（电工理论与新技术专业论文）数字化智能充电器的研究.pdf

西北工业大学硕士学位论文a b s t r a c t a b s t r a c t t h er e s e a r c ho fd i g i t a ls m a l lc h a r g e ri sc o n d u c t e db a s e do nt h et e n d e n c yo f d e v e l o p m e n ta n dt h er e q u e s to fm i l i t a r ym o b i l ec o m m u n i c a t i o nb r o a d c a s t i n gs t a t i o n f i r s t l y , t h eb a c k g r o u n do fd i g i t a ls m a r tc h a r g e rr e s e a r c ha n dt h ed e v e l o p m e n to f d o m e s t i ca n df o r e i g na r ee l a b o r a t e d t h ep r i n c i p l eo fs m a r tb a t t e r ya n ds m a r tc h a r g e r i si n t r o d u c e db r i e f l y s e c o n d l y , i nc l o s ei n t e g r a t i o nw i t ht h em i l i t a r yr e q u e s tt ot h e d i g i t a ls m a r tc h a r g e ra n dt h et e c h n i c a ls p e c i f i c a t i o n ，t h es y s t e mh a r d w a r ed e s i g ni s p r o v e d ，t h et o p o l o g ya n df u n c t i o no fe a c he l e c t r i cc i r c u i ta r ee x p l i c a t e da sw e l l i n o r d e rt os a t i s f yt h er e q u e s to fh i 曲p o w e rf a c t o ra n dt h ea d v a n c e dc h a r g ec o n 仃o l s t r a t e g y ，t h i ss y s t e mj o i n st h ea c t i v ep o w e rf a c t o rc o r r e c t i o nc i r c u i ta n d t a k e st h eh i g h p e r f o r m a n c ee m b e d d e d - c o n t r o lc h i pa st h ec h a r g ec o n t r o lc o r e t h eh a r d w a r ed e s i g n p a r ti sb a s e do nt h ep o w e rm a n a g e m e n tc h i pt d a l 6 8 8 8 t h ed e s i g nm e t h o do f c o n t r o lc i r c u i t t 1 1 ec h o i c ep r o c e s so fc o n t r o lv a r i a b l ea n dt 1 1 es p e c i f i c a t i o nt oe s s e n t i a l d e v i c eo ft h em a i nr o u t ea r ee x p l i c a t e di nd e t a i l t h ec h a r g i n gc i r c u i ts t r u c t u r e ，t h e p r i n c i p l eo f v a r i o u sf u n c t i o n su n i ta sw e l la st h ed e s i g no f a s s i s t a n tp o w e rs u p p l i e ra r e a l s oi n t r o d u e e d t h i sa r t i c l em a k e st h eb r i e fi n t r o d u c t i o nt ot h es o f t w a r es y s t e m d e s i g n t h es m b u sp r o g r a m m i n ga n dt h ed e s i g no fc h a r g ec o n t r o lp r o c e d u r e a r e g i v e n f i n a l l y , t h eq u e s t i o n st h a tm e e ti nt h