（电力电子与电力传动专业论文）高功率密度通用型适配电源研究.pdf

s u b j e c t ：d e s i g no fh i g hp o w e rd e n s i t yf o ru n i v e r s a la d a p t e r s p e c i a l t y ：p o w e re l e c t r o n i c sa n dp o w e rt r a n s m i s s i o n n a m e ：w a n gy i y o u i n s t r u c t o r ：w e il i a b s t r a c t ( s i g n a t u r e ) ( s i g n a t ur e ) a st h e l a p t o ps m a l l e r , l i g h t e ra n dm o r e p o w e r f u l ，i t i s n e c e s s a r yt od e v e l o p n e x t g e n e r a t i o na d a p t e rw i t hg r e a t e rp o w e ro u t p u t ，s m a l l e rs i z e ，m o r ep o r t a b l e b e s i d e s e n e r g ys h o r t a g eh a sm a d ea l lo v e rt h ew o r l dh a v ei n t r o d u c e dt h er e l e v a n ts t a n d a r d st or e s t r i c t t h ee f f i c i e n c yo ft h ep o w e ra d a p t e r i n a d d i t i o n ，a d a p t e r s c a l lb ec o m p a t i b l ew i t ha l l n o t e b o o k sw h i c ha l et h en e x t - g e n e r a t i o nn o t e b o o kp o w e r s u p p l yr e q u i r e m e n t s t h i sp a p e rf o c u s e so nah i g h p o w e rd e n s i t yf o ru n i v e r s a la d a p t e r 。t h et w o s t a g e s t r u c t u r eo fp f c + l l cr e s o n a n tc o n v e r t e ri s c h o s e nb a s e do nt h ec o m p a r i s o no fs e v e r a l s c h e m e s ap r o t o t y p ew i t hh i g hp o w e rf a c t o r , w i d eo u t p u tr a n g e ，h i g he f f i c i e n c y ，s m a l ls i z e a n du n i v e r s a la d a p t e ri sc o m p l e t e d i nt h i sp a p e r , c a l c u l a t et h ev a l u e so f c o m p o n e n t si np o w e rs t a g eo fc r mm o d ep f ca n d d e s i g no fc o n t r o l l i n gc i r c u i tb a s e do nl 6 5 6 3a r ed i s c u s s e df i r s t l y a n dt h e n , t h ep r i n c i p l e so f l l cr e s o n a n tc o n v e r t e r sa l ei n t r o d u c e d t h eg a i nc h a r a c t e r i s t i co fl l c r e s o n a n tc o n v e r t e ri s a n a l y z e du s i n gf u n d a m e n t a la p p r o x i m a t i o nm e t h o di nd e t a i l ad e s i g n s t r a t e g vf o rl l c r e s o n a n tc o n v e r t e