（电机与电器专业论文）变电站用智能直流供电系统研究.pdf

哈尔滨工稃大学硕十学位论文 a b s t r a c t p r e s e n ts i t u a t i o na n dd e v e l o p m e n to fh i 曲f r e q u e n c ys w i t c h i n gp o w e rs u p p l y ( h fs p s ) a r ea n a l y z e di nt h i sd i s s e r t a t i o nd o m e s t i c a l l ya n do v e r s e a s t h eb a s i c p r i n c i p l eo f h f s p sa n di t sa p p l i c a t i o ni ne l e c t r i cp o w e rs y s t e ma r es t u d i e d t h e n ak i n do fh fs p sa p p l i e di ne l e c t r i cp o w e rs y s t e mi sd e s i g n e di no r d e rt or e p l a c e t h et r a d i t i o n a lp h a s ec o n t r o lp o w e rs u p p l y t h eb u c kf u l l b r i d g ec o n v e r t e ri s m a d eu po ff o u rm o s f e t , a n dt h et h e o r yo fp w mi su s e d ，t h es i g n a lo fp w mi s o f f e r e db yc u r r e n t m o d ec o n t r o l l e ru c 3 8 2 5 t h ep r i m a r yc i r c u i ta n dt h ec o n t r o l c i r c u i ta r ei n s u l a t e db yt r a n s f o r m e ro rp h o t oc o u p l e r t h es o f t s t a r ta n dt h eo v e r c u r r e n ts e l f - p r o t e c t i o na l ea l s od e s i g n e d t h ee x p e r i m e n t a lr e s u l t ss h o wt h a tt h e s y s t e m c a i lw o r k s a f e l ya n dr e l i a b l y h fs p s e x c e p t i o n s ，s u c ha so v e r - v o k a g e ，o v e r - c u r r e n t ，o v e r - t e m p e r a t u r e ，e t c ， a r ed e a l tw i t hb yc a r e f u l l yd e s i g n e dp r o t e c t i o nc i r c u i t s t h e s ec i r c u i t sp r o v i d e v a r i o u sf u n c t i o n st op r o t e c tt h es y s t e m ，i n c l u d i n gs o f ts t a r t ，d r i v es i g n a l sm a s k ， e t c s ot h er e l i a b i l 酊o f t h es y s t e mi sm u c hm o r eb e t t e r e a c hs w i t c h i n gp o w e rs u p p l yi m p l e m e n t sl o a dc u r r e n ts h a r i n gb yt h ec u r r e n t s h a r i n gc o n t r o l l e dc h i pw h i c hc a nb ep a r a l l e l i z e de a s i l y , t h u sc a p a c i t y - e x p a n s i o n i sv e r yc o n v e n i e n t t h ei n t e l l e c t u a lm o n i t o rw h i c hs u p e r v i s e st h es t a t eo fs w i t c h i n gp o w e rs u p p l y a tr e a lt i m ei sd e s i g n e di nt h ed i s s e r t a t i o n t h ei n t e l l e c t u a lm o n i t o