ed e b u g g i n gp r o c e s sa n d t h ec o r r e s p o n d i n g s o l u t i o n sa r ei n t r o d u c e d t h ea c t u a lw o r kp r o f i l ei sp r e s e n t e d t oc o n c l u d e ，as e r i e so f e x p e r i m e n t sd e m o n s t r a t et h a tt h i ss y s t e me n j o y sg r e a tc h a r g i n ge f f i c i e n c ya n ds l i g h t e l e c t r i cn e t w o r kp o l l u t i o n e a c ht a r g e to f t h es y s t e ms a t i s f i e st h er e q u e s t k e y w o r d s ：s m a r tc h a r g e r , p o w e r f a c t o rc o r r e c t i o n ， s m b u s ， t w o - t r a n s i s t o rf o r w a r dc o n v e r t e r i i 西北工业大学硕士学位论文 第一章绪论 1 1 研究背景 第一章绪论 随着便携式设备日新月异的发展，电源技术已经越来越多的得到人们的重 视。为适应在通信、生物医学和军事等领域对便携式电源的新要求，智能电池作 为微电子技术与传统电池技术结合的产物应运而生，智能充电器也以其维护简 单、充电效率高、扩展能力强和使用寿命长等特点，迅速成为各种电子设备充电 电源的首选。 面向未来战争向小规模、数字化发展的趋势，为了满足军队的机动性和快速 反应能力的需求，智能电池必将在未来战争中发挥重要作用，能够为智能电池提 供完善管理的智能充电器的研究必将成为充电电源系统研究的新热点。据有关部 门透露，发达国家已经有相关产品装备部队，我国也已经制定了在国防等重要领 域推广该技术应用的计划。而目前我军移动通信电台所配备的电源系统多是上世 纪八十年代的产品，随着电力电子技术的飞速发展和数字化技术的全面介入，这 种电源系统存在的问题已经日益凸现： ( 1 ) 不具备对智能电池的充电功能，扩展性差； ( 2 ) 故障率高，而且维修困难，经常影响作战训i 练的正常进行； ( 3 ) 对同类电池充电缺乏自适应性，充电控制策略落伍，导致了电池的寿命 短、效率低和可维护性差： ( 4 ) 体积大，效率低，对电网污染大，不能满足电磁兼容等要求。 为了满足部队训练与作战的需要，保障通信的可靠性，军方对新一代智能充 电器的基本要求是：该充电系统应具备对智能电池和不同厂家的各种传统电池组 进行快速充电的能力，并提供过充电自动保护、输出短路保护、电池开路保护和 报警功能；解决由于充电算法不当而带来的电池寿命短等问题；为军用通信电台 提供1 2 v * i2 4 v 稳压电源；该电源还必须满足三防和振动等军用标准的要求。 据此要求，研制一种满足军方要求，能对智能电池充电，同时又兼容目前大 量使用的镍镉、镍氢和锂离子电池的数字化智能充电器的任务迫在眉睫。 西北工业大学硕士学位论文 第一章绪论 1 2 国内外发展情况 随着电子技术的高速发展，电子系统的应用领域越来越广泛，功能越来越强 大，对电源系统的要求也越来越高。为了适应电设备科技发展的需要，充电电源 的研究已经向高频化、集成化、智能化和绿色化方向发展，电磁兼容( e m c ) 、 智能化程度和自适应性等新的要求也在不断提出。为了实现高功率密度，改善电 源的动态性能，就必须提高电源系统的工作频率“1 。提高主功率变换器件的开关 速度，可明显减少磁性变压器材料和大电解电容体积、重量等，这也使得开关器 件的研制工作从改进电压、电流的二维体系发展到提高频率的三维体系。集成化 是电源系统的一个重要发展方向，主要包括构成m o s f e t 大功率器件的元件微 型化、密集化以及m o s f e t 的集成化，把小功率的m o s f e t 集成在单片i c 中， 使系统控制、驱动、保护、检测和末级功率放大集成为一体。1 。智能化主要体现 在对电池的充电算法和对环境的自适应性方面，一个新型的充电系统要能自动识 别被充电电池的类别，根据电池的参数以及环境温度等自适应地生成充电曲线， 以最佳的方式完成快速充电工作。绿色化包括两层含义：首先是显著节电，因为 发电是造成环境污染的重要原因，发电容量的节约意味着对环境污染的减少；其 次是这些电源不能( 或少) 对电网产生污染o 3 。 同时，新型充电系统还应该能满足对智能电池的充电要求。智能电池是上世 纪后期才出现的新型电池o ，它由蓄电池组、控制模块和相应的显示模块组成。 它包含了能够测量、计算和储存关于电池内部化学成分和电量状态数据的内部电 子部件，“电量计量”的信息经由系统管理总线( s m b u s ) 传送给器件内部的充电 电路、报警电路和关闭电路。