rw i t hw i d eo u t p u tr a n g ei sp r o p o s e di nt h i sp a p e r a l s o ，d os o m el o s s a n a l y s i so nt h ec o n v e r t e rs oa st of i n dt h ew a yt oi m p r o v et h ee f f i c i e n c yo fc o n v e r t e r a9 0 w p r o t o t y p eo f9 0 v - 2 6 5 va ci n p u ta n d16 钐17 杉19 va n d2 0 vd co u t p u t a d a p t e ri s c o m p l e t e d ，a n dt h ee x p e r i m e n t sr e s u l t sv e r i f yt h a ts c h e m ec a nf u l f i l lt h ed e m a n d so fa d a p t e r f i n a l l y , t h r o u g ht h ea n a l y s i so fe x p e r i m e n tr e s u l t s ，i m p r o v i n gd i r e c t i o n sa r ep o i n t e do u t k e yw o r d s ：a d a p t e r a p f c l l cr e s o n a n tc o n v e r t e r h i g hp o w e rd e n s i t y a n a l y s i so fl o s s t h e s i s ：a p p l i c a t i o nr e s e a r c h 西姿甜，技大学 学位论文独创性说明 本人郑重声明：所呈交的学位论文是我个人在导师指导下进行的研究工作及 其取得研究成果。尽我所知，除了文中加以标注和致谢的地方外，论文中不包含 其他人或集体已经公开发表或撰写过的研究成果，也不包含为获得西安科技大学 或其他教育机构的学位或证书所使用过的材料。与我一同工作的同志对本研究所 做的任何贡献均已在论文中做了明确的说明并表示了谢意。 学位论文作者签名：互又友日期：弘哆华矿 学位论文知识产权声明书 本人完全了解学校有关保护知识产权的规定，即：研究生在校攻读学位期间 论文工作的知识产权单位属于西安科技大学。学校有权保留并向国家有关部门或 机构送交论文的复印件和电子版。本人允许论文被查阅和借阅。学校可以将本学 位论文的全部或部分内容编入有关数据库进行检索，可以采用影印、缩印或扫描 等复制手段保存和汇编本学位论文。同时本人保证，毕业后结合学位论文研究课 题再撰写的文章一律注明作者单位为西安科技大学。 保密论文待解密后适用本声明。 学位论文作者签名：互义友 指导教师签名：歹移力 矽叶年严勇矽日 i 1 绪论 1 绪论 1 1 适配电源的发展与趋势 近年来，电子产品，如笔记本电脑、液晶电视、液晶显示器、数字录象机、数码相 机、个人数字助理( p e r s o nd i g i t a la s s i s t a n t ，p d a ) 、手机、游戏机、随身听等迅速发展， 其中绝大多数需要低压直流电源为其供电或为其机内电池充电。为了从市政电力的交流 系统中获取电力，两者之间必须有a c d c 的转换装置，这就是适配电源( 电源适配器) ， 如图1 1 所示。它是将交流电网的交流电变换成电子产品所需要的直流电压，其所需要 电压一般较低( 几伏到十几伏) 、功率较小( 几瓦到一百多瓦) 。为了满足电子产品能在全 球范围内使用，要求适配电源的输入电压范围为全球电压输入范围( 9 0 2 6 5 v a c ) 。 图1 1 适配电源示意图 在2 0 世纪七、八十年代，适配电源采用线性电源技术，如图1 2 所示。交流电压经 过工频变压器变压后得到较低的交流电压，通过全波整流电路、滤波电路和稳压电路， 然后得到稳定的直流电压输出，其中稳压电路的调整管工作在放大状态。 丁 全 厶 频 十 波滤稳 变 l 一一_ 。 整 波卜。压 入 。ll i v 7 压i 一7流 i r r 电 l r 电 i r 电 路路 器 路 图i 2 线性直流电源组成方框图 线性电源稳定度较高、输出电压纹波较低，没有e m i 干扰的问题。但线性电源存 在以下缺点： ( 1 ) 它需要工频变压器，电源体积和重量较大； ( 2 ) 输入电压电磁干扰( e l e c t r om a g n e t i ci n t e r f e r e n c e ，e m i ) 范围很窄； ( 3 ) 稳压电路中的调整管工作在线性放大状态，损耗较大，效率很低( 3 5 左右) ，需要较 大的散热片。 