（电气工程专业论文）交联电缆铜导体预热感应加热电源的研究.pdf

声明 本人郑重声明：此处所提交的硕士学位论文交联电缆铜导体预热感应加热电 源的研究，是本人在华北电力大学攻读硕士学位期间，在导师指导下进行的研究 工作和取得的研究成果。据本人所知，除了文中特别加以标注和致谢之处外，论文 中不包含其他人已经发表或撰写过的研究成果，也不包含为获得华北电力大学或其 他教育机构的学位或证书而使用过的材料。与我一同工作的同志对本研究所做的任 何贡献均已在论文中作了明确的说明并表示了谢意。 学位论文作者签名：么! ：盔： 日期： 关于学位论文使用授权的说明 本人完全了解华北电力大学有关保留、使用学位论文的规定，即：学校有权 保管、并向有关部门送交学位论文的原件与复印件：学校可以采用影印、缩印或 其它复制手段复制并保存学位论文；学校可允许学位论文被查阅或借阅：学校 可以学术交流为目的，复制赠送和交换学位论文；同意学校可以用不同方式在不 同媒体上发表、传播学位论文的全部或部分内容。 ( 涉密的学位论文在解密后遵守此规定) 作者签名： 9 0 0 的状态称为逆变工作状态，其实质是负载向电网反馈能量。 华北电力大学工程硕士学位论文 i j 矗 c - c卧“c _ 暑 垒垒赵 穴灭艿没溉7 灏 鬈垒赵溪竺菇 丽民伙民隈冈必 受落凇麓这 茱宋沭济秭秭瓣 泌迷邀型剑剑烈丛 观薹繇 ：隧邀隧0 赵隧蹬 l - - 0 ， i = 9 口伪4 l = 即i 。 # 锄 薯= 1 2 0 c 町 图2 8 不同a 时的输出电压波形 由于高频逆变电路输入要求是直流电流源，而整流器的输出是脉动很大的电压， 因此整流器输出必须有滤波器，这里采用电感作为平滑滤波器，使得只允许直流电 流进入逆变器。实际中，电感滤波器不可能完全阻挡交流成分，而只需将交流分量 限制到一定程度即可。 2 2 2 平滑滤波器 由于整流器，特别是可控整流器输出波形一般都是脉动很大的电压。为此，需 要采用平滑滤波器，将脉动电压成分减少，使输出直流电压变得更平坦一些。平滑 虑波器是一种只允许直流电流( 电压) 通过，而阻挡交流电流( 或电压) 通过的电路。 平滑滤波器的电路多种多样，但可归纳成电感输入式和电容输入式两大类。其 中最典型的是电容滤波、电感滤波和r 型滤波三种。电感滤波器适用于电流源型负 载，大电感可使脉动电流变得平滑，输出相当于直流电流源。而电容型滤波器则适 用于负载为电压源的场合，大电容可使整流输出脉动电压变得很平滑，相当于直流 电压源。将这二者合并，便构成r 型滤波器电路。 整流电路的输出波形为图2 - 9 。 1 2 华北电力大学工程硕士学位论文 t 圈2 - 9 整流输出波形 昙蛆f s = 兰i 一* 导 2 7 卫d止0 e 整流电压的最大值与最小值之差 e 广整流电压的平均值 e i 。整流电压交流分量中的基波幅值。 为了表征平滑滤波器的滤波能力，引入了平滑滤波器输入端的脉动系数q 。 c 热= 号。 2 - 8 ， ) s 一一整流输出电压的脉动系数 s f 一一经过滤波后的直流电压的脉动系数。 为了分析脉动电压e d 中所含的直流分量与交流分量，可将输出电压展成级数： p d = 易 1 + 口is i n ( m 耐+ 仍) + 口2s i n ( 2 研叫+ 仍) + - 】 2 - 9 其中，m 为整流输出电压的包络线在一周期内的重复系数，也就是交流分量的基波 频率。单相半波整流时m = l ，单相全波整流时m = 2 ，三相半波整流时m = 3 ，三相 全波整流时，m 。 在直流侧平波电感足够大的条件下，有三相全控整流电路的输出电压为： u e = 1 3 5 u 1 c o s 口 2 - 1 0 由此可知：在整流输入电压一定的条件下，改变晶闸管触发延迟角度q 即可改 表输出直流电压的大小，从而达到调节设备输出功率大小的目的。 2 2 3 谐振逆变器 谐振逆交器的基本功能是通过功率半导体开关有规律的切换，在负载侧得到一 定频率的交流电流，其频率由开关的动作频率决定。固态感应加热电源运行过程中 需要消耗大量的无功功率，因此必须对负载进行一定的补偿，根据补偿电容与感应 线圈的联接方式的不同，谐振逆变器主要可以分为并联型和串联型两种。这两种逆 变器各有各的特点，适用于不同场合。