智能电池的优点是： ( 1 ) 具有行业统一的智能电池系统标准，能利用s m b u s 总线和外部设备( 智 能充电器或主机) 进行数字通信，实时交换电池的各种信息( 剩余容量、电压、温 度等) ，以便使外部设备进行相关处理； ( 2 ) 具有化学独立性，本身具有完整的保护功能，如过充电保护、过放电保 护、短路保护和过热保护等，从而降低了故障率。 凭借强大完善的电源管理功能，智能电池正在成为市场主流。根据 d a r n e l c o m 公司调研数据显示，智能电池的市场增长率为2 2 ，预计2 0 0 5 年全 球销量达到1 2 0 万支。从发展眼光看，这种新型电池最终要取代传统电池，一统 宽广的电池市场，包括通信、动力、仪表、航空、航天和军事等各个领域。 对数字化智能充电器的研究，国外起步较早。目前，发达国家已经将该技术 ， 西北工业大学硕士学位论文 第一章绪论 应用于军事、探险和科学考察等特殊领域，其向民用领域的技术转化工作也已经 开始。国外一些公司已经推出了一系列的智能充电管理芯片，譬如，针对智能电 池的m a x l 5 3 5 a 、m a x 8 7 1 3 和l t c 4 1 0 0 等控制芯片，针对镍镉镍氢电池充电 的t e a l l 0 0 t e a l l 0 1 和m a x 2 0 0 3 等控制芯片，针对锂离子电池充电的 f a n 7 5 6 3 、f a n 7 5 6 4 、l m 3 4 2 0 和b q 2 0 5 4 等控制芯片，以及主要用于镍镉镍氢、 锂离子电池充电的b q 2 0 0 0 系列控制芯片等。这些芯片的问世，在很大程度上促 进了数字化智能充电器的普及，但是在应用中这些芯片往往存在着适应外部环境 能力差、功能单一、扩展性不强等问题，并且没有一种解决方案可以兼顾智能电 池和传统电池组，无法满足本文涉及项目的特殊需要。 较之于国外的发展情况，我国几乎不具备智能电池i c 生产能力，对数字化 智能充电器的研究也才f l u n u 起步，该技术的应用在国内尚处于薄弱环节。随着智 能电池在国内的日益普及，与之配套的智能充电器也已经成为国内电源行业研究 的新热点，其技术生命力和应用前景将非常广阔。 1 ，3 本人承担的任务 为了保证和提高军用通信电源的质量，应解放军某部的要求，双方合作研制 数字化智能充电器。该充电器可以为军用通信电台提供直流稳压电源，具备对智 能电池、镍氢、镍镉和锂离子电池进行快速充电的能力，并提供过压、过流、电 池过充、欠充和过热等保护功能。 在该项目中，本人主要承担了硬件电路部分的设计和调试以及部分软件设计 工作，具体内容包括以下几个方面： ( 1 ) 系统电路原理图的设计，主要是电源管理芯片t d a l 6 8 8 8 外围器件参数、 主电路参数和充电电路的设计； ( 2 ) 电路元器件参数的选择，为了满足恶劣的工作环境，本次设计使用的元 器件都严格遵守军用要求； ( 3 ) 电路板的布局与布线，系统的电磁兼容性设计； ( 4 ) s m b u s 通信协议和充电控制算法的研究； ( 5 ) 整个电路的焊接、调试与整机的安装。 西北工业大学硕士学位论文第一章绪论 1 4 论文内容安排 本文共分为五章a 第一章绪论，介绍了数字化智能充电器的研究背景和国内外发展动态。 第二章数字化智能充电器硬件方案设计，主要围绕系统的技术指标和功能要 求，对数字化智能充电器的硬件总体方案进行了论证和设计a 第三章数字化智能充电器硬件电路设计，本章以功率因数校正电路和双管正 激变换器电路的设计为重点，并对充电电路和辅助电源等相关电路的设计进行了 介绍。 第四章数字化智能充电器软件设计，介绍了系统软件总体设计方案，讨论了 s m b u s 通信编程和充电控制程序的设计。 第五章系统调试及结论，介绍了系统调试中遇到的问题和解决方法，给出了 电路的工作波形和试验结论。 4 西北工业大学硕士学位论文 第二章数字化智能充电器硬件方案设计 第二章数字化智能充电器硬件方案设计 本章针对军用移动通信电台对充电和供电功能的要求，对数字化智能充电器 进行设计，使其满足军方提出的严格的技术指标，并在复杂的环境中可靠稳定地 工作。本章主要围绕系统的技术指标和功能要求进行方案的设计。 2 1 系统的技术指标和功能要求 ( 1 ) 交流电压输入范围：9 0 v 2 7 0 v 、5 0 h z 3 h z ； ( 2 ) 额定输出功率：1 5 0 w ； ( 3 ) 直流稳压电源要求： 额定输出电压：1 2 v 、2 4 v ； 额定输出电流：5 a ； 输出纹波：1 v p p ； 功率因数： 9 5 ： ( 4 ) 充电功能要求：具备对智能电池，1 2 v 、2 4 v 镍镉、镍氢电池组以及7 2 v 、 1 4 4 v 、2 5 2 v 锂离子电池组进行快速充电能力； ( 5 ) 保护功能：具有输出过流及短路保护，输出过压保护，并提供电池过充、 欠充、过热、电池开路、电池失效保护和报警功能； ( 6 ) 人机界面：利用控制面板完成与用户之间的交互，包括供充电功能的选 择，输出电压大小的设定；显示单元显示系统的供充电的电压、电流参 数以及电池工作状态和故障信息； ( 7 ) 满足三防( 防雨水，防盐雾，防湿热) 、振动、e m c 等军用标准的要求。 