单片机相比，d s p 具有更快的c p u ，更高的 集成度和更大容量的存储器。d s p 属于精简指令系统计算机( r i s c ) ， 大多数指令都能在一个指令周期内完成，并可通过并行处理技术， 在一个指令周期内完成多条指令。同时，d s p 采用改进的哈佛结构， 具有独立的程序和数据空间，允许同时存储程序和数据。内置高速 的硬件乘法器，增加了多级流水线，使其具有高速的数据运算能力。 而单片机为复杂流指令系统计算机( c i s c ) ，多数指令要2 3 个指 令周期才能完成。单片机采用诺伊曼结构，程序和数据在同一空间 存储，同一时刻只能单独访问指令或数据。单片机的a l u 只能做加 法，而乘法则需要由软件来实现，因而需要占用较多的指令周期， 速度比较慢。在电力电子装置中，d s p 主要完成主电路控制，系统 实时监控及保护，系统通信等功能。应用的具体电路包括u p s 逆变 控制电路，交流电机调速电路，功率因数校正电路和谐波抑制电路 西南交通大学硕士研究生学位论文第5 4 页 等。 3 ) f p g a 控制 f p g a ( 现场可编程门阵列) 属于可重构器件，其内部逻辑功能可以根 据需要任意设定，具有集成度高，处理速度快，效率高等优点。其 结构主要分为三部分：可编程逻辑块，可编程i o 模块，可编程内 部连线。由于f p g a 的