rc a n j u d g e ，d e a l w i t ht h ep r o b l e mi ne f f e c ta n dt r a n s f e r st h ei n f o r m a t i o nt ot h eu p p e rc o m p u t e rv i a t h ec o m m u n i c a t i o nn e t w o r k b e c a u s eo ft h eh i g hf r e q u e n c yo p e r a t i o n , t h i ss w i t c h i n gm o d ep o w e rs u p p l y h a sm a n ya d v a n t a g e s ：l i g h tw e i g h t ，s m a l lp h y s i c a ls i z e ，h i g hr e l i a b i l i t y , e t e t h ee x p e r i m e n t sp r o v et h a tt h i ss y s t e mh a sa c h i e v e dt h er e q u i r e m e n t sw h i c h c a nw o r ks a f e l ya n dr e l i a b l y k e y w o r d s ：h fs w i t c hp o w e rs u p p l y ；p w m ；m o s f e t ；c u r r e n ts h a r i n g ；m o n i t o r 哈尔滨工程大学 学位论文原创性声明 本人郑重声明：本论文的所有工作，是在导师的指导 下，由作者本人独立完成的。有关观点、方法、数据和文 献的引用已在文中指出，并与参考文献相对应。除文中已 注明引用的内容外，本论文不包含任何其他个人或集体已 经公开发表的作品成果。对本文的研究做出重要贡献的个 人和集体，均已在文中以明确方式标明。本人完全意识到 本声明的法律结果由本人承担。 作者( 签字) ：茎亩 日期：词年3 月日 哈尔滨1 ：程人学硕十学位论文 第1 章绪论 1 1课题的背景及选题的意义 供给变电站二次电路的电源称为操作电源。操作电源主要向控制、保护、 信号、自动装置电路供电，同时还作为事故照明电源，要求其可靠性高，性 能稳定。交流操作电源因执行交流操作的继电器，以及断路器交流合闸的操 动机构可靠性低于直流电源，现已逐步被直流电源系统所取代。 直流电源系统主要有晶闸管相控电源直流系统与高频开关电源直流系统 两种。 采用晶闸管作为整流器件的相控电源直流电源系统，其原理是交流输入 电压经工频变压器降压，然后采用晶闸管进行整流。并通过移相控制以保持 输出电压的稳定。由于变压器和晶闸管自身参数的限制，传统直流操作电源 存在着很多缺点。 ( 1 ) 稳压、稳流精度低，系统纹波电压过高。 ( 2 ) 系统响应速度慢、控制特性不佳，不便与计算机系统配接实现监控。 ( 3 ) 体积大，效率低，功率因数低。 ( 4 ) 无法实现n + n 冗余，系统的可靠性低。 智能高频开关电源系统克服了晶闸管相控电源直流系统的上述缺点，具 有体积小，重量轻、效率高、纹波系数小、动态响应快、控制精度高、模块 可叠加输出、n + n 冗余等特点。智能高频开关电源系统将整流器、调压装置、 输出电路、保护告警电路及监控系统有机地结合在一起，通过计算机管理， 有效地解决了以往直流操作电源的缺陷。 高频开关电源直流系统与晶闸管直流系统的技术性能对照如表1 1 所列。 随着科学技术的飞速发展，对供电质量的要求越来越高，为保证电网的 安全，可靠、经济运行，实现电力系统的自动化，对直流电源系统提出了更 高的要求。传统的相控电源已经不能满足电力系统自动化的要求，新型的开 关电源供电系统正在逐步取代相控电源系统，在电力系统中得到越来越广泛 的应用。 哈尔滨工程大学硕十学位论文 变电站配备的智能高频开关电源系统，包括开关整流设备、阀控式铅酸 免维护蓄电池、直流馈电柜等。 表1 1 高频开关电源直流系统与晶闸管直流系统的技术性能比较 技术性能高频开关电源直流系统晶闸管直流系统 稳压精度 0 。5 + 1 稳流精度 0 0 5 i o 时电容c 在充电状态。此时二极管d 1 承受 哈尔滨。r 程大学硕七学位论文 反向电压；当开关晶体管k 截止时，如图2 4 b 所示，由于线圈l 中的磁场 将改变线圈l 两端的电压极性，以保持其电流i l 不变，负载r l 两端电压仍 是上正下负。在i l i o 时，电容c 在放电状态，有利于维持i o 、不变。 此时二极管d l 承受正向偏压为电流i l 构成通路。工作波形如图2 5 。 ( 2 ) 主要关系式 设开关周期为珏，闭合时间为t l = d ，t s 断开时间t 2 ，f ，_ 3 2 t s ；d ， 1 ，称 d ，为接通时间占空比，d ，+ d 2 = 1 。 ： 根据前面的假设，v o ，v s 不变，则k 导通时，电感电流线性上升，其增 量为： 她l - 攀班：v s - v o f l - v s - v o d l t s( 2 2 ) j lll 式中： 五，电流增量，a 跆输入电源电压，v 场输出电压，v 上电感，h d ，开关接通时间占空比，s 珞一开关周期，s 当k 截止时，电流增量为 舭：= 黪西= 譬c 沪加= 拿c r s - d j r s ，= 孥。z 珏 由于稳态时这两个电流变化量相等，即a i l i = i 五2 l ，故： 半场孔= 孥临= 拿d 2 t s上三、 。 整理得： v o = v s d ， 式( 2 - 4 ) 表明，输出电压v o 随占空比d l 而变化，由于d l 1 ， 电压增益m 为： m ：r o ：d t ( 2 3 ) ( 2 - 4 ) 故v o v s ( 2 5 ) 哈尔滨下程大学硕士学位论文 当电感l 较小，负载电阻r l 较大，或t s 较大时，将出现电感电流已下 降到0 ，新的周期却尚未开始的情况。当新的周期来到时，电感电流从0 开 始，线性增加，这种工作方式称为电感电流不连续的模式o 】。 尽管b u c k 变换器可工作于电感电流不连续模式，但有些应用领域电感 电流不连续模式却会出现一些问题，而且本课题设计的变换器工作于电感电 流连续模式，所以有关电感电流不连续的模式在此就不进行分析了“。 2 2 2 有高频变压器隔离的b u c k 变换器 不带高频变压器的基本变换器，如图2 2 所示的变换器，虽然它可以完 成直流电压的变换。但是，它们实际上存在着转换功能上的局限性。例如， 输入输出不隔离，输入输出电压比或电流比不能过大，以及无法实现多路输 出等。这种局限性只能用另一种开关变换器中的重要组件变压隔离器来 克服。由于变换器中有高频变压器隔离，使输出的直流离开了市电，所以有 高频变压隔离的开关变换器也称离线式开关变换器。这种理想的变压隔离器 的特征如下： ( 1 ) 从输人到输出能够通过所有的信号频率，即从理想的直流到交流都 能变换； ( 2 ) 变换时可不考虑能量损耗； ( 3 ) 变换中能提供任何选定的电压和电流变比； ( 4 ) 能使输入和输出之间完全隔离； ( 5 ) 变换时，无论从原边到副边，或副边到原边，都是一样方便有效。 由于有上述的诸多优点，在要求比较高的场合离线式变换器得到广泛地应用。 隔离式直流开关变换器分为如下的几种：推挽、全桥、半桥以及单端反 激、单端正激等。 其中，在大功率场合中，推挽、全桥、半桥变换器获得广泛的应用。本 课题所设计的开关电源属大功率开关电源，所以变换器的设计方案会在推挽、 全桥、半桥变换器中选择一种作为课题研究的对象。这三种变换器其基本结 构图及主要特点如下嘲啕。 1 推挽式变换器。 推挽式功率转换电路如图2 6 所示。开关管b g l ，b g 2 由驱动电路控制 哈尔滨工程大学硕+ 学位论文 图2 6 推挽式变换器 基极，以p w m 方式激励而交替通断，输入直流电压被变换成高频方波交流 电压，经输出整流、滤波得到输出直流电压u 0 。当b g l ，导通时，输入电源 电压u i 通过b g l 施加到高频变压器b l 的原边绕组n p l ，由于n p l 和n p 2 匝数相等，故在b g l 导通时，加在截止开关管b g 2 上的电压为电源电压和 n p 2 电压之和，即两倍电源电压( 2 u i ) 。当基极激励消失时，一对开关管均 截止，它们的集电极施加电压均为u i 。当下半个周期，b g 2 被激励导通，截 止开关管b g l 上施加2 u i 的电压，接着又是两晶体管都截止的时期，v c e l 都v c e 2 均为u i 。下一个周期重复上述过程。 在开关管导通过程中，集电极电流除负载电流成分外，还包含有输出电 容器的充电电流和高频变压器的励磁电流，它们均随导通脉冲宽度的增加而 线性地上升。这便是高压开关管稳态运行时集电极电压和电流的基本规律。 在关断瞬间，由于高频变压器漏感储能的作用，在集射极问会产生电压 尖峰，尖峰电压的大小随集电极电路的配置，高频变压器的漏感以及电路的 关断条件的不同而异，该尖峰电压有可能使开关管承受两倍以上的输入电压， 这给选择元件带来了困难。此外，原边绕组只有一半时间工作，高频变压器 的利用率太低。 但是，电路只用两个开关管便能获得较大功率输出，：而且，一对开关管 的发射极相连，两组基极驱动电路彼此间就无需隔离，这样不仅驱动电路和 过流保护电路可以简化，而且可供选择的余地也就增大，这是该电路的优点。 2 全桥式变换器 全桥式功率转换电路如图2 7 所示。开关管b g l ，b g 2 ，b g 3 和b g 4 组 成桥的两臂，高频变压器b 1 连接在它们中间，d 1 、d 2 、d 3 、d 4 为续流二 哈尔滨t 程大学硕十学位论文 极管。相对的二组开关管b g l ，b g 4 和b g 2 ，b g 3 由驱动电路以p w m 方式 激励而交替通断。当b g l ，b g 4 导通时b g 2 ，b g 3 截止；b g l ，b g 4 截止 时b g 2 ，b g 3 导通，输入直流电压u i 被变换器变成高频交流方波，再经输 出滤波、整流得到输出直流电压u o 。 - 非 d 2 ： d i2 图2 7 全桥式变换器 当一组开关管( 例如b g l ，e g 4 ) 导通时、截止晶体管( b g 2 ，b g 3 ) 上施加的电压即为输入电压u i ，当所有晶体管均截止时，同桥臂上的两个开 关管将共同承受输入电压。 由此可见，全桥式电路开关管稳态时其最高施加电压即为输入电压u i ， 比起推挽式电路来要低一半，即使考虑到关断时产生的尖峰电压，开关管上 所加的反向电压也要比推挽式电路低一半左右，这就为开关管的选择带来了 方便；而且，续流二集管将漏感储能归还给输入电源，也有益于提高效率。 又因，输入电压直接施加在高频变压器上，对开关管的耐压要求低，宜 于获得大功率输出，但是，电路要使用了四个开关管，需要四组彼此绝缘的 基极驱动电路，电路复杂，元器件多，是其缺点。 3 半桥式变换器 半桥式功率转换电路如图2 8 所示。它和全桥式电路相似，只是其中开 关管只有两个，另外两个开关管由两个容量相等的电容器c 1 和c 2 取代。r l 、 r 2 为均压电阻，其阻值相等。变换器工作原理如下： 当一对开关管均截止时，则电容中点a 的电压为输入电压的一半，即 r r v c l = v a = 睾。当b g l 被基极驱动电路以p w m 方式激励导通时，电容c l z 将通过b g l 和高频变压器b 1 的原边绕组n l 放电，同时，电容c 2 则通过输 入电源、b g l 和b 1 的原边绕组n 1 充电，中点a 的电位在充放电过程中将 乒 哈尔滨i 。程人等硕十学何论文 r h 按指数规律下降，在b g l 导通终了时，v a 将下降至睾一狮：接着是一对 z 开关管都截止的时期，此时v c e l = v c l ，v c e 2 = v c 2 ，它们都接近输入电源电压 的一半。当b g 2 被激励导通时，电容c l 将被充电，电容c 2 将放电，中点a 的电位在b g 2 导通终了时将增至睾+ z l u i ，办即中点a 的电位在开关过程中 z r k 将在娑的电位上以u f 的幅度作指数变化。 u + 麟 b 图2 8 半桥式变换器 在b g l 导通、b g 2 截止时，b g 2 被直接接到u i 上；在b g 2 导通、b g l 截止时，b g i 被直接接到u i 上。显然，和全桥式电路同样，一个丌关管导 通时，截止歼关管上施加的电压大致和输入电压相等，而且，开关管的数量 只有全桥式的一半，这是它的优点。 但是，高频变压器上施加的电压幅值只有输入电源电压的一半，欲得到 和全桥、推挽式电路相同的输出功率，丌关管必须流过两倍的电流；此外， 它必须要有两个输入电容，而且流过跟电路工作频率相同的充放电电流，电 压脉冲的顶部有倾斜是其不足，一般，半桥式只宜获得中等容量输出。 然而，半桥式电路有一个极其重要的特点是具有抗不平衡能力，这是它 获得广泛应用的一个重要原因。 上述三种型式的功率转换电路有各自的特征可归纳成表2 1 。 与半桥式变换器比较，在直流输入电压相同的情况下，由于全桥型变换 器的变压器一次绕组电压是半桥型的2 倍，在其他条件相同的情况下，开关 管承受的最大电流为半桥式变换器的1 2 与推挽式变换器比较，在输入电压相同的条件下，全桥型变换器的开关 哈尔滨t 程大学硕十学位论文 管耐压减小到1 2 ，在同样输出功率时开关管电流相同。所以全桥式变换器适 用于较高的输入电压。 表2 1 三种型式的功率转换电路比较 面r 型垫 推挽式全桥式半桥式 开关管集射间承受的电压稳态为2 u i稳态为u i同全桥式 相同输出功率时集电极电流i ci c 2 1 c 相同集电极电流时输出功率p o p o 扣 高频变压器原边电压 u iu i1 u i 2 开关管数量 242 高频变压器利用率低 高高 易于获得的输出容量中等大中等 2 3 控制电路 控制电路的基本框图如下： 图2 9 控制电路的基本框图 控制电路的作用是向驱动电路提供一对前沿陡峭，相位差1 8 0 0 ，对称和 宽度可变的矩形脉冲列( 有时还要求彼此绝缘：对于单端开关电源而言，只 要一组脉冲列) ，通过这一对脉冲电压的有和无，脉冲的宽与窄，脉冲宽度的 变化量和输出电压变化量的关系，以及从一个脉宽变换到另一脉宽的速度等 等的关系来实现设计目标。具体地说，控制电路必须具备的基本功能有： 1 要有足够的电路增益。在输入电网电压以及负载电流允许的变化范围 哈尔滨：f 程大学硕七学位论文 内，使稳压电源输出电压达到规定的精度( 往往还包括温度漂移和时间漂移) 。 2 获得规定的输出电压值以及调节范围。 3 实现输出电压的软启动。 4 实现输入电压的软启动。 5 负载发生过流或短路时应能限制稳压电源的输出电流或切断电源输出 压电源提供保护。 6 当稳压电源输出过电压时，应能迅速切断电源输出，以对负载提供保 护( 对于某些用户设备还要求提供欠压或欠压信号，以便计算机进行中断处 理等) 。 7 大多数场合下，要求控制电路与主电路进行隔离。 随着电子计算机等电子设备的发展，新一代的p w m 型稳压电源还需具 有下述功能： 1 远距离操作功能。稳压电源输出电压的调节可以在电源的面板上进行， 也可以在用户操作方便的地方进行，而不管电源的位置在何处。 2 程序控制的功能。