2 2 系统硬件方案设计 根据技术指标和功能要求，本系统电路按功能主要分为功率因数校正电路 ( p f c ，p o w e r f a c t o r c o r r e c t i o n ) 、开关电源电路和充电控制电路三部分。系统的 总体结构如图2 1 所示。交流电压首先送入p f c 单元进行功率因数校j 下，其直流 输出电压再经过d c d c 变化转换为供电电压和充电电压。此充电电压不能直接 西北1 业大学硕士学位论文 第二章数字化智能充电器硬件方案设计 对电池进行充电，必须经过充电电路对该电压进行二次斩波，转换为台适的充电 电压提供给充电输出，该过程由充电控制电路控制。充电控制电路负责整个充电 过程的顺利进行，该电路通过智能电池接口和检测单元得到电池工作状态。同时， 该电路还实时监测电路各部分工作是否正常，并提供保护功能。键盘输入单元用 于设定输出电压等参数，显示单元显示系统的工作状态和故障类型等信息。 主电源 图2 - 1 数字化智能充电器结构框图 2 2 1 功率因数校正电路 供电输出 采用开关电源给电子设备提供电能是目前最为常用的方法，在常见的离线式 开关电源( 即a c d c 开关电源) 的输入端，交流电源经全波整流后，通常都要接 一个大的滤波电容，以得到波形较为平滑的直流电压。整流器和电容滤波电路是 一种非线性元件和储能元件的组合。因此，虽然输入交流电压是正弦的，但输入 交流电流波形却严重畸变，呈脉冲状。脉冲状的输入电流含有大量的谐波，一方 面使得电源输入端功率因数下降，另一方面使谐波噪声水平提高。 传统的开关电源功率因数一般为o 4 5 o 7 5 。1 ，而且其无功分量基本上为高 次谐波，其中电流的三次谐波分量达7 7 5 ，五次谐波分量达7 0 ，总的谐波电 流分量( t h d ，t o t a lh a r m o n i cd i s t o r t i o n ) 为9 5 6 。针对高次谐波的危害，从 西北工业大学硕士学位论文 第二章数字化智能充电器硬件方案设计 1 9 9 2 年起世界各国开始以立法的形式限制高次谐波，传统的开关电源就在限制 之列。 为了减少谐波电流噪声，提高供电效率，就必须增大功率因数。提高电源设 备的功率因数通常采用的方法是，在电源设备输入端加入功率因数校正电路。在 整流电路后面增加功率因数校正电路，可以使输入交流电流波形正弦化，并使之 与电压波形同相，输入功率因数提高，输入谐波电流减少，降低电源对电网的干 扰，满足现行谐波限制标准。 ( 1 ) 功率因数校正的方法 提高a c d c 电路输入端功率因数和减小输入电流谐波的主要方法有： 1 ) 无源功率因数校正：无源功率因数校正是在输入端增加一个由电感和电容 组成的l c 无源滤波网络，如图2 2 所示。无源功率因数校工f 技术简单，工作可 靠，成本低，e m i 小。但该方法滤波设备体积庞大，难以得到高功率因数( 一般 可提高到0 9 左右) ，工作性能与频率、负载和输入电压变化有关，电感和电容 间有大的充放电电流。 图2 - 2 无源功率因数校正电路拓扑 图2 - 3 有源功率园数校正电路拓扑 2 ) 有源功率因数校正：有源功率因数校正( a p f c ，a c t i v ep o w e rf a c t o r c o r r e c t i o n ) 是在整流器和负载之间接入一个d c d c 开关变换器，应用电流反馈 技术，使输入端电流波形跟踪交流输入正弦电压波形，如图2 3 所示。这种方法 对技术要求较高，但功率因数校正效果好，在理论上可将功率因数校正到0 9 9 以上，故在大容量的通信开关电源系统中使用较普遍。本文介绍的数字化智能充 电器就使用这种方法。 ( 2 ) a p f c 电路的拓扑 有源功率因数校正的基本思想是：将输入交流电压进行全波整流，对所得的 全波整流电压进行直流滤波，并通过适当控制使输入电流自动跟随全波整流后的 电压波形，使输入电流正弦化。从原理上来说，任何一种d c d c 变换器拓扑都 可以用作a p f c 的主电路。常见的各种a p f c 的特点如下： 西北工业大学硕士学位论文 第二章数字化智能充电器硬件方案设计 1 ) 降压式( b u c k ) p f c ：噪声大，滤波困难，开关管上电压应力大。 2 ) 反激式( f 1 y b a c k ) p f c ：输入、输出之间隔离，输出电压可任意选择，属于 简单电压型控制器，适用于1 5 0 w 以下的电源或镇流器。 3 ) 升降压式( b u c k b o o s t ) p f c ：需用两个电子开关，用一个开关控制驱动， 电路比较复杂，采用较少。 4 ) 升压式( b o o s t ) p f c ：升压式有源功率因数校正电路的电感电流连续，储能 电感可作滤波器抑制r f i ( r a d i of r e q u e n c yi n t e r f e r e n c e ) 和e m i ( e l e c t r o m a g n e t i c i n t e r f e r e n c e ) 噪声，并可防止电网对主电路的高频瞬态冲击。升压式p f c 控制简 单，适用于7 5 2 0 0 0 w 功率电源。 