但是从电路结构原理上来说，这两种电路是 一种对偶关系。因此在对这两种逆变电路进行分析和设计时，利用对偶原理将对 电路分析带来很大的帮助。 华北电力大学工程硕士学位论文 串联型逆变器采用恒压源供电，因此也称为电压型逆变器。串联谐振逆变器的 输出电压为近似方波，负载电流近似正弦波，同时，为避免逆变器上下桥臂间的直 通，换流必须遵循先关断后导通的原则，在关断与导通间必须留有足够的死区时间。 并联型逆变器由于采用恒流源供电，因此也被称为电流型逆变器。并联谐振逆 变器的输出电流为近似方波，负载电压近似正弦波，同时，由于逆变器输入接有大 的平波电抗器，为了避免出现开路而造成的高压冲击，换流必须遵循先导通后关断 的原则，在关断与导通间必须留有足够的重叠时间。 2 2 4 谐振电路分析 谐振电路是感应加热装置中各种逆变器和振荡器不可缺少的组成部分，它常常 决定逆变器和振荡器的工作方式和性能，如果没有谐振电路，感应加热装置就不可 能能量的输出。 本节中以英文大写字母上加点表示向量，字母加脚注“m ”表示峰值，字母加 脚注“0 ”表示电路谐振时的值，字母加其他字母脚注则表示与脚注字母同符号的 元件或支路的电气参数，不加点又不加脚注“m ”则表示有效值。小写英文字母代 表瞬时值。例如：( ，代表电压向量，u 。代表电压峰值，u 代表电压有效值，u 代 表电压瞬时值，u o 代表电路谐振时的电压有效值。u 。、u 。、u 。、i l c 和u c o 分别表 示电容器c 上的电压向量、峰值、有效值、瞬时值和电路谐振时c 上电压的有效值。 2 2 4 1 并联谐振电路分析 图2 1 0 是将电阻r 和电感l 串联后与c 并联的电路，如将内阻为零的电源 e = e 。s i n e t 加到此电路中，则在电路中将流过电流： 主 ；t = 手= 丽e z t “。“ i l l 图2 - 1 0 并联谐振电路 4 r 2 1 1 华北电力大学工程硕士学位论文 lc = = j 葩e2 - 1 2 z 2 褂一i 。：矗+ 膨三：些掣童 ：m 因此并联电路的总阻抗为： z = 了e = 再两r 丽2 + 瓦c 0 2 l 2 而刁 2 州 一了一而面f 瓦i 而) 。” 电路发生谐振时，上式中的虚部项为零，即： 缈2 r c + r 2 c 一工= o2 - 1 5 因此谐振的角频率为： 脚n ：珊：1 r 2 2 1 6 脚o = 珊= l 。l 2 。 2 。1 6 一般的，谐振时r 2 ，l 2 i l c 所以根号下后一项对角频率的影响极小，可以忽略， 则有： ”赢 2 。7 若用频率表示则为： t o 4 三赢 2 。1 8 谐振时电源输入的电流为： 阻抗： z 。= 了e = 去= q 2 r ， “。 r e 厂了矿1 1 面一可j ：c r 三2 1 9 工 式中q = 竺r 丝= 上w o c r 同样称为品质因数，这是的支路电流为： 其模为： j c = 丢= 瓦知= 敌譬一觑c )“。瓦2 而吡【t 吖啦j l i i = e= i n t 而* q i o 2 2 0 2 2 l 2 2 2 华北电力大学工程硕士学位论文 i c = = j c o o c e 2 - 2 3 ，( ，：c e ：e c _ r 掣：观 2 2 4 显然。谐振时由电源输入的电流较小，而各支路的电流却很大，为电源输入电 流的q 倍。因此，常称此谐振为电流谐振。 如果电流的频率是可变的，则并联电路中各参量与频率的关系将如图2 - 1 1 所 示应该指出，图中x 为z 中的电抗，当r 很小时可以忽略时，则有： 厅 肛蕊x t x c = 函= 矗 2 粕 1 c l o j e o , 0 9 堕一旦 0 ) 0 r 。- q 2 r = 去；嘶= 去 x = o = q r x f x i 。= q r = r l ， q i 。= 号e i 【：= i l ? = q i o 袈繇o 、 - | | 厂 圈2 - 1 1 并联电路中各参数与频率的关系 2 2 4 2 串联谐振电路分析 2 2 6 2 2 7 2 2 8 2 - 2 9 2 3 0 如图2 1 2 所示，电感l ，电容c ，和电阻r 组成串联谐振电路。