（电工理论与新技术专业论文）双耦合绕组反激式单级功率因数校正变换器研究.pdf

燕山大学工学硕士学位论文 a b s t r a c t i no r d e rt or e d u c i n gh a r m o n i cp o l l u t i o ni ng r i d , p o w e rf a c t o rc o r r e c t i o n ( p f c ) m u s tb eu s e dt om a k t h ei n p u tc u r r e n th a r m o n i co fp o w e rs u p p l i e s a c c o r dw i t hh a r m o n i cs t a n d a r d s ，s u c ha si e c1 0 0 0 3 2 r e c e n t l 弘t h e s i g n i f i c a n c eo fp f ct e c h n o l o g y h a sb e e nr e a l i z e d , a n dr e s e a r c ho np f c b e c o m e sv e r yi m p o r t a n ti np o w e re l e c t r o n i c st e c h n o l o g y i nl o wt om e d i u mp o w e rl e v e l ，s i n g l e - s t a g ep f cc o n v e r t e r sa r em o r e p r e f e r r e dd u et ot h e i rs i m p l ec i r c u i tt o p o l o g y , e a s yc o n t r o l , l o w c o s ta n ds oo n an o v e ls i n g l e s t a g ep f cc o n v e r t e rw a ss t u d i e dd e e p l yi nt h i sp a p e r f i r s t l y , t h ep a p e rp r o p o s e da n o v e ls i n g l e s t a g eb o o s t f l y b a c kp f c c o n v e r t e r , w h i c hi sd e r i v e db yc o m b i n i n gab o o s tc i r c u i ta n dad u a lc o u p l e d w i n d i n g sn y b a c k t w ob u l kc a p a c i t o r sa r eu s e dt os t o r ep o w e re n e r g yf r o m i n p u ts o u r c e ，a n dt h e nf e e do np r i m a r yw i n d i n g o f t h ef l y b a c kt r a n s f o r m e r i na d d k 衄t h ec a p a c i t o r sc a na b s o r bt h el e a k a g ei n d u c t a n c e se n e r g ya n d c l a m pv o l t a g eo fp o w e rs w i t c h s e c o n d l y , b ya d d i n gp a r a l l e lp o w e rt r a n s f e r c o n c e p ta n dl i n ev o k a g ef e e d b a c kw i n d i n g ，p a r a l l e ls i n g l e s t a g eb o o s t - f l y b a c k p f cc o n v e r t e ra n dl i n ev o l t a g en e g a t i v ef e e d b a c ks i n g l e - s t a g eb o o s t - f l y b a c k p f cc o n v e r t e rw e r ep r o p o s e dr e s p e c t i v e l y b a s i cp r i n c i