升压式p f c 有升压斩波电路，输出电压大于输入电压峰值，电源允许的输 入电压范围扩大，通常可达到9 0 2 7 0 v ，提高了电源的适应性。由于升压斩波 电路的稳压作用，整流输出的电压是稳定的，有利于后级稳定工作，提高控制精 度和效率。因此，本设计采用该电路形式。 ( 3 ) a p f c 的控制方法 常用来实现a p f c 的控制方法有三种，即电流峰值控制、电流滞环控制和平 均电流控制。这三种常用控制方法的基本特点如表“1 2 1 所示。 表2 - 1 常用的三种p f c 控制方法 控制方法检测电流开关频率工作模式对噪声适用拓扑备注 电流峰值开关电流恒定电流连续敏感b o o s t需斜率补偿 电流滞环电感电流变频电流连续敏感 b o o s t 需逻辑控制 平均电流电感电流恒定任意不敏感任意需电流误差放大 平均电流控制法的工频电流的峰值是高频电流的平均值，因此高频电流的峰 值比工频电流的峰值更高，总谐波畸变( t h d ) 很小，对噪声不敏感，电感电流峰 值与平均值之间的误差小，适合于任何拓扑。综合考虑，本设计采用平均电流控 制方法。 ( 4 ) 升压式a p f c 的工作原理 图2 - 4 为平均电流控制的升压式功率因数校正器电路原理图。图中，电感电 流i 。被检测，得到信号t r 。，该信号送入电流误差放大器c a 中，电流基准值 为乘法器输出z 。乘法器有两个输入，一个为x ，是输出电压v o h 与基准电压v r 。 之间的误差信号；另一个输入y 为电压v d c 的检测值v 矗k ，v d c 为输入正弦电 压的全波整流值。平均电流法的电流环调节输入电流平均值，使之与输入整流电 压同相位，接近正弦波形。输入电流信号被直接检测，与基准电流比较后，其高 频分量的变化通过电流误差放大器被平均化处理。放大后的平均电流误差与锯齿 r 图2 - 4 平均电流控制法原理图 被迅速而精确地校正。由于电流环有较高的增益带宽，可以使跟踪误差产生的畸 变小于1 ，所以容易实现接近于l 的功率因数。经过校正后的输入电压v 、电 流i 。的波形和整流电压v 矗、电感电流i 。的波形如图2 - 5 所示。 图2 - 5 校正后输入电压v i 、电流i i 和籀流输出电压v d c 、电流i l 波形 2 2 2 开关电源电路 广义地说，凡用半导体功率器件作为开关，将一种电源形态转变为另一种电 源形态的主电路都叫做开关变换器电路，转变时用自动控制闭环稳定输出并有保 护环节则称为开关电源。 ( 1 ) 主电路拓扑的选择 开关电源电路的结构较多，各有其优点和不足，常见的几种隔离型电路结构 如表“2 2 所示。分析表2 2 并参考国外的成熟电路可以发现，在保证系统可靠 性的前提下，正激式结构的电路是一种理想的选择，本系统主电路采取正激式结 构。正激变换器又有单管和双管之分。单管正激变换器当开关管关断时，开关管 的电压应力较高，这使其在输入电压较高时，很难选择合适的开关管。双管f 激 9 西北工业大学硕士学位论文 第二章数字化智能充电器硬件方案设计 表2 - 2 隔离型d c d c 变换电路的比较 电 优点 缺点功率范围应用领域 路 正 电路较简单，成本低，可 变压器单向励磁，利用率 几百瓦 各种中小功率 激 靠性高，驱动电路简单较低几千瓦 开关电源 型 小功率和消费 反 电路简单，成本低，可靠难以达到较大功率，变压几瓦儿电子设各、计 激 性高，驱动电路简单器单向励磁，利用率低十瓦算机设备开关 型 电源 电路复杂，成本高，可靠大功率工业用 全 变压器双向励磁，容易达性低，需要复杂的多组隔 几百瓦 开关电源、焊 桥 到大功率 离驱动电路，有直通和偏几百千瓦接电源，电解 型 磁问题电源 各种工业用开 堙 变压器双向励磁，无变压 有直通问题，可靠性低，几百瓦关电源，计算 桥器偏磁问题，开关较少， 需要复杂的隔离驱动电路 几千瓦 机设备用开关 型成本低 电源等 推 变压器双向励磁变压器 挽 一次电流回路中只有一个 有偏磁现象 几百瓦低输入电压的 开关，通态损耗较小，驱 几千瓦开关电源 型 动简单 变换器把两个开关管串联起来当作一个管子用，则每个开关管的耐压值可降低一 半，器件容易选择且可靠性增加，因此本系统采用双管正激型电路结构。 图2 - 6 为双管正激变换器的结构图，其工作原理如下： r 图2 - 6 双管正激变换器主电路结构图 开关管q 。和q ：同时导通或同时关断。在导通时，电源电压v s 加到变压器t 的原边绕组上。在稳态下，由于上一周期工作时，电感线圈l 已建立的电流，通 过d 。导通，构成负载i 。的续流回路。 新周期开始，副边绕组由于原边绕组q ，和q ：的导通有了感应电动势。副边 1 0 西j k 工业大学硕士学位论文 第二章数字化智能充电器硬件方案设计 绕组、二极管d ，很快建立电流，其速度受制于变压器和副边电路的漏感。因为 在导通瞬间l 上流过的电流i 。保持不变，所以，由于流过d ，的电流的建立，二 极管d 。的电流随之等同地快速减小。当d ，中的正向电流增加到原先流过d 。的 电流值时，d 。则转为关断。而且l 的输入端( a 点) 电压将增加到副边线圈电压 u ( 减去v d ，) 。与此同时开始了正激能量传递状态。