2 0 世纪5 0 年代，美国宇航局以小型化、重量轻为目标，为搭载火箭开发了开关电 西安科技大学硕士学位论文 源。开关直流电源组成的方框图如图1 3 所示。交流电压经过全波整流电路和滤波电路 得到较为稳定的直流电压，再经过直直变换器得到需要的直流稳压电源。其中直直变换 器中的功率管工作在开关状态。在近半个多世纪的发展过程中，开关电源因具有体积小， 重量轻、效率高、发热量小、性能稳定等优点而逐步取代传统的线性电源。 全 波滤 直 i 。 整 十 波卜。 直 i 4 变 il iv 7 流 i r 电 i r 换 j r i 电 路 路 器 图1 3 开关直电源组成方框图 进入2 0 世纪9 0 年代，开关电源在电子电器设备、家电领域得到广泛应用，开关电 源技术进入快速发展期。应用领域的扩大对电源提出了更高的要求，如今，用户不仅要 求高效率，还要求尺寸更小、更加灵活、系统成本更低。开关电源技术追求和发展的趋 势可以概括为四个方面： ( 1 ) 是高功率密度，即小型化、轻量化、高频化，开关电源的体积很大程度上是由储能元 件决定的，即磁性元件和电容，在一定的范围内，频率的提高可以有效地减小电容、电 感和变压器的体积，还能抑制干扰，改善系统动态性能； ( 2 ) 是高可靠性，开关电源的元件数目比连续工作电源少很多，相比之下可靠性大大地提 高，所以集成度越高，系统可靠性越高，这样不仅解决了电路复杂、可靠性差地问题， 也增加了保护功能，简化电路，提高平均无故障时间； ( 3 ) 是低噪声，由于开关电源的缺点之一就是噪声大，所以单纯地追求高频化，噪声也随 之增大，因此要尽可能降低噪声，部分谐振转换回路技术可以在提高频率地同时有效减 小噪声； ( 4 ) 是采用计算机辅助设计，要是电源各方面性能达到最优，必须通过大量的试验，而计 算机辅助设计可以大大减小设计过程的工作量。 1 2 适配电源相关标准 作为一个电源产品，适配电源受到电源能效标准和谐波标准的限制。此外还要考虑 在各种异常状况下的工作，同时提供相应的保护。这些要求决定了适配电源的性能参数。 ( 1 ) 能源之星( e n e r g ys t a r ) ：如同所有的能源标准一样，能源之星【lj 是一个标签项目， 它依赖根据既定方法测试其产品并报告结果的公司。一个满足或超过基本能源指标的产 品可以标上一个指示其能效特征的特殊标签。该产品还可以列名在能源之星网站上，便 于消费者对比性能大致相同的产品，进而选择能效较高的产品。能源之星对输出功率小 2 1 绪论 于等于2 5 0 w 单路输出a c d c 外部电源的效率规定如下： 表1 1 能源之星对工作状态下的能源利用效率标准 标称输出功率( p o ) 工作状态卜的最低平均效率( 用小数表示) 0 p o l w 1w p o _ 4 9 w 0 4 8 0 x p o + 0 14 0 【0 0 6 2 6 幸l n ( p o ) + o 6 2 2 0 8 7 0 能源之星对空载状态下的效率要求如下： 表1 2 能源之星对空载状态下的能耗标准 标称输出功率( p o ) 空载状态下的最大功率 0 p o 5 0 w 5 0 w _ p 0 5 2 5 0 w 0 3 w 0 5 w ( 2 ) 功率因数校正与谐波电流限制标准：开关电源中由于功率管工作在丌关模式，会产生 电磁干扰问题，同时由于交流电网直接接到整流桥和滤波电路上，在电网的半个周期内， 只有在输入电压的峰值时间才有输入电流，导致电源的输入功率因数( p o w e rf a c t o r ，简 称p f ) 8 1 曼低( 大约为0 6 ) 。该电流中含有大量电流谐波分量，对电网产生谐波“污染”。随 着用电设备的日益增多，谐波污染问题引起了越来越广泛的关注。 功率因数的定义是输入功率的平均值与输入视在功率的比值【2 j ，对于输入是正弦电 压的交流电，其功率因数可以定义为失真因数与相移因数k 的乘积，如式( 1 1 ) ，其 中失真因数k d 定义为输入电流基波的有效值与输入电流有效值的比值，如式( 1 2 ) ，相 移因数k q 定义为基波电流与基波电压相位差的余弦值，口为基波电流与基波电压的相 位差，则k q 的定义式如式( 1 3 ) 。另外，总谐波失真度t h d 也是衡量输入电流很重要的 一个参数，其定义如式( 1 4 ) 朋= 蒜纂= 警喝鸣 一 视在功率。，。 一d 一9 耻等 k g = c o s 8 t h d = 1 0 0 = 1 0 0 ( 1 1 ) ( 1 2 ) ( 1 3 ) ( 1 4 ) 由式( 1 2 ) 和式( 1 4 ) 可得失真因数杨与总谐波失真度的关系如式( 1 5 ) 髟：7 喜 ( 1 5 ) 、l + t h d 2 3 西安科技大学硕士学位论文 由式( 1 5 ) 可知，失真因数与总谐波失真度成反比，即总谐波失真度越高，失真因数 越小。