p l e ，s t e a d y - s t a t e p e r f o r m a n c e ，d e s i g nc o n s i d e r a t i o na n dd e v i c e sc h o o s i n go f t h ec o n v e r t e r sw e r e d i s c u s s e di nt h i sp a p e r as i m p l ev o k a g ec o m p e n s a t i o nm e t h o dw a sp r o p o s e d f o rt h e s es i n g l e - s t a g ep f cc o n v e r t e r s ，w h i c hc a ni m p r o v ep o w e rf a c t o r ( p f ) a n dr e d u c et o t a lh a r m o n i cd i s t o r t i o n ( t h d ) f i n a l l y , e x p e r i m e n t a lr e s u l t so ft h e1 5 0 w 2 4 vp r o t o t y p e sw e r es t u d i e d a n dc o m p a r e d , a n dt h e o r ya n a l y s i sw a se x p e r i m e n t a l l yv e r i f i e d k e y w o r d ss i n g l e - s t a g ep f c ，t w oc o u p l e dw i n d i n g s ，p a r a l l e lt r a n s f e r , d cl i n e v o l t a g e ，h a r m o n i cs u p p r e s s i o n 燕山大学硕士学位论文原创性声明 本人郑重声明：此处所提交的硕士学位论文双耦合绕组反激式单级 功率因数校正变换器研究，是本人在导师指导下，在燕山大学攻读硕士学 位期间独立进行研究工作所取得的成果。据本人所知，论文中除已注明部 分外不包含他人已发表或撰写过的研究成果。对本文的研究工作做出重要 贡献的个人和集体，均已在文中以明确方式注明。本声明的法律结果将完 全由本人承担。 作者签字 吼却年砷 燕山大学硕士学位论文使用授权书 双耦合绕组反激式单级功率因数校正变换器研究系本人在燕山大 学攻读硕士学位期间在导师指导下完成的硕士学位论文。本论文的研究成 果归燕山大学所有，本人如需发表将署名燕山大学为第一完成单位及相关 人员。本人完全了解燕山大学关于保存、使用学位论文的规定，同意学校 保留并向有关部门送交论文的复印件和电子版本，允许论文被查阅和借阅。 本人授权燕山大学，可以采用影印、缩印或其他复制手段保存论文，可以 公布论文的全部或部分内容。 保密口，在 本学位论文属于不保；z ( 请在以上相应方框内打“” 作者签名： 导师签名：易看椽 年解密后适用本授权书。 ) 日期凋 【 日期：刎年o z 成伊 第1 章绪论 第1 章绪论 1 1引言 随着现代功率半导体器件的飞速发展，越来越多的开关电源和其它功 率开关电路等电力电子设备被应用到电力系统中。由于电力电子设备的非 线性特性，导致其产生的大量电流谐波和无功功率污染公共电网，严重影 响了供电质量，增加了电网损耗，还可能造成某些设备不能正常工作，甚 至损坏。因此，抑制谐波和提高功率因数已成为电力电子技术领域面临的 一项重大课题【l 。3 1 。对于数量多，且分散的中小功率单相电力电子设备，最 理想的方法是在电力电子设备内部采取功率因数校正( p f c ) 措施，从根 本上消除谐波源和提高功率因数随着i e c1 0 0 0 3 2 等国际标准的提出， 对于接入电网的设备的电流谐波含量提出了更高的要求，因此进行电力电 子设备内部p f c 技术的研究具有重要的意义【4 卅。 1 2 功率因数校正( p f c ) 技术研究的背景 近年来，性能优越的开关电源已经取代了线性电源，成为电子系统中 的主要动力设备弘引。在典型的开关电源中，交流电网经过整流桥后一般直 接接一个大电容，以获得波形较为平直的直流电压，如图1 - 1 ( a ) 所示。这 种传统的整流器电容滤波电路虽然可以获得比较平直的直流电压，但它是 一种非线性元件和储能元件的组合，只在输入交流电压的峰值部分才有输 入电流，因此，输入电流f i n 发生严重畸变，呈现脉冲状【9 d 们，如图1 - 1 ( b ) 所示。 