前面的动作时间只占整个 传递期间非常小的部分，其大小依漏感而定。 一般情况下，在导通期间l c 滤波器上的电压为一v n ，电流i 。按下式计算： 蛆d t = 竖l 监 ( 2 一1 ) 同时，变压器原边电感所产生的磁化电流将流过原边线圈，使变压器的磁区 存储能量，这个存储能量在开关管关断瞬间产生反激作用。通过二极管d l 、d ： 的作用，把反激能量回馈到电源线中，由于d ，、d ：的导通，q 、q ：上的电压 限在值上。 因为此时回馈电压与原来正向电压近似相等，所以存储能量的回馈时间约等 于关断前的开通时间，因此双管正激变换器的导通和关断时间各占5 0 的周期， 甚至为了可靠起见，导通时间小于5 0 。 在q ，、q ，关断瞬间，副边绕组电压反向，整流二极管d ，关断，在l 的反激 下d 。导通，构成续流回路。此时l 两端的电压即为负载端电压v 0 ，且续流逐渐 减小。当q 和q ，再次开通时，又开始新的工作周期，如此周而复始。 在这个工作过程中，漏感对电路的影响很大，漏感太大会导致不能传输所需 电源功率，因为在关断期问大部分的原边电流回馈到电源中，这导致能量在 开关元件和二极管中的徒然损耗，因此变压器的设计和印制板的布局就非常重 要。 ( 2 ) 辅助电源电路拓扑选择 辅助电源设计用来给控制芯片、单片机等电路供电。参考表2 - 2 ，反激型开 关电源具有电路简单、成本低、可靠性高等特点，适合于小功率的应用场合，因 此本系统辅助电源采用反激式的拓扑结构。反激型电路存在电流连续和电流断续 两种工作模式，当反激型电路工作于电流断续模式时，变压器磁芯的利用率较高、 较合理，所以设计时应保证其工作于电流断续模式。 反激型电路的结构如图2 7 所示。当开关s 闭合时，二极管d 处于截止状态， 绕组w ，的奄流线性增长，电感储能增加。s 断开后，绕组w ；中的电流被切断， 变压器中的磁场能量通过绕组w ，和二极管d 向输出端释放，直到变压器中的磁 场能量释放完毕，绕组w ；中电流下降到零，二极管d 关断。在开关s 闭合前， 西北丁业大学硕士学位论文 第二章数字化智能充电器硬件方案设计 绕组w l 和w ；中电流均为零。电容c 向负载提供能量。 图2 - 7 反激型电路原理图 ( 3 ) 二次斩波电路拓扑选择 二次斩波电路( 充电主回路) 设计用来提供合适的充电电压。由于本系统充电 对象特性各异，所需充电电压各不相同，因此双管正激变换器输出的直流电压不 能直接用来给电池充电。根据主电路电压输出，二次斩波电路选用降压( b u c k ) 型电路结构，由控制电路产生p w m 波来控制充电时的电压，这样就可以从硬件 电路上保证给各种电池进行快速、安全的充电。 降压型电路结构如图2 8 所示。当开关s 在位最a 时，流过电感线圈l 的 气 2 图2 8b u c k 变换器电路原理图 电流= 蠡，电流线性增加，在负载r 上流过电流f 0 ，输出电压为，极性如图。 当友 i o 时，电容在充电状态。当开关s 在位置b 时，由于线圈l 中的磁场将改 变线圈l 两端的极性，以保持不变。负载r 上的电压仍是上正下负。在， r 。，而且没有接电容c ：， 则在6 脚有如下关系式： 西北工业大学硕士学位论文 第三章数字化智能充电器硬件设计与实现 等= 半 涵， 兄r 、。 式中：表示流过电感l ，的电流。 这样电感电流可被限制在下式所决定的门限值上： 1 p f c l i m = 随者盥一警 阻s ， 式中r 。可以按下式进行计算： r 2 毪等+ b 为了滤除电流尖峰，低通滤波器的截断频率厶可以设定为5 0 0 k h z ， 波器电容可以按下式计算： e ： 鱼墨 2 石五- 心墨 取c ：为1 0 p f ；该低通滤波器由r ，、r 。和c 2 组成。 ( 3 ) 反馈回路的设计 ( 3 - 9 ) 这样低通滤 ( 3 1 0 ) t d a l 6 8 8 8 通过电流环调节功率管q | 的占空比，迫使输入电流跟踪输入电压 呈正弦波形。由于输入电压为全波整流，含有丰富的谐波，因此电流环必须有足 够的带宽，使输入电流跟踪全波直流电压。电流环带宽的上限。1 为f = 工。6 ( 兀。 为振荡器的频率) ，当振荡器频率为1 0 0 k h z 时，电流环带宽最大值约为1 6 k h z 。 输出级的低频模型是电流源驱动一个电容，其中功率级和内部电流反馈环组成电 流源，电容是输出电容。如果电压误差放大器增益不变，尽管电压环稳定，但是 输出电压二次谐波使输入电流发生较大的失真，因此必须在电压误差放大器响应 中加入一个极点来减小纹波电压的幅值。由于电压环带宽与开关频率相比非常 小，所以保持输入电流失真最小成为设计电压环时考虑的主要因素。电压环带宽 的典型值为l o 2 0 h z 。下面分别对电流和电压环的补偿参数进行设计。 1 ) 电流控制环的补偿参数设计 为了电路能稳定的工作，必须对电流环路进行补偿。电流误差放大器的补偿， 就是提供一个接近开关频率的平直增益，利用升压功率级的自然滚降对整个环路提 供正确的补偿。电感电流的下降斜率单位为安培秒，当输入电压为零时，其值最 大。在该点( = o ) ，电感电流由变换器输出电压和电感阻抗之比来决定。 该电流流过电流检测电阻r 。，产生一个斜坡度为r 厶的电压。