稳压电源输出电压的开和关，以及输出电流的限制， 按规定次序接通和关断的操作，可由用户以小功率开关电平控制。 3 并联运行功能。为了扩大整个电源系统的输出功率，以及提高直流电 源系统的供电质量，便于用户操作和提高电源系统的可靠性，p w m 型稳压 电源应具有并联运行的功能。 此外，还应有温度监视电路和限流、过载、欠压等状态的告警和指示等 等。总之，随着电子计算机等电子设备功能的日益完善。对直流稳压电源的 功能要求也同益多样化，从而导致控制电路的复杂化。这就要求电路设计时， 对单元电路过行精心的选择脚。 2 4 本章小结 本章主要就开关电源的原理和一些主要的拓扑结构进行介绍和分析。第 一部分主要介绍开关电源的基本组成和工作原理。第二部分就b u c k ( 降压) 电路展开分析，并就三种隔离降压变换器，推挽、全桥、半桥电路的工作原 理进行了简单的介绍，分析了其优缺点。第四部分主要是介绍了控制电路的 基本功能和对控制电路的一些要求。 哈尔滨_ | ：稃大学硕士学位论文 第3 章高频开关电源主电路的设计 3 1高频开关电源主电路的总体结构 本课题设计的为模块化高频开关电源。单个模块输出电压2 2 0 v ，输出电 流5 a 。设计额定功率1 1 0 0 w 。功率主电路如图3 1 。由于单个模块输出功率 并不是很大，交流输入采用2 2 0 v 单相交流电( 市电) 就可以满足要求。 市电经过输入整流滤波，在c 1 上得到大约3 1 0 v 的直流电压，称为母线 电压。母线电压就是高频逆变器的输入电压。根据模块的输出功率，输入整 流桥u 1 选用额定功率2 k w 的全桥整流模块，保证整个电路的功率容量，提 高系统的稳定性和可靠性。 通过第二章的介绍，我们可知，全桥式变压隔离器开关承受最小的开关 电压和最小的开关电流，根据我们所设计的高频丌关电源的实际情况，输出 功率较大，工作频率较高( 5 0 k h z ) ，我们选用全桥隔离式p w m 变换器。 螂 【i ”jk f - i ，l j m i m 翌址托。鼍1 ” = c j q 7 - n i i 一j | ， w r 七i 二。”_ 仨瓢。 【”j0 ” j , a j _ 图3 1 功率主电路 高频变压器负责隔离高频变换器和输出滤波整流电路。其参数和具体设 计后面再详细介绍。 输出整流电路采用超快速恢复二极管组成全桥整流电路，之后再经过l c 滤波电路，最终把2 2 0 v 直流输出到负载。 哈尔滨：r 程大学硕士学位论文 3 2 全桥逆变电路 全桥逆变器最核心的器件是4 个开关管。功率m o s f e t 是目前广泛应用 于高频率领域的电力电子器件。由于m o s f e t 只有一种载流子导电，故称单 极性器件。这种器件不存在像双极性器件那样的电导调制效应，也不存在少 子复会问题，所以它的开关速度快、安全工作区宽并且不存在二次击穿闯题。 因为它是电压控制型器件，所以使用极为方便。此外功率m o s f e t 的通态电 阻具有正的温度系数，这一特性使该器件易并联应用。 功率m o s f e t 的通态电阻较大，通态压降较高，随着器件耐压的升高， 通态电阻也增大，这一特性限制了它在高压大电流方向的发展。但由于本课 题应用了模块化设计，单个开关电源模块的工作电流比较小，所以很适合用 功率m o s f e t 作为变换器的开关管。这样使得主电路体积和功耗都得到了很 好的控制，同时又提高了效率和节省了成本。 v v v l 图3 2 逆变器工作波形示意 基于以上分析，本设计主开关管采用了取公司的i r f p 4 6 0 l c 低栅荷功 率m o s f e t 管。i r f p 4 6 0 l c 属n 沟道型m o s 管，其反向耐压5 0 0 v ，最大 哈尔滨工程大学硕士学位论文 工作电流2 0 a ，通态电阻o 2 7q ，开关速度可达十亿分之一秒。i r f p 4 6 0 l c 是i r f p 4 6 0 的改进型，属于新低栅荷h e x f e t 系列功率m o s f e t 管。该系 列功率m o s f e t 达到超低栅极电荷，它超过了原有的m o s f e t 。利用先进 的h e x f e t 技术，该器件允许简化栅极驱动要求，有更快的开关速度、更高 的栅源电压等级( v o s = 3 0 v ) ，并增加了总的系统节能。这些器件改进了己证 明的使用强度，并提高了h e x f e t 的可靠性。在功率晶体管作开关应用时， 它为设计者提供了一个新的标准。 全桥逆变器的工作过程可简单叙述如下：对角线上的两对开关管交替导 通，把母线上的3 1 0 v 直流电逆变为峰值3 1 0 v 的高频交流电。由于驱动信号的 占空比可调，所以逆变器输出的高频交流电的占空比也是可调的。这样再经 过高频变压器和输出滤波整流就得到想要的直流输出电压。逆变器工作波形 如图3 2 所示。图中s l 为t 1 、t 4 驱动信号；s 2 为t 2 、t 3 驱动信号；u s 为逆变 器输出电压。 3 2 1 缓冲电路 在硬开关逆变电源中，m o s 管关断时产生的电压尖峰是威胁逆变器安全 工作的一大因素。u o s 一旦超过m o s 管能承受的最高反向电压，m o s 管将 被击穿，整个逆变桥有可能全部烧毁。 