图1 4 所示【3 1 的是各种输入电压和电流对应的和k ，其中( a ) 输入电流同输入 电压既有相移又有失真， 1 ，k l ，所以p f i ；( b ) 1 ，k = 1 ，所以p f i ；( c ) k d = i ， k l ，所以p f i ；只有在( d ) d p 硒= 1 ，k = 1 ，才有p f = i 。 ii o ) k d l ，k q l i ( b ) k d 9 0 ( v i n = 2 2 0 v ) 启动时间： 1 5 m s 输出电压纹波： v 0 u t 1 5 由于所设计的适配电源输出功率大于7 5 w ，为满足i e c 6 1 0 0 0 3 2 谐波标准，功率 因数校讵电路是必须的，考虑采用p f c 加d c d c 变换器的两级式结构。适配电源要具 有掉电保持的功能，因此p f c 电路的输出滤波电容要满足保持时间的要求，p f c 输出 电容越大，则后级d c d c 变换器的输入电压变化越小，易于效率优化，但电容的体积 6 i 绪论 会增人，需要进行折衷。由f 有p f c 电路的存在，因此p f c 级输出是一个恒定的电j _ i i ， 而刘于后绒d c d c 变换器来说，是一个恒定的输入电压。设训时心保征往额定_ t 作点 变换器具有较高的效率。肖变换器处j 二掉电保持阶段时，d c d c 绒的输入电压会下降， 此时也婴保证变换器能输卅额定的电r | 、。对于传统的p w m 变换器为了保证在输入电 压最低的时候可以输出颧定电压，需要将此时的与空比设计为允许的最大值。而当输入 电压引高时，占空比会减小。凶此对p w m 变换器f | i 等，往往存输入电压的晟小值处效 率最高，而输入电压上升时，效：瞽下降。此外，对于有源箝何j f 激电路束说，占窄比减 小还会使开关器件的应力l y l 。l l c 谐振变换器则不叫，如果将颥定t 作点设计在谐振 点f r 频率处f f r 是串联谐振电感和谐振电容的谐振频率) ，此时谐振屯流为纯诉弦波，变 换器的效率最高。当输八电压f 降时，通过减小t 作频率仍然可以保证输出电压的稳定， 同时开荑器件的应力保持不变。而且，只要设置 = 作频率f m f s _ f r ，就可以实现丌咒管 z v s 和极管z c s 。此外，l l c 谐振变换器结构简单，易于高频化和集成化，满足适 配电源的高功率密度即小1 9 化要求。因此，奉课题最终确定的9 0 w 笔汜奉适配电源方 案为p f c 缄加l l c 谐振变换器级的两级结构。 15 课题主要研究内容 随着笔记奉电脑越来越小型化、轻薄化，功能越来越强大，下代笔记本 b 脑对笔 记本电腑适配电源提出了更高的要求，如：更夫的输出功率、更小的体积、更好的便携 性；能源的供应紧张也使得世界各地纷纷出台相关标准米限制适配电源的壕低效率；但 是小删品牌的笔谴奉，其使用的笔u 木适配电源并不兼容，甚至同一品牌不同款的笔记 本适配屯源也不兼容，卡要表现在输出电压1 i 同、和接i 不阿。例如：i b m 为1 6 v 、 h p 人多是1 85 v 、a c e r 为1 9 v 、d e l l 的为1 95 v 、s o n y 的是1 95 v 、l e n o v o 的是 2 0 v ：图15 所小为不同笔址奉电脑j 商所用的接口，这就给用户带来了极大的1 ；便。 用户却小得小在更换了另外一台电脑时| 司进也淘汰掉一台适配电源，这样不仅浪费而且 还产生了大量的电了垃圾。设计一款能够兼容各个品牌的笔记本电脑的适配电源也是下 一代笔记本f n 脑适配电源的要求。 魁i5 小蚓笔记本电脑商所川的接1 1 西安科技大学硕士学位论文 本课题主要以设计一款9 0 v - 2 6 5 v 交流输入，1 6 v ( 5 6 2 5 a ) 、1 7 v ( 5 3 a ) 、1 9 v ( 4 7 4 a ) 、 2 0 v ( 4 5 a ) 四档可选输出的笔记本适配电源为研究对象，以兼容市面大部分笔记本的适 配电源，且比现有产品有了更高的效率、更小的体积、更高的功率密度和更好的便携性。 主要研究内容如下： 第1 章为本文的绪论，介绍了本课题的研究背景及适配电源标准和方案的选择。 第2 章主要讨论b o o s t 型p f c 电路的不同模式下的工作原理及临界连续模式下的没 计过程和损耗的计算。 第3 章介绍l l c 谐振变换器的工作原理、用基波分析法对l l c 的稳态特性进行分 析、提出一个宽输出范围l l c 谐振变换器的设计策略，并对丌关器件和磁性元件进行 了损耗计算和分析。 第4 章给出研制的通用型笔记本适配电源的实验波形，并对结果进行分析。 