这个斜率与开 关频率处的电流误差放大器增益相乘，其乘积必须等于振荡器斜坡的斜率( 伏秒) ， 2 2 i j _ ! j 北工业大学硕士学位论文 第三章数字化智能充电器硬件设计与实现 才能恰当地补偿电流环。如果增益太高，电感电流的斜率将大于斜坡电压的斜率 环路可能不稳定。环路穿越频率计算公式。1 如下： 如= 舞等 ( 3 - 。“砍玎三总 电流误差放大器响应的零点，必须处于或低于交叉频率，如果在此频率上，则 相位容限为4 5 。；如果低于此频率，则相位容限变大。4 5 。的相位容限是非常稳 定的，它的过调量低，元件变换容差好。零点必须位于穿越频率点，电容在该频率 的阻值必须等于r 。的值。极点通常加到电流误差放大器接近开关频率的响应点， 以减小噪声灵敏度。 综上所述，电流误差放大器的补偿网络具体常数设计如下： a 电流误差放大器在开关频率上的增益g c 。 在输入电压为零时，电感电流流过取样电阻r 。所产生压降的斜率 k 。= 0 0 7 6 m v , u s 。这个斜率乘以电流误差放大器在开关频率时的增益g c 。，必 须等于振荡器输出的斜率a k = k 肛= o 4 m v p s ( 蚝为振荡器输出电压的峰一峰 值，由t d a l 6 8 8 8 手册可查知k = 4 v ) 。 所以= a 珞v s 。= 。o _ 。2 7 c 6 = 5 2 6 。 b 反馈电阻尼 电流误差放大器频响中低段的零点提供接近开关频率的平直增益g c 。为： g c a = 2 堡尼 ( 3 1 2 ) 所以r 为1 2 3 6 k f ) 。考虑到工程实际，风取值为l o k f 。 c 电流环穿越频率五。 由式( 3 1 1 ) 得：五i = 6 4 3 k h z a d 电容c 8 电流误差放大器极点频率“1 兀为： ， 1 如2 瓦面石 令厶等于开关频率，则电容c b = 1 5 9 p f 。 e 电容e ( 3 1 3 ) 考虑到工程实际，选取c g = 2 2 0 p f 。 西北工业大学硕士学位论文 第三章数字化智能充电器硬件设计与实现 电流误差放大器零点频率“3f o 为： f o2 瓦百云丽( 3 - 1 4 ) 令兀等于电流环的穿越频率矗。，由此推出电容c ，= 2 2 5n f 。考虑到工程实际，c ， 取值为2 2 l l f 。 2 ) 电压环的补偿参数设计 为了电路能够稳定的工作，必须对电压控制环进行补偿。因为电压控制环路的 带宽比开关频率小，所以对电压环的要求实际上是为了保持输入失真最小，而不是 为了电路稳定。电压控锘4 环路的带宽必须足够低，以便衰减输出电容上电网线路频 率的二次谐波，使输入电流的调制量最小。电压误差放大器还必须有足够的相移， 以便使调制后的电流波形仍然与输入电压波形同相，保证较高的功率因数值。输出 级低频模型是一个驱动电容器的电流源。如果围绕它的电压反馈环是闭合的，则该 低频模型将是稳定的，并在电压误差放大器中有稳定的增益。放大器频率响应中的 一个极点，是需要减小纹波电压的幅值，并把相位移动9 0 。 综上所述，电压误差放大器补偿网络的具体常数设计如下： a 输出电容器中的纹波电压总量 二次谐波电压的峰值p 高。由下式。1 给出： 2 瓦赢( 3 - 1 5 ) 式中， 是纹波频率，它是输入电网线路频率上的二次谐波。因为矗= 1 2 0 h z ， 品= 1 8 0 w ，所以为2 8 6 v 。 b 放大器的输出纹波电压和增益 二次谐波电压的峰值p 乞p k 必须减小到电压误差放大器输出所允许的纹波电压 范围内，这就要设置电压误差放大器在二次谐波频率点上的增益值。 放大器的输出纹波电压由变换器的设计规范值来确定。本次设计上要求5 的 t h d ，所以有1 2 5 的t h d 分配给这一部分，电压误差放大器输出的纹波电压应 限制在2 5 。t d a l 6 8 8 8 豹电压误差放大器的有效范围。为o 6 7 v 。电压误 差放大器输出端的纹波电压为：= 纹波。= 1 6 7 5 m v 。电压误差 放大器在二次谐波纹波频率处的增益g v 。= o 0 5 9 。 c 反馈网络的数值 对乘法器弓l 脚1 的输入电阻r ，。的选择，其值必须足够低，以便使运算放大器 西北工业大学硕士学位论文 第三章数字化智能充电器硬件设计与实现 偏置电流在输出上没有大的影响；其值也必须足够高，以减小功率损耗。本次设计 选择r 。= 3 9 1 m q 。考虑到单个电阻的耐压有限，设计时选用r ：，、r 2 。和r ：，三 个电阻串联构成r 。 电压误差放大器的增益g 0 。由下式”给出： 1 g o p j 。瓦靠( 3 - 1 6 ) 选择反馈电容c l ：，使其在电压误差放大器线路频率的二次谐波处增益g v 。等 于电压误差放大器的增益6 0 p 1 ，由式3 1 6 推出电容c 。：= 5 7 5 n f 。考虑到工程实际， c 1 2 取值4 7 1 1 f 。 电压误差放大器的极点频率，可以从设置的环路增益公式中得到。令它等于1 ， 并由此求出极点频率。1 为： 厂= ( 3 1 7 ) 式中，参数取值及定义如前所述，所以f v i = 1 8 7 1 h z 。 