对于逆变器的开关元件两端，产生过电压的原因主要有以下两点： 1 由于电路中引线电感和变压器绕组的漏感的存在，当器件开通时，母 线电流经由器件流过负载，当器件截止关断时，引线电感和变压器绕 j ： 组漏感l s 在器件关断时突变产生过压的厶； “d t： 2 由于续流二极管反向恢复电流扣引起过电压厶竿”1 。 a 譬 电容c 2 、c 3 为缓冲电容，组成缓冲电路，用来吸收m o s 管关断过程中 产生的尖峰电压。 缓冲电路工作过程可以简单分析如下：当m o s 管截止时，原来流过引线 电感l s 的电流通过c 2 、c 3 旁路，从而将l 。上的储能转移n c 2 、c 3 ，避免在器 件关断时由于电流突变，引起在器件两端产生很高的电压尖峰，因而大大降 低了在m o s 管截止瞬间在其两端所产生的过电压；当m o s 管导通时，c 2 、 哈尔滨i 。稃人学硕十学位论文 c 3 的储能通过m o s 管t 1 、t 4 或t 2 、t 3 向负载释放，从而使其两端的电压下 降到母线电源电压，为下次的缓冲吸收作好准备。 经过实验确定，采用两个0 4 7 p 耐压1 2 0 0 v 的无感电容作为缓冲电容。 这样既消除了m o s 管两端的关断尖峰，又使减小了缓冲电路的损耗，保证 了缓冲电路工作的可靠性。 缓冲电容在焊接时，一定要紧贴m o s 管的引脚，尽量剪短电容的引线， 以减少由于引线过长带来的线路杂散电感。 没有缓冲电路和有缓冲电路的m o s 管漏源电压u o s 波形如下图。 图3 3 所示波形是在1 5 at 作电流下截取的，尖峰的幅度大约是稳态电压的 1 5 倍。如果工作电流继续增大到2 5 a 左右，尖峰电压会达到稳态电压的2 倍。也就是说在母线电压3 1 0 v 时，尖峰将达到6 0 0 v 以上。i r f p 4 6 0 l c 所 能承受的最高反向电压为5 0 0 v ，6 0 0 v 的尖峰足以造成m o s 管击穿、烧毁。 t d s2 0 1 2 90 0 ：3 22 0 0 6 12 _ 2 8 ( a ) t d s2 0 1 2 1 04 f f - | 2 52 0 0 6 1 2 2 7 ( ” 图3 3 有无缓冲m o s 管u d s 波形 ( a ) 有缓冲波形( b ) 无缓冲波形 3 2 2 纠偏电路 对于全桥逆变电路，开关管通态压降不平衡、关断速度不平衡、驱动脉 宽不平衡等将造成变压器励磁电流存在直流分量，使高频磁芯朝一个方向磁 化，即偏磁。偏磁是一个必须认真解决的问题。偏磁的积累将引起高频变压 器的磁饱和。磁饱和后，励磁电流将急剧上升，从而造成m o s 管通过电流过 哈尔滨t 程大学硕士学位论文 大，损害m o s 管，严重时烧毁m o s 管。 本电源采用串联耦合隔直电容的方法来隔直纠偏， 用如下计算方法。 c 一彘 隔直电容的参数可采 ( 3 1 ) 式中： k 变压器二次侧折算到一次侧的等效电感与一次侧电感之和，止j 五r 与c 组成的串联谐振电路的谐振频率，k h z 为了使耦合电容线性，一般选，；尸o 1f ，因为逆变器工作频率f = - 5 0 k h z ， 故肠= 5k h z ：实验测得l r = 5 8 0 p h 。 算得c = i 7 9 f 。 此外，电容充电电压不宣过大，一般以5 1 0 母线电压为好，即需满 足如下不等式： _ = 告& 专d t s 妣- l o o o v s c s z ， 式中； 充电电压，v ，充电电流，a 卜充电时间，u s d m o s 管导通占空比 瓦开关周期， l s 坎母线电压，v 按v c = 7 5 k 进行计算。七为充电电流，等于变压器一次侧平均电流由于 输出电流o = 5 a ，高频变压器变比a = 1 1 4 ，故= 岛n 卅4 a 。则 c 2 r i c ，d t s = 淼o 4 2 0 = l ，5 1 u f 隔直电容c b 实际选用耐压1 2 0 0 v ，容量为2 沁的无感电容( 由两只l l a f 的 电容并联而成) 。试验证明，隔直效果良好。 哈尔滨1 ：稃人学硕十学位论文 3 3 高频变压器的设计 桥式电路中高频变压器的磁特性是第一、第三象限都可利用，即磁通可 图3 4 磁芯的磁滞回线 3 3 1 磁芯的选择 以从一b s 化n + b s 这类变压器是属于对称式 工作的，其磁芯的利用效率很高，磁滞回线 如图3 4 。桥式变换器中的高频变压器在设 计上和普通变压器的设计相似。但因为变压 器工作频率比工频变压器高很多，高频下的 磁芯损耗和绕组电流分布的变化使其在磁 芯上和线圈材料的选择上与工频变压器有 很大的不同“”。 高频变压器对磁芯有如下要求： 1 磁导率要高 磁感应强度b = r t h 。因此在一定的磁场强度( 日) 下，君值取决于材料 的p 值，p 值愈大，对要求一定磁通量( q o c b s ，趵磁心截面积) 的磁器件， 选用p 值高的材料，就可以降低外磁场的励磁电流值，从而降低磁元件的体 积。在弱磁场中工作的磁性材料，激磁电流很小，要使灵敏度高，应选用起 始磁导率i x i 值高的材料。