如将内阻为零 的电源e = e u x i n c o t 加到此电路中，则在电路中将流过电流i ，即： 悟一 钟x 华北电力大学工程硕士学位论文 j ：l r + j x r 叁r i l 壬 f x = x ，- 耻办1 粥= 假昙一鲁 ； 1e 占2 j o , c k 2 3 i j 。；旦：曼 2 3 7 。2 r o 2 一r 2 37 e r = i o r = e 2 3 8 址南要= 一旭三 ：珊 e f o 兰- ，量2 j q e 2 。4 0 式中q 称为谐振电路的品质因数： d ：型：l 2 - 4 1 r 脚o c r 谐振时流过电路的电流和外电源电压同相，因此电路的功率因数c o s l o = 1 即； 1 7 勉 弱 小 撇 | 耄 ! 三 蜥 埘 华北电力大学工程硕士学位论文 r 瞄伊2 ；2 2 4 2 固定l ，c 和r 值不变，使外电源的频率由0 到一变化，则电路中的电流、电压和阻 抗的变化情况如图2 1 3 所示图中的这些曲线称为谐振曲线当u = 0 时，相当予 直流电流，因受到电容的阻挡，电路中的电流为0 ，全部电压加在电容上。当u 逐 渐增大时，容抗x c 逐渐减小，而感抗x l 逐渐增大，但在谐振前( x l ，电路呈容性，电流i 随u 的增大而增加。当电路达到谐振时，电流i 达 到极大值，这时x c = x l ，e c = e l ，c o s 妒= l 。电路呈阻性。继续增加，则因x c f o 时，负载支路的电压1 1 0 超前负载支路的电流i o ，感性状态 f o 时，负载支路的电压l l o 滞后负载支路的电流i o ，容性状态 凡 当r s 2 皿且 z p y l 当厂 尼时，i z l 2 p 躬p 图3 - 3 实际电感的集总阻抗模型 3 2 有源器件 3 2 1 快恢复二极管( f r e d ) 在过去的十几年中，电源电路发生了很大的变化，各种电路都能提高开关频率。 以降低磁芯的体积和重量。这些变化深受各种新型的功率开关元件，如m o s f e t 和 i o b y 的影响。然而，各种拓扑中都需要快速二极管流过无功电流，或者用于整流 ( 如果需要的输出是直流电压的话) 。这时，二极管的开关特性必须与晶体管的开 关特性相匹配，在开关电源、变频器和高频感应加热的逆变器中，都用到了这种快 恢复二极管。二极管的导通特性和动态特性对功率损耗、效率和整机运行的安全程 度都有很大的影响。我们以现在市场上流行的外延生长型快恢复二极管( f r e d ) 为例 简要讨论快恢复二极管的开关过程。 图3 - 4 为典型的f r e d 二极管开关电流电压曲线。在正向导通时的n - 外延层的 华北电力大学工程硕士学位论文 电阻率由于过量少子( 这种情况下是空穴) 的注入大大的减小了，这时如果二极管中 的电流换到另一个开关，二极管不能立刻恢复它的反向阻断能力，直到过量存储的 电荷全部去除掉，这个过程只能通过电子与空穴的复合或者说是反向流过二极管的 电流。虽然理想的二极管的这种反向恢复电流为零，但是实际上这种p n 结复合的 电荷通过形成一个复合中心向n 夕h 延层注入电子形成的，这种复合的电荷被复合中 心加速。这种复合的最终结果是存储的电荷被反向电流所复合并抽取，形成了一个 负向的电流脉冲，这个脉冲被称为二极管的反向恢复电流。当反向恢复电流达到最 大值【i r m ) 时，p n 结产生自由载流子的区域才开始承受反向电压，因为它决定了将 产生的电压峰值和换流时的d v ，d t 。 在耐压要求低于6 0 v 时，通常选用肖特基二极管，目前一些新型的肖特基二极 管反向阻断电压可达3 0 0 v ；当耐压要求高于6 0 0 v 时，就只能选用f r e d 型二极管 了。 图3 - 4 典型p r e d 二极管的开关电流电压曲线 3 2 21 6 b t 的结构与特性 一i g b t 的结构 绝缘栅双极晶体管( i g b t ) 是由一个场效应管和一个g t r 以达林顿方式组合，所 以i g b t 既具有场效应管输入阻抗大驱动功率小的优点，又具有g t r 通态电流大的 特点。其简化等效电路如图3 5 所示。 图3 - 5i g b t 简化等效电路 2 6 华北电力大学工程硕士学位论文 i o b t 是以o t r 为主导件，m o s f e t 为驱动件的达林顿结构，i o b t 的开通和关 断是由门极电压来控制的。