二z 土z土 = c 圪 一 一 zl2土 ( a ) 传统的整流电路 1 燕山大学工学硕士学位论文 c o ) 输入电压k 。与输入电流f 。波形 图1 - 1 传统整流电路及输入电压、电流波形 f i g 1 - ic o n v e n t i o n a lr e c t i f i e rc i r c u i ta n dw a v e f o r m so f i t si n p u tv o l t a g ea n dc u r r e n t 这种脉冲状的输入电流含有大量的谐波，严重污染了电网，它们的主 要危害有【1 1 】：谐波电流在输电线路阻抗上的压降会使电网电压( 原来为 正弦波) 发生畸变( 称之为二次效应) ，影响各种电气设备的正常工作； 谐波会造成输电线路故障，使变电设备损坏；谐波会导致保护装置误动 作；谐波会使测量仪表附加谐波误差；谐波会对通信电路造成干扰。 为了减少开关电源输入谐波电流对电网产生的谐波污染，保证电网供 电质量，提高电网可靠性；同时也提高输入端功率因数，以达到有效利用 电能的目的，必须限制开关电源输入端的电流谐波含量。目前，国际电工 委员会( i m e r n a t i o n a le l e c t r o t e c l m i c a lc o m m i s s i o n , i e c ) ，欧洲电工技术标 准委员会( e u r o p e a nc o m m i t t e e f o re l e c t r o t e c t m i c a ls t a n d a r d i z a t i o r t , c e n e l e c ) 和美国i e e e ( i n s t i t u t eo f e l e c t r i c a l & e l e c t r o n i c se n g i n e e r i n g ， i e e e ) 对谐波的限制都制定了相应的标准，如i e c - 5 5 5 2 ，i e c1 0 0 0 3 2 等，要求开关电源必须采取措施降低输入电流的谐波含量，提高功率因数。 表1 1 给出了i e c l 0 0 0 3 2d 类谐波标准。由表1 1 可知，输入电流谐波含 量的规定是相对值，同时也给出了高次谐波的最大值限定1 5 , 6 , t 2 】。 表1 1i e c1 0 0 0 3 2 标准对d 类电气设备输入电流各次谐波的限制 t a b l e1 - 1h a r m o n i cr e s t r i c t i o no f i n p u tc u r r e n ti ni e c1 0 0 0 3 - 2f o rc l a s s - d 谐波次数” 3579i l1 5 2 a p 确定初级绕组匝数： 。 。 = 瓒勘 ( 2 - 3 3 ) 实际取2 2 匝。 次级绕组匝数由下式确定： 。叱= 掣= & 7 ( 2 3 4 ) 实际取9 匝。 反激变压器需要的气隙为： ：4 n - x1 1 0 - 7 一n 刍a , ：0 9 4 ( m m ) ( 2 - 3 5 ) 2 f 一。u y 耳l m m j 2 4 2 5中间储能缓冲电容的设计由于中间储能电容的放电功率和负载 吸收的功率相等，所以得出： 逛2 2 堕：丢只 d 出2 根据变换器设计指标，可以知道，一= 2 1 0 v ，二= 1 9 0 v ， a t = 2 0 m s ，代入式( 2 3 6 ) ，可得： 。c - 最= 3 7 5 x 1 0 # ( f ) ( 2 3 7 ) 因此，储能电容可选取4 7 0 1 t f 2 5 0 v 的标准电解电容 2 4 2 6 输出滤波电容的设计在开关闭合期间，负载电流由输出滤波电 容g 提供，所以有： c , a z = i o ( 1 - ) 互 c o = 掣掣：4 0 0 x 1 0 。回 圪k 2 3 ( 2 3 8 ) ( 2 3 9 ) 燕山大学工学硕士学位论文 实际选取两个1 0 0 0 9 f 3 5 v 标准电容并联使用。 2 4 2 7 功率开关器件的选择由于特殊的双中间储能电容结构，功率开 关器件承受的电压能被储能电容箝位，筘位在2 v c ，。= 4 2 0 v 。