而在强磁场中工作的磁性材料，为了得到大磁通， 要求材料的。值要高。 2 要求具有很小的矫顽力h c 和狭窄的磁滞回线 材料的矫顽力越小，就表示磁化和退磁容易，磁滞回线狭窄，在交变磁 场中磁滞损耗就越小。 3 电阻率p 要高 在交变磁场中工作的磁芯具有涡流损耗，电阻率高，涡流损耗小。 4 具有较高的饱和磁感应强度b s 磁感应强度高，相同的磁通需要较小磁芯截面积，磁性元件体积小。在 低频时，最大工作磁通密度受饱和磁通密度限制；但在高频时，主要是损耗 限制了磁通密度的选取，饱和磁通密度大小并不重要“”。 哈尔浜1 ：稃人掌硕十掌倪论文 铁氧体与其它软磁材料比较，虽然饱和磁感应比较低( o 5 t ) ，而且温 度影响大。但其电阻率高，高频损耗小。在高频时，由于损耗限制磁感应摆 幅，工作磁感应远小于饱和磁感应。因此饱和磁感应低的缺点显得不重要了。 又因铁氧体材料已有多种材料和磁芯规格满足各种要求，加之价格较其它材 料低廉，所以这次设计的变压器采用铁氧体磁芯。考虑到e e 型磁芯窗口面积 大、绕制方便，所选用的磁芯形状为e e 型。 3 3 2 集肤效应 集肤效应也称趋肤效应，导线中通过交变电流时，会产生集肤效应，即 导线横截面上的电流分布不均匀，内部电流密度小边缘部分密度大；使导线 有效截面积减小，电阻增大。工程上定义从表面到电流密度下降到表面电流 密度的0 3 6 8 ( 即l e ) 的厚度为趋肤深度或穿透深度，即认为表面下深度为 的厚度导体流过导线的全部电流，而在层以外的导体完全不流过电流。 2 0 c 、不同频率下的穿透深度a ：兽c m 。可见，在工频情况下， 心 集肤效应影响甚微，而在高频工作时，必须加以考虑”。 减小集肤效应对绕组影响的方法主要有： 1 采用多股较细漆包线并绕代替单股较粗漆包线； 2 采用利兹( l i t z ) 线。利兹线出多股很细的漆包线或裸铜线组成外 皮绝缘。普通漆包线并绕根数很多时，清除漆皮和绕制时很麻烦。使用利兹 线会使绕制和焊接方便很多； 3 在大电流( 通常是次级电流在1 5 2 0 a 以上) 情况下，一般不用利兹 线和多股线并联，而采用铜箔。铜箔切割成骨架的宽度( 当然还要考虑安全 规范要求) ，其厚度可以比开关频率时的穿透深度大3 7 。铜箔之问需加绝 缘层绝缘。 3 3 3 变压器参数计算 根据法拉第电磁感应定律 “：坐：胭塑( 3 3 ) 哈尔滨i 。程人学硕十学位论文 原边n p 匝、副边n s 匝的变压器，在原边以电压v l 开关工作时： k = k ，矗n p 昂4 ( 3 4 ) 式中：五开关工作频率，h z 召旷一工作磁通密度，t 4 e 磁芯有效面积，m 2 目一波形系数，有效值与平均值之比，正弦波时为4 4 4 ，方波时 为4 。 整理得 坼2 赢 。5 磁芯窗口面积一乘上使用系数杨为有效面积，该面积为原边绕组 p 占据的窗口面积f ，4 与副边绕组n s 占据的窗口面积n s a s 之和，b 口 蚝以= n e a ，+ 以4 ( 3 6 ) 式中：杨一窗口使用系数( k o 1 ) 彳厂磁芯窗口面积，m 2 彳。原边绕组每匝所占用面积，m 2 彳。副边绕组每匝所占用面积，m 2 每匝所占用面积与流过该匝的电流值，和电流密度，有关，如下式所示 = 号 ( 乃：原边电流) ( 3 7 ) 4 = 冬 ( 易：副边电流) ( 3 8 ) 整理式( 3 - 5 ) 、( 3 6 ) 、( 3 7 ) 、( 3 8 ) 得： 勘= 上k f l , b a 。量s + 矗乡 即 4 以= 盟k o k i f 盟s b w d = 赢知 ( 3 - 9 ) a e a 妒即变压器窗口面积和磁芯截面积的乘积。n 为变压器视在功率。式 ( 3 - 9 ) 表明工作磁通密度b 肌开关工作频率工、窗口面积使用系数硒、波 哈尔滨j r 程人学硕十学位论文 形系数所和电流密度，都影响面积的乘积。a e a 直接决定了变压器磁芯体 积的大小，由式( 3 9 ) 可以看出，在确定变压器的功率容量和磁芯材料的情 况下，变压器的工作频率工决定磁芯的大小：频率越高磁芯体积越小。 电流密度，直接影响温升，亦影响a e a 肌可表示为， j = k ，( 南4 ) 。 ( 3 1 0 ) 式中：野一电流密度比例系数 卜常数，由所用磁芯确定 由式( 3 9 ) 、( 3 - 1 0 ) 得 a p ：( 璺! ! ! ：) 击 ( 3 1 1 ) 、k o kr f , s w k , 式中：4 p 如和彳缈两面积的乘积，c m 4 髓变压器视在功率，v a 口工作磁通密度，t 工开关工作频率，h z 式( 3 1 1 ) 说明，铁心的选择就是选择一合适的a p 值，使它输送功率 p ，时，铜损和铁损引起的温升在额定温升之内。 变压器视在功率随线路结构不同而不同。图3 1 所示线路 p1 弓= 易+ 卫= 易( 1 + 勺 ( 3 - 1 2 ) 一 l |i l 式中：q 变压器效率 l p d _ 输出功率 此次设计的电源模块输出功率e o = 1 1 0 0 w 。假设q o 9 ，由式( 3 - 1 2 ) 则p t = 2 3 2 2 v a 。 