当门极电压加正电压时，m o s f e t 内形成沟道，并为p n p 晶体管提供基极电流，从而i g b t 导通。在门极上加负电压时，m o s f e t 内的沟道 消失，p n p 晶体管的基极电流被切断，i g b t 关断。 二i g b t 的工作特性及安全工作区 在高频逆变电源中，需要对i g b t 的特性有全面的了解才能设计出可靠的驱动 和保护电路，这是设计高频逆变电源很重要的一环，图3 - 6 是i o b t 的开关过程 在调试高频逆变电源驱动电路过程中，由于缺乏对i o b t 的特性了解，出现过驱动 波形不正常，i g b t 被烧毁的现象。i o b t 的损坏机理一般分为以下几种情况： 1 、超过热极限。器件短路时的功耗将导致器件芯片温度迅速上升，若温度超 过2 5 0 ，由于芯片材料硅的本征化将会导致i g b t 迅速热击穿而损坏。 2 、发生擎住效应【2 2 l 。i g b t 结构上存在寄生晶闸管，在极大的短路电流下关断 i g b t 时极易发生动态擎住导致器件损坏。 3 、器件过压击穿。大电流下关断i g b t 时，极大的d i d t 在回路电路中产生的关 断电压尖峰有可能使i g b t 因雪崩击穿而损坏。 l l 一 9 0 u _ l l y , u _ i 9 0 i “ l 泓i “ 耳c l o 图3 - 6i g b t 的开关过程 i g b t 短路时的安全工作特性由短路安全工作区( s c s o a ) 来表述。图3 7 为富士 电机公司i g b t 的短路安全工作区，i g b t 是不能持续工作于短路安全工作区的。富 士电机公司明确将短路安全工作区称为非重复区，而将反偏安全工作r 又( r b s o a ) 称 华北电力大学工程硕士学位论文 为重复区，i g b tt 作于短路安全工作区的时间是有限制的。因此，不能认为凡是 小于1 0 9 s 的短路过流电流脉冲对i g b t 均是完全安全的。在短路期间强大的电流脉 冲将会缩短i g b t 的使用寿命并有可能最终导致不可恢复性损坏，该脉冲宽度越窄 越好，在i g b t 短路时保护电路应尽快动作 图3 7i c , b t 安全工作区 三i g b t 的驱动要求 i g b t 的特性和驱动条件密切相关。正偏置电压u o e 增加，通态电压下降，开 通能耗e o n 也下降。如果u g e 固定不变，导通电压将随漏极电流增大而增高，开通 损耗将随结温升高而升高。负偏置电压u g e 直接影响i g b t 的可靠运行，负偏电压 升高时漏极浪涌电流明显下降，对关断能耗无显著影响。门极电阻r g 增加，将使 i g b t 的开通和关断时间增加，因而使开通与关断能耗均增加，而门极电阻减小， 可能引发i g b t 误导通，同时r c 上的损耗也有所增加。所以i g b t 的关断特性将随 基极驱动条件而改变。 经过实际调试并结合i g b t 的原理及特性，得出驱动要求如下： l 、i ( 3 b t 是电压驱动，有一个2 5 5 0 v 的阀值电压，容性输入阻抗。i g b t 对 静电聚集敏感，驱动电路必须可靠，要保证有一条低阻抗放电电路，驱动电路与i g b t 的连线要短。 2 、用内阻小的驱动源对栅极电容放电，以保证栅极控制电压有足够陡的前后 沿，使i g b t 的开关损耗尽量小。另外，i g b t 开通以后，栅极驱动源应能提供足够 的功率，使i g b t 不致于退出饱和而损坏。 3 、驱动电平+ u o e 必须综合考虑。+ u t ；e 增大时，i g b t 通态压降和开通损耗均 下降，但负载短路时的i c 增大，i g b t 能承受短路电流的时间减少，对其安全不利， 因此在有短路过程的设备中u g e 应选的小些，一般选1 2 1 5 v 。 华北电力大学工程硕士学位论文 4 、在关断的过程中，为尽快抽取p n p 管中的存储电荷防止误导通，须增加一 负偏压u g e 但它受i g b t 的g e 间最大反向耐压限制，一般取5 v 左右。 5 、当引线电感较大时，i g b t 的关断时问不能太短，以限制d i d t 所形成的尖峰 电压，确保i g b t 的安全。 