电路极点频率由下式“1 给出： 2 瓦瓦i 瓦( 3 - 1 8 ) 由此式推出电容c 1 3 为0 0 9 8 u f 。工程实际中，选取c 1 3 = o 1 u f 。 r 2 2 的阻值应等于电容c 。：在极点频率处的阻抗值，则r 。= 1 8 1 m o 。工程实 际中，选取r ，为1 8 m q 。 3 2 双管正激变换器的设计 3 2 1 双管正激变换器的工作原理 双管正激变换器的作用是将a p f c 电路输出的3 8 0 v o c 变换为直流供电和充 电所需电压，图3 - 4 为双管正激变换器的原理图。该变换器的主电路由功率变压 器t ，、驱动变压器i 、开关管q ，、q ，、肖特基二极管氓、滤波电感l ：和滤波 电容c ，组成。控制电路主要由t d a l 6 8 8 8 及其一些外部元件组成，外围电路包 括电流检测电路( 由r ，组成) ，输出电压反馈电路( 由k a 4 3 1 、光耦p s 2 5 0 1 以及 外围的阻容元件组成) 等。 西北工业大学硕士学位论文 第三章数字化智能充电器硬件设计与实现 系统上电后，t d a l 6 8 8 8 检测1 9 脚( p f c v s ) 电压，当该点电压为设计输出电 压的2 0 1 2 0 时，认为无过压危险，然后芯片检测p f c 电路是否过流，若正常 贝j j p f c 单元以1 2 设计频率开始工作。当输出电压达到设计值的8 0 时，p w m 单 元可以启动。p w m 单元有软启动功能，引脚1 3 ( p w m s s ) 电压超过0 4 v 则p w m 单元开始工作，当该电压低于0 4 v 时，p w m 单元进入待机状态，p f c 单元降频 工作以减小损耗。输出电压的误差信号送入t d a l 6 8 8 8 的1 4 脚( p w m i n ) ，该信号 与1 5 脚( p w m r m p ) 上的p w m 斜坡电压进行调制。与此同时，p w m 负载电流由 电流采样电阻r ，采样后送入1 l 脚( p w m c s ) ，并由o p 3 进行放大，放大后的信号 送入t d a l 6 8 8 8 内部的比较器c 8 参与调制，产生具有一定占空比的p w m 波，通过 p w m 驱动开关管工作。输出电压由供电控制电路根据功能要求，通过设置电压 图3 4 双管正激变换器电路原理图 反馈网络来确定。t d a l 6 8 8 8 采用增强型的电流控制技术，它的斜坡电压幅值是 普通方法的5 倍。为了使i c 在空载时稳定工作，引脚1 l 检测到的电压通过内部的 西北工业大学硕士学位论文 第三章数字化智能充电器硬件设计与实现 线性放大器放大5 倍，并且有一个1 5 v 的斜坡信号通过c ，。加到1 5 脚作为斜率补 偿，以便使p w m i 作在一个较高的信号水平上。t d a l 6 8 8 8 电流检测电路构成的 电流环是按照逐个脉冲工作的，当系统输出短路时，可立即关f f l p w m 的输出， 使系统不受损伤。 为防止p f c 和p w m 控制器之间的电磁干扰( e m i ) ，p w m 控制器1 5 脚上 的p w m 斜坡电压和1 4 脚上的输入电压采用后沿调制，而p f c 控制器的脉宽调 制采用前沿触发，这样使得p f c 和p w m 的导通时间错开，避免这两部分电路 之间的互相干扰。 3 2 2 双管正激变换器的主要元器件参数设计 ( 1 ) 变压器的设计 变压器设计会涉及到铁心材料、形状、允许的温升、所用的绝缘材料和运行 频率等很多因素，因此它的设计和分析比一般电路设计复杂得多。本文从对变压 器的技术要求出发，严格按照g j b l 5 1 a 9 7 进行设计。 1 ) 技术要求 交流输入电压范围：9 0 2 7 0 v 。，； 输出功率： 晶= 1 5 0 w ； 电压输入范围： 3 6 0 4 0 0 v 0 ； 开关斩波频率：1 0 0 k h z ； 功率电路拓扑： 双管正激式。 2 ) 设计过程 a 确定工作频率和最大导通时间 工作频率对电源体积以及特性影响很大，必须慎重地选择。工作频率商，则 输出滤波器和变压器可小型化，过渡响应速度快，但主开关元件的热损耗增加， 而且集成控制器、主开关元件、输出二极管、输出电容以及电路设计等都受到影 响。因此，这里基本工作频率选为1 0 0 k h z 。根据电路原理，可选择最大占空比 d m 。= o 5 ，则最大导通时间k 。为5 p s 。 b 变压器次级输出电压的计算 由于输出电压为3 8 v ，则可求得次级最低输出电压： i i l l = 盟尝幽( 3 - 1 9 ) o r t ( m 1 式中：咋为整流二极管压降( v ) ，选1 v 。所以m m 、为7 8 v 。 ，7 两北工业大学硕士学位论文 第三章数字化智能充电器硬件设计与实现 c 变压器匝比的计算 输入电压的最小值采用由输入回路计算的电压值圪) 。由于= 3 6 0 4 0 0 v ，则圪( 。) = 3 6 0 v ，于是= 。) 圪( 。劬“0 2 2 。 d 变压器初次级绕组匝数的计算 变压器初级绕组的匝数1 与最大磁感应增量之间的关系为： l ：v i n ( m , “) i o n( 3 2 0 ) 蛾s