根据前面的 分析，功率开关器件通过电流峰值的时刻为开关断开时，由式( 2 1 ) 和( 2 4 ) 可以得到开关器件的电流峰值： 矿 t ， k = 乎d 眦正+ 等d 眦互= 8 ( a )( 2 - 4 0 ) h l 功率m o s f e t 选取i x t h 2 5 n 6 0 ，该管的等级为2 5 a 6 0 0 v 。 二极管的选择应考虑实际流过电流有效值乘以1 5 2 倍裕量，不超过 管子的额定电流值，管子的耐压为电路输出电压乘以1 5 2 倍裕量根据 表2 - 1 ，电路中二极管d o 、d 卜d 2 、d 3 选用m u r s l 0 0 ，二极管d 4 选用 m b r 3 0 2 0 。 2 4 3 变换器的控制方式 由于p f c 单元工作于d c m 模式，变换器具有固有的高功率因数特性， 因此不需要对p f c 单元进行单独控制。控制器主要用来控制d c d c 单元， 使其获得稳定的输出电压。本设计选择使用电压型控制芯片u c 3 5 2 5 ，并 采用电压闭环控制来保证输出电压的稳定。 2 5 本章小结 。 本章首先提出了一种新颖的单级p f c 变换器拓扑双耦合绕组反 激式单级p f c 变换器拓扑，详细分析了该变换拓扑的电路结构和工作原 理，讨论了变换器的稳态特性，设计了一台1 5 0 w 2 4 v 的实验样机，并进 行了相关器件的选取。 2 4 第3 章并联型双耦合绕组反激式单级p f c 变换器 第3 章并联型双耦合绕组反激式单级 p f c 变换器 3 1引言 在传统的p f c a c d c 变换器中，无论是单级p f c 变换器还是两级p f c 变换器，如图1 - 6 和图1 7 所示。交流输入功率首先经过p f c 级的基本变 换电路传递到中间储能电容c b ，从而在电容c b 上储存波动的直流功率； 然后，储存在电容岛上的直流功率再经过d c d c 级的基本变换电路处理， 最后得到所需的稳定输出。从上述过程可知，这种结构的p f c 变换器从输 入功率到输出功率，能量经过了两次处理，如图3 1 所示【4 7 1 。 图3 - 1 传统p f c 交换器的功率流向 f i g 3 - 1p o w e rf l o w so f c o n v e n t i o n a lp f cc o n v c r t c r 假设p f c 级基本变换电路和d c d c 级基本交换电路的效率分别为口l 和耽，那么有： 只= 叼刀2 兄( 3 - 1 ) 则p f c 变换器的总效率为： 町= 町l ，7 2 ( 3 - 2 ) 可见，输入功率经过两次处理，p f c 变换器的总效率为两个基本变换 电路效率的乘积。 实际上，为了获得可以稳定调节的输出电压，并不需要让所有输入功 率都经过两次处理，可以让部分输入功率经过一次处理就传递到输出端， 而另一部分输入功率则经过两次处理以保持输出电压的稳定，如图3 - 2 所 燕山大学工学硕士学位论文 示。根据这种构思得到的变换器，其效率比典型变换器的效率要高。由于 部分输入功率只经过一次变换，所以将这种功率传递方式称为直接功率传 递【4 7 8 1 。 图3 - 2 实现直接功率传递的p f c 变换器的功率流向 f i g 3 - 1p o w e rf l o w so f p f cc o n v e r t e rw i t h “d i r e c t - p o w e r - t r a m f e r 图中，口表示经过p f c 级基本变换电路后直接传递到输出端的功率； ( 1 棚p i n 则表示经过储能电容后再经过d c d c 级基本变换电路而传递到输 出端的功率，因此输出功率为： 只= 卢7 7 。兄+ ( 1 一卢) 7 7 刀2 圪 ( 3 - 3 ) 该结构的p f c 变换器的总效率为： 玎= 卢叮l + ( 1 一卢) 仇仉( 3 - 4 ) 比较式( 3 2 ) 和式( 3 4 ) 可知，实现直接功率传递的p f c 变换器的效率比 没有实现直接功率传递的p f c 变换器的效率高 文献 4 8 ，4 9 】中描述，实现直接功率传递概念最简单的电路是反激电路， 但是存在以下问题： ( 1 ) 输出端产生大的低频纹波，该纹波的频率为线电压频率的二倍，因 此，需要体积较大的输出滤波器。并且，需要大电容来控制半个线电压周 期内输入、输出功率不平衡和保证所需要的调节时间； ( 2 ) e a 于较大的输出滤波器和较低的回路交叉频率，造成输出电压调节 相对较慢； ( 3 ) 由于在高压侧缺少大的储能电容，调节时间将得不到保证，需要采 用额外的电路来解决这个问题，增加了系统的复杂性h 钔。 