6 ，i g b t 用于高压场合，所以驱动电路和控制电路在电位上应严格隔离。实验 调试的时候就发生过使用无隔离示波器测量两路驱动信号时发生主控制电路共地 直通，烧毁i g b t 和控制电路的现象。 华北电力大学工程硕士学位论文 4 1 整体框图 第四章主电路及控制策略 感应加热电源采用交流一真流一交流的变频原理，三相5 0 h z 输入电压经过 整流器( 采用三相桥式晶闸管全控整流电路) 成为脉动的直流电压，再经过滤波 器成为平滑直流电压，以满足并联逆变器的工作要求，逆变器( 采用单相i g b t 桥 式逆变电路) 利用开关器件的开关作用将直流能量变成不同频率的交流能量供负 载使用。本设计逆变采用并联谐振结构。其整体结构框图如图4 - i 所示 图4 - i超音频感应加热系统整体结构框图 图中以u d 为中心分为整流电源和逆变振荡两部分，整流部分通过电流p i 调节 器和电压p i 调节器实现了电压稳定调节和电流限制调节，并有故障检测及显示。逆 变振荡部分利用单片机实现他激转自激转换及产生逆变驱动信号。1 2 0 】 4 2 主电路及控制、保护 4 2 1 感应加热电源频率和功率的选择 本设计主要针对交联聚乙烯电力电缆生产过程中交联电缆铜导体预热适用的高 频电源。按照杭州电缆厂厂家要求的电缆生产条件： i 、加热对象：铜，多股导线； 2 、最大加热温升：1 4 0 ； 3 、工作方式：连续工作； 4 、最大工作速度：如表1 1 ； 5 、感应器规格为：感应器最大高度5 0 0 m m 。 由于加热性质属于透热方式，并且运行速度较慢，假设在感应器长度为5 0 0 m m 华北电力大学工程硕士学位论文 的情况下，铜芯电缆1 2 0 0 m m 2 的运行速度为1 5 m m i n 时，铜缆在感应加热器中被 加热的时间为2 4 s ，由于铜材具有良好的热传导性能，在较小的功率密度下，经过 较长时间的热传导，铜导体的径向温差很小，因此选择频率的基本条件一一电流透 热深度在本设计中不起决定作用 由于铜材属于非导磁材料，耦合较松，要保证加热性能和提高电源耦合效率， 应采用较高频率。综合分析选择技术上成熟的、设备工作可靠的高频电源对铜缆进 行感应加热，确定设计电源频率为3 0 k h z ，采用i g b t 构成的并联逆变器的感应加 热电源的方案。 按照负荷来确定加热电源的功率。首先计算铜导体感应加热所需功率，截面积 规格1 2 0 0 r a m 2 的铜导体，生产过程中运行速度为1 5 w d m i n ，照此计算： 每秒在加热管中运行的铜缆体积为： v = s l = 1 2 0 0 x1 5 0 0 6 0 = 2 5 0 0 0 ( m m 3 净3 0c m 34 - 1 铜的比重是：8 8 9 9 c m 3 ，则有每秒通过的铜的质量为： m = 3 0 x 8 8 9 = 2 6 6 7 ( g ) 通过的铜缆加热到1 4 0 所需要的功率为； p 3 = m c a t = 2 6 6 7 x o 1 1 3 x 1 4 0 ( 0 2 4 x 1 ) = 1 7 6 ( k w ) 4 - 2 。 2 2 4 t 、 由于铜为非导磁材料，耦合效率较低，取耦合效率为n2 = o 5 ，则有加热电源 的输出功率为： p 2 = p 3 n2 = 1 7 6 0 5 = 3 5 2 ( k w ) 4 3 加热电源整机效率可以取nl = o 9 ，则加热电源所需功率为： 丑= 鲁= 等c 一- 4 按照上述计算方式计算8 0 0 m m 2 和3 0 0 m m 2 铜导体的感应加热所需的电源功率 分别为3 5 2 k w 和1 7 k w 。 按照最大工况为加热电源的工况的8 0 考虑，则选择电源实际功率应该不小于 4 9 k w 。按照电源设备规则，从保证设备运行稳定性角度考虑，加大电源配置是提高 设备运行可靠性的最有效措施：另外所选参照为截面积规格一般小于1 2 0 0 m m 2 的交 联电缆铜导体中，效率会进一步降低，所以可以选择7 5 k w ，3 0 k k h z 或者 l o o k w 3 0 k k h z 的超音频电源方案。