第5 章对这一方案在适配电源中的应用进行总结与展望。 8 2p f c 电路设计 2 1 主电路的确定 2p f c 电路设计 根据谐波限制标准e n 6 1 0 0 0 3 2 ，输出功率大于7 5 w 的电源产品需要采用功率因数 校正技术来限制谐波含量。因此，本案设计的适配电源必需要加入一级的功率因数校正 电路。基于体积、重量、高度和价格方面的考虑，虽然无源功率因数校正技术设计简单， 但不适用。由于现在市场上有源功率因数校正( a p f c ) 的专用芯片种类齐全且数量多，因 此从产品的体积、成本、谐波的抑制效果方面考虑，采用有源功率因数校j 下技术是最佳 方案。 适用于a p f c 的拓扑有很纠6 1 。实现p f c 的方法有许多种，拓扑可采用b o o s t 、 f l y b a c k 、s e p i c 、b u c k b o o s t 等，由于b o o s t 变换器结构最简单，输入电流脉动小，应 用最广泛，所以选择b o o s t 变换器作为p f c 级的拓扑。b o o s t 型a p f c 又可以分为断续 模式( d c m ) 、连续模式( c c m ) 和临界连续模式( c r m ) 。图2 1 说明了这三种模式的工作 原理。 ( a ) d c m 时的电感电流波形( b ) c c m 时的电感电流波形( c ) c r m 时的电感电流波形 图2 1 三种有源功率因数校正技术的原理 d c m 有源功率因数校正技术的优点是所需电感量小，由于电感电流断续，其输入 的峰值电流可以自动跟踪输入电压，通常采用p w m 的调制方式，而且只用单环控制即 可，因此电路结构非常简单，整流二极管不存在反向恢复的问题，但是在同等输出功率 的情况下，d c m 模式的输入电流峰值大，开关管的关断损耗、二极管的开通损耗和器 件电流应力都比较大。因此，一般只用于小功率的场合。 c c m 有源功率因数校正技术的优点是可以用在较大功率的场合，由于电感电流连 续，纹波较小，因此输入滤波简单。c c m 模式存在的问题有：开关管不是零电流开通， 因此开通时的尖峰电流会给开关管带来较大的损耗。由整流二极管反向恢复引起的d i d t 会带来严重的干扰。而且它的控制一般需要输出电压和电感电流两个状态量的反馈，因 此电路结构比较复杂。 c r m 有源功率因数校正技术可以做到d c m 和c c m 两者的折衷。与d c m 相比， c r m 的器件应力较小，应用的功率场合比d c m 更广泛。而与c c m 相比，c r m 不存 9 西安科技大学硕士学位论文 在整流二极管的反向恢复，开关管是零电流开通，且控制电路相对简单。但受到器件应 力的限制，c r m 也不能用在较大输出功率的场合。不过在3 0 0 w 以下，c r m 与其它两 种模式相比，还是具有比较明显的优势。 基于上述讨论，前级功率因数校正电路选用了c r m 的b o o s t 型p f c 。控制芯片选 用s t 公司的l 6 5 6 3 ，它与后级d c d c 电路的控制芯片l 6 5 9 9 之间有握手信号，可以实 现p f c 与d c d c 的协调控制，优化适配电源的轻载和保护性能。 2 2b o o s tp f c 的工作原理 图2 2 是b o o s t 变换器电路图与电感电流临界连续模式的主要波形图。其工作原理 为：在一个开关周期内，电感电流i l b 为零时，此时开通开关管s b ，二极管d b 关断，i l b 由零开始线性增加，当它达到整流桥输出母线的电压采样信号时，关断s b ，d b 开通， i l b 由最大值线性下降到零。整流桥输出电压的一个周期由多个开关周期组成。在每个 开关周期内，i l b 的平均值跟随整流桥输出电压波形，因此实现了p f c 的功能。下面将 详细分析各参数的关系和表达式。 v t 图2 2b o o s t 变换器原理图和主要波形 2 3 电路参数设计 所需要的p f c 电路的参数指标为： 输入电压( v i n ) ：9 0 2 6 5 v a e 电网频率( f ：l e t ) ：4 7 6 3 h z 输出功率( p d c ) ：9 0 w 0 9 5 = 9 5 w 额定输出电压( v o c ) - 3 9 0 v 输出电压纹波v o cp p ： 1 0 m s 最小工作频率：3 0 k h z 1 0 2p f c 电路设计 2 3 1b o o s t 电感的确定 由c r mt 作方式可知【7 1 ，在开关管s b 导通时，有： 华：一i p k ( t ) ( 2 1 ) l j m 开关管关断时有： 掣：丝 ( 2 2 ) l l 够 其中v i n ( t ) 为瞬时输入电压值，t 0 。为开通时间