文献 5 0 ，5 1 】提出了一种实现并联p f c 的方法，它使一部分输入功率经 过一次处理就传递到负载。然而这种并联结构需要多个功率开关和多个控 制回路，复杂的电路结构将产生一些实际的应用问题，如控制复杂，设计 2 6 第3 章并联型双耦合绕组反激式单级p f c 变换器 困难，可靠性较差等这种结构仅适合应用在高功率场合。 在第2 章所提出的双耦合绕组反激式单级p f c 变换器( 如图2 1 ) 的 基础上，通过在b o o s t 电感上增加二次绕组，形成并联的功率直接传递单 元，使一部分功率能够由b o o s t 电感直接传向输出端，而不经过d c d c 级 基本电路的处理，提出了并联型双耦合绕组反激式单级p f c 变换器，如图 3 3 ，该交换器拓扑可以有效地限制中间储能电容电压，降低开关器件的电 压、电流应力和提高变换器的效率。但是并联功率直接传递单元的引入会 影响功率因数校正能力，p f 将随并联传输功率的增加而降低，t h e ) 则会 随之增大。下面，将对并联型双耦合绕组反激式单级p f c 变换拓扑进行详 细的分析。 3 2 主电路拓扑结构和工作原理 3 2 1 主电路拓扑结构 本章提出的并联型双耦合绕组反激式单级p f c 变换器主电路拓扑如 图3 3 所示。 上一絮渊t t ”l l m l2 哥 m g 如f ； 民j 阡( ，一y y 、一、 r o t e , 哩； 啦：n 2 ：1 卜 一= 巳 s 一 2土z l 图3 - 3 变换器主电路拓扑 f i g 3 - 3m a i nc i r c u i tt o p o l o g yo f t h ec o n v g t t d 图中厶。和g 构成输入滤波器；整流器、二极管( d o ：d 3 和d 5 ) ，电 容c l 和c 2 、开关管s 和变压器t l 构成了并联功率直接传输单元，实现部 分功率的直接传递；电容c l 和c 2 、二极管( d l 、d 2 、d 3 和d 4 ) 、开关管 s 和变压器t 2 构成了双耦合绕组反激变换d c d c 单元。p f c 单元和d c f d c 燕山大学工学硕士学位论文 单元共用一个开关管s 、电容c l 和c 2 以及一套控制电路。 3 2 2 工作原理 根据瞬时输入电压和储能电容电压的状态，该变换器在一个工频周期 内有两种工作模式，即反激模式和b o o s t 模式，如图3 - 4 所示。当输入电 压较低时，开关s 断开期间，二极管d 5 导通，能量由变压器t i 直接传向 负载，t l 工作于反激状态，称此为反激模式；当输入电压较高时，能量由 变压器t 1 传向中间储能电容，t l 工作于b o o s t 电感状态，称此为b o o s t 模式。 在以下的讨论中，假定p f c 单元和d c d c 单元都工作于d c m 模式。 为了便于分析，假定所有的器件都为理想器件，并且忽略变压器的漏感和 储能电容的纹波电压。由于开关频率远大于输入电压的频率，在一个开关 周期内，可认为输入电压是恒定的。图3 3 中工b l 和三b 2 分别为变压器t l 初级和次级绕组电感，匝比为n l ：1 ；l l 、l 2 为变压器t 2 初级绕组电感 ( l i = l 2 = l ) ，l 3 为t 2 次级绕组电感，匝比为n 2 ：n 2 ：l ，认为耦合系数为1 ； a 、c 2 为电容值相同的中间储能电容，它们的电压分别为您卜p 包，由于 电路的特殊结构，两个储能电容的电压能够自动保持平衡，分析时假设两 者相等( g c l = p 包= p c ) 。 i v - ( ，) i 2 v c 一啊k 0& 2 2 与t 2t 2 + t , , t - & t f 图3 4 一个工频周期内的工作模式 f i g 3 - 4o p e r a t i o n a lm o d e si no n e l i n ep e r i o d 不同工作模式下，一个开关周期内变换器的工作状态分析如下： 3 2 2 1反激模式 当瞬时整流线电压k ( f ) 卜k s i l l ( f ) l 小二j ：2 v c - , l v o 时，变压器t l 工作于反激状态，它将储存的能量直接传向负载；与此同时， 2 8 第3 章并联型双耦合绕组反激式单级p f c 变换器 为了保持输出的稳定id c d c 单元将从中间储能电容传递部分能量到负 载，。该模式的工作波形如图3 5 所示。 图3 5 反激模式工作波形 f i g 3 - 5o p e r a t i o n a lw a v e f