本设计按照1 0 0 k w ，3 0 k h z 的超音频电源方案进 行设计。 华北电力大学工程硕士学位论文 4 2 2 主电路 由上述分析，设计主电路图如图4 2 所示，采用晶闸管三相全控桥式整流电路， 电感滤波组成输出电压可调直流电流源；由i g b t 单相逆变桥换成高频电流，供给 并联谐振负载电路，实现1 0 0 k w 交联电缆铜导体感应加热电源的设计。整体控制采 用单片机为控制核心，充分利用单片机的智能化，构成功能齐备的控制和保护措施。 由单片机构成的控制体系来完成自动认相和整流电路的触发，并来完成逆变控制的 他激自激转换、频率修正和频率显示以及相关保护功能。 【 l m 一z 一 ! nn 1 i 、 ：i 、 、q 吲 丁 = 冀。j - 伯z旮f 。由；一 。倒牖： 削一。： 卜乒少 fi 尸、。? 勺 丑、1 i - t -厂、“ j ： 瑚：划 剿斗降 w e * 、 瓢诗划i 翱辛! 二 一 竹t 旦， 圈4 - 2 感应加热电源电气原理图 4 2 3 电源装置输出功率调节 电源装置设备的输出功率即逆变器的输出功率，可以用下式表示： ip。=u|r。45 式中：u l 一一负载电压即槽路电压 。一一并联谐振负载回路的交流等效阻抗 对于并联负载逆变器，当不考虑换相重叠角y 时，其糟路电压和直流电压的关系为： ul=11iuscos伊4-6 式中：u d 一一整流桥输出直流电压平均值 p 一一逆变器输出电压和电流的夹角 c o s 舻一一并联负载功率因数 3 2 华北电力大学工程硕士学位论文 因此通过调节整流桥输出电压u d 的大小，即可调节超音频电源的输出功率， 而整流输出电压是通过控制整流晶闸管移相角来调节的，因此电源的输出功率调节 可通过改变整流晶闸管触发移相角来实现。 4 2 4 整流侧控制 整流侧控制由m c s 5 1 系列单片机为核心，配合外围电路构成整流触发控制调 节系统。采用单片微机控制技术结合晶闸管换流技术，配合双闭环p i 调节器组成设 备的恒功率控制、保护等核心控制环节。 在电流型感应加热电源中，输出功率的调节是通过调节输出电压来调节的，由 于过流保护选用了拉逆变，因此本文的整流器采用三相全控整流方案，通过控制晶 闸管导通角度控制整流输出电压，这种控制电路简单成熟，控制方式简单。控制电 路采用电流电压双闭环的策略。 由前述可知，改变全控整流桥晶闸管触发延时角a 的大小，即可控制整流输出 直流电压平均值的高低，从而控制设备输出功率大小。由于p l 调节器为无静差的调 节器，因此给定与反馈在静态时相等，当设备负载发生变化时，都会由于双闭环p i 调节器通过取样电压、电流作为反馈信号，闭环调节电压电流大小，确保电压电流 输出值不会超过设备设定的限压值和限流值，从而达到精确的限压限流效果。 当设备负载过重，使得工作电流超过额定值时，由于电流反馈的作用，使得整 流桥的晶闸管触发延时角。增大，输出直流电压平均值降低，而工作电流被限制在 设定的最大工作电流值，从而达到限流的功能。同样，电压调节过程通过检测输出 电压，由p i 调节器自动调节a 角大小，从而保持输出电压稳定，最大输出电压将根 据设定电压反馈值大小达到限压功能。 当设备发生逆变桥或负载短路、开路引起过流、过压时，整流控制系统通过触 发开通电压保护单元的可控硅，使逆交输入端短路( 此时逆变桥i g b t 电流、电压 降为零) 同时整流侧保护、调节系统将整流桥晶闸管触发脉冲推入有源逆变区， 使整流桥工作于有源逆变状态，从而使主电路电流迅速下降，设备停止工作，达到 设备保护的目的。 为了可靠地触发晶间管，本设计采用了脉冲宽度为1 2 0 度的宽脉冲强电流触发， 触发脉冲前沿峰值电流达到1 a ，尾部触发电流幅度大于3 0 0 m a ，可以触发任何规 格的晶闸管，而不必考虑其触发电流的分散性，触发脉冲实际上是由6 个脉冲列组 成的，每个波形相差6 0 0 电角度。 4 2 5 逆变器控制与起动 逆变控制主要功能为实现逆变器起动、负载频率自动跟踪，为逆变器功率器件 3 3 华北电力大学工程硕士学位论文 提供可靠的驱动脉冲以及与整流侧控制配合，在设备内部和外部出现异常时，通过 控制整流桥的输出电压以确保设备安全。