采用e e 型磁芯、单线圈绕组、允许温升2 5 0 c 时，x r 3 9 5 ，x = 一o 1 4 。 铁氧体在5 0 k h z 的工作频率下，最大工作磁感应强度为o 1 t 。考虑到散热情 况，一般窗口使用系数j 砀取0 4 。工作波形为方波时波形系数晦= 4 。把这 一系列参数代入式( 3 - 1 1 ) 中，箅得a p = 1 0 5 3 9 5 0 7 e m 4 。 查表可知e e 5 5 5 5 2 1 的a p = 1 3 6 7 6 4 3 6c n l 4 。所以必须选大于e e 5 5 5 5 2 1 哈尔滨f 。程人学硕十学何论文 规格的磁芯。由于变压器的制作完全由我自己手工完成，出于对功率裕量、 窗i e i 大小、绕制难度的考虑，决定采用个头比较大的e e 8 5 a 型磁芯。e e 8 5 a 的a p = 1 1 5 0 1 9 5c m 4 。 考虑到市电电压的波动，在计算原边匝数时假设输入的是市电电压最低 值。一般取电压有2 0 的波动，也就是输入电压2 2 0 v 时，最低交流输入电 压有效值为1 8 3 3 v ，经整流后母线电压为2 5 7 v 。 根据式( 3 - 5 ) 算得原边匝数r2 石巧五万矿i z 订d i 瓦獗而了2 1 7 8 1 9 匝。由于输出电压比较高，输出整流二极管压降可以忽略不计，变压器副边 输出电压近似等于2 2 0 v 。这样，根据输入电压与输出电压的关系，副边 匝势t n s ：1 7 x 。2 ，2 0 ：1 4 6 一, 1 5 匝考虑到留一些余量，最后取坼= 4 0 匝、 n s = 3 5 匝。 由式( 3 1 0 ) ，电流密度i ，= 3 9 5 x ( 1 1 5 ，0 2 ) 4 = 2 0 3 2 8 a c m 2 。 原边绕组电流= 而e o = 面i 瓦1 0 万0 万= 4 ，7 6 a 。 ， 知道了电流密度和绕组电流值就可以计算出相应的绕组裸线截面积。原 边裸线面积4 胛= 肋拈o 0 2 3 4 2 e m 2 ，副边裸线面积4 船= 如，_ 0 0 2 4 6 0 c m 2 。 t d s2 0 1 2 1 01 70 92 0 0 7 1 5 ( ” 图3 5 变压器原边、副边波形 ( a ) 高频变压器原边波形( b ) 高频变压器副边波形 为了减少趋肤效应带来的影响、减少变压器的铜耗，：在实际绕制中我采 哈尔滨j 。稃人学硕十学位论文 取了多股并绕的方法，原边用4 根币o 5 5 的漆包线并绕，副边用5 根币o 5 5 的漆包线并绕n ，。 由于高频变压器的漏感储能作用，在m o s 管关断瞬间会形成的高压尖 峰。采用不同的绕线方法变压器的漏感会有很大的不同。要减小变压器的漏 感，实现原边绕组与副边绕组的紧密耦合，不仅原、副边绕组尽量均匀地分 布在磁芯骨架的窗口层面上而且一般应当把原边绕组分成晕、外两层绕制， 把副边绕组紧密包夹在中间。即所谓的“三明治绕法”。变压器原边和副边波 形如图3 5 所示。 3 4 驱动电路的设计 出于功率m o s 管属于压控型器件，对驱动信号的功率要求不是十分苛 刻。但由于极间寄生电容的存在，要求驱动源有较低的内阻抗、驱动脉冲的 前后沿要陡峭。 全桥逆变器的驱动电路是连接控制电路和主电路的桥梁。根据全桥逆变 器的一些特点，其驱动电路有如下要求： 1 上下桥臂的两个m o s 管的驱动信号相位相差1 8 i f ，并且之闯要留有 死区时间，防止上下桥臂直通烧毁m o s 管； 2 在全桥逆变器的桥臂上，由于上下两个m o s 管源极不共地，所以这 两个管子的栅极驱动信号不能共地，必须相互隔离； 3 m o s 管关断时要加负电压，使m o s 管迅速、可靠关断，并使其在 截止状态下不易受到干扰而误导通； 4 由于控制电路板上有单片机和一些数字逻辑器件，从安全和抗干扰的 角度来考虑，必须进行控制电路和主电路的隔离。 关于死区时间，可以由p w m 集成控制芯片进行控制。比如本次使用的 u c 3 8 2 5p w m 集成控制芯片，就可以通过外接电阻和电容来设置两路p w m 信号o u t a 和0 u t b 之间的死区时自】。 实现隔离驱动有很多方法。比如，采用相互隔离的集成驱动芯片、使用 带自举悬浮功能的驱动芯片和使用脉冲变压器。这其中，采用脉冲变压器的 驱动方式具有运行可靠、简单易行的特点。并且由于变压器自身的特点，即 使出现p w m 集成控制芯片输出的两路p w m 信号同为高电平或同为低电平 哈尔滨。犁人学硕十学何论文 的错误状态，原边因为没有电压施加，副边也不会感应出电压。而且，同一 桥臂的上下两个管子的栅极分别接在两个副边绕组的同名端和异名端，其驱 动信号永远反向。所以用脉冲变压器作驱动永远不会出现上下桥臂驱动信号 的开通时间重叠，安全性非常好。考虑到脉冲变压器的诸多优点，我采用它 来驱动全桥逆变器。 由于脉冲变压器的工作条件类似于主电路的高频变压器，都是工作在高 频状态下。脉冲变压器的磁芯也选择使用铁氧体。这次我使用了一只 q ，6 r p 5 3 0 7 的磁环来绕制脉冲变压器。其截面积s = 4 5 5 r a m 2 。其原边匝数 ：盟( 3 1 3 )