本设计采用单片机技术来完成主要功能， 其逆变控制电路原理框图如图4 3 所示 图4 - 3 逆变控制电路原理框图 取之于槽路电容的电压信号，经过零比较电路后获得方波信号( 频率自动跟踪 定时原则) 。逆变器工作前，由于负载上电压、电流均为零，因此无法获得起动时 所需的自激信号。本设计采用他激起动，逆变器起动后，当电源输出电压达到菜一 ( 阀值) 时，电平检测电路输出翻转，使电子开关输出由他激信号转换成自激信号， 从而完成逆交器起动过程。分相和驱动电路形成逆变桥1 0 b t 正确的驱动脉冲。 4 2 5 1 他激转自激零压起动 逆交器正常工作时，逆变触发脉冲的控制信号取自负载槽路，工作于自激状态， 然而当逆变器尚未投入运行时，无法从槽路取得控制信号，所以必须设置逆变启动 控制电路一般逆变器的起动采用两种方法，一种为他激起动，其原理是先让逆变 触发器发出频率与负载振荡回路的谐振频率相近的脉冲，去触发逆变桥功率元件， 使负载回路逐渐建立起振荡后。再由他激转成自激工作。采用此法所需设备简单， 可大大降低装置的造价。但是，必须预先知道负载的谐振频率，并且在更换负载时， 要重新校正起动频率，使之和负载频率相近。因此此法适用于负载稳定的情况，而 不适宜于负载变动大的场合。另一种起动方法为自激起动，其工作原理为预先给负 载谐振回路中的贮能元件( 电容器或电感) 充上能量，然后在谐振电路中产生阻尼 振荡，从而使逆变器起动。此法线路复杂，起动设备较庞大，由于是从振荡衰减中 华北电力大学工程硕士学位论文 取得谐振频率，因此对于品质因数q 值较低的情况下，预充电的能量消耗太快，振 荡衰减太快，起动就很困难。 图4 4 他激转自激切换电路框图 我们采用了一种零压起动限幅的他激转自激的方案，该方案是三伊天星公司的 成熟技术方案。如图4 4 ，该方案的原理是将整流器直流输出电压从零开始逐渐升 高到一定值，并辅之以他激方式触发逆变器，当检测槽路电压电流信号达到某一值 ( 阈值) 时，表明槽路电压已正常建立，频率自动跟踪电路再投入工作，设备正常 运行。如果检测槽路电压电流信号一直达不到所设定的阈值，则整流器的直流输出 电压将一直限制在某一比较低的值，不会随外部调节给定的增加而加大。可见，在 这种方式下，与自激起动法不同，负载回路不再需要预先用外加直流电源提供能量 激起振荡，而是直接由逆变器提供能量，当起动完成之后，逆变器输入端直流电压 才会随外部给定的增加而上升当然，他激频率不能是一成不变的，要随负载的变 化作相应改变，否则起动便不易成功。这种起动方式起动方便、成功率高，即使起 动失败由于电压是从零逐渐升高并且电压值被限在到一相对低的值，因此也不会引 起大的冲击电流，不会损坏元器件。 利用锁相环形成相位反馈控制系统，其特点是实现对输入信号频率和相位的自 动跟踪。它跟踪固定频率的输入信号时没有频差，跟踪频率变化的输入信号时精度 也很高。锁相环的结构如图4 5 所示，它包括三个部分：鉴相器p d 、低通滤波器和 压控振荡器v c 0 。 t n n 2 龋 图4 - 5p l l 锬相环工作原理图 图中n 1 n 4 为逆交器中i g b t 元件的栅极。 鉴相器p d 的输入信号有两个，一个是负载反馈信号，一个是锁相环的输出反 馈信号，这个两个信号经过鉴相器产生一个对应于两个信号相位差的电压信号。电 华北电力大学工程硕士学位论文 压信号通过低通滤波器l p f 进行滤波。低通滤波器又称为环路滤波器，是一种由电 阻和电容组成的线性滤波电路，其作用是滤除误差信号电压中的高频扰动信号，保 证环路具有良好的动态性能，提高系统的稳定性和带载跟踪能力，滤波器的输出信 号加到压控振荡器的输入端，使得压控振荡器的输出信号频率根据输入电压的大小 向负载反馈信号频率逐步靠拢，相位差逐步减小，使得反馈信号和输入信号频率差 越来越低，壹至频差完全被消除，这种状态称为信号锁定状态。锁定状态下输入信 号和锁相环反馈信号相位相同。 4 2 5 2i g b t 驱动电路 图4 6i g b t 驱动电路图 由于i g b t 是电压控制型器件，对于1 0 0 k w 3 0 k h z 的设备来讲，应用频率较高， 3 6 华北电力大学工程硕士学位论文 功率大，这样就要求有较大的驱动功率，而目前市场上驱动芯片很难满足要求。为 此，我们采用了由三伊天星公司协助设计的由单片机控制的驱动电路，该电路不仅 满足驱动基本要求，而且驱动频率最高可达上百千赫兹。由于并联逆变器实质是电 流型逆变器，为防止逆变桥开路引起过电压，上、下桥臂功率模块驱动信号需一重 叠导通时间。我们将这一重叠时间设计在驱动电路中，并且重叠时间做成可调整方 式，最大限度地解决了驱动信号时间补偿问题。这样也简化了控制电路，大大提高 了系统抗干扰能力。 4 2 6 电源保护 电源的保护功能是针对电源的各种异常情况和故障而设计的，除控制电源故障 和欠水压保护等常规保护外，主要有过流保护和过压保护。 由于逆变侧器件比整流侧器件耐冲击能力要差一些，因此无论是过流保护还是 过压保护，首要措施都是把逆变侧输入端短路，由于直流侧平波电抗容量较大，短 路电流上升缓慢，对整流侧冲击不会太大，从而为保护逆变侧赢得时间。利用三相 全控整流桥a 9 0 。进入向电网反馈能量的逆变工作状态，实现电源的故障快速保 护。 当电源逆变器输出负载短路或逆变控制驱动电路工作不正常时，均会出现逆变 桥输入端短路现象，从而引起电源的短路过流，过电流保护电路监视三相交流进线 电流，当电流超过整定值时，使整流桥触发移相角增至大于9 0 0 ，使之迅速进入逆 变工作状态，同时综合故障指示灯亮。 逆变桥短路时，整流桥拉逆变过程中最大短路电流值i d 。与整流输出电感量大 小及出现逆变桥短路时刻工作状态有关，一般设计时使i d 。不超过额定工作电流的 三倍。由于全控电力电子器件i g b t 过载能力比半控型器件晶闸管低，所以即使是 三倍的额定工作电流对i g b t i 作也有损害，为此本设计在逆变桥输入端并接保护可 控硅，当出现过流时，整流侧拉逆变同时开通保护可控硅，由于保护可控硅导通后 压降( 1 5 v 左右) 远远低于i g b t 桥臂导通压降，i g b t 电流马上转移至保护可控 硅支路，使i g b t 流过的短路电流无过冲。 过电压保护电路用于保护送变功率器件i g b t 免受过电压的损坏，如图4 7 所 示电流型逆变器由于直流输出存在大电感，当逆变器输出端出现开路时( 负载开 路或逆变控制驱动电路工作不正常时会出现) ，电感上贮存能量无通路释放，逆变 器会出现瞬时过电压。本设计在逆变器输入端并接过压保护用电压钳位电路，当逆 变器输入端出现开路时，由钳位电路为电感能量提供释放通路，并限制逆变器输入 端电压上升率，检测输入端电压超过设定值时产生触发脉冲使保护可控硅开通，而 保护可控硅导通后，逆变器输入端变成短路状态，从而有效保护了过压对i g b t 的 j 7 华北电力大学工程硕士学位论文 冲击，过压转换成过流，如前所述将整流桥拉入有源逆变状态并自动停机报警。 j v 0 2 szv 0 3 sj r r 丑蛞喁 弋 1 0t 4 3 主要元器件计算与选择 4 3 1 电源元器件计算与选择 图4 7 过压保护 逆变毒 l i l l f i i i i l i 按照需方要求条件进行元器件的计算选择，已知输入三相交流电为u i = 3 8 0 v ， 频率5 0 h z ；铜导体感应加热电源逆变器输出频率取为3 0 k h z 。 rr ( 1 ) 计算整流输出直流电压“d 。 =135ucos口(v)4-7 当取q = 0 时，电压最高，既= 1 3 5 x 3 8 0 = 5 1 3 v 考虑到元器件和线路的压降，取以，= 5 0 0 v ( 2 ) 根据输出功率，考虑逆变器的变换效率r = o 9 ，要求整流器的输出功率为： 办= 鲁= , 0 0 0 9 = l l l ( 女) 玎 u y 故整流器的输出电流： l = 芒= 等= 2 2 2 ( 舢 4 - 8 4 。9 华北电力大学工程硕士学位论文 ( 3 ) 由此计算进线电流。 1 1 = o 8 1 6 l = 0 8 1 6 x 2 2 2 = 1 8 1 ( a ) 4 1 0 ( 4 ) 迸线开关k 的选择。根据进线电流额定值1 8 1 a ，选用2 0 0 a 等级的自动 空气断路器，其过流跳闸值应为1 1 1 = 1 1 x 1 8 1 = 1 9 9 ( a ) 可整定在2 0 0 a 。 ( 5 ) 熔断器f u 的选择。一般应选用和工作电流尽量接近的快速熔断器。因为 进线电流有效值为1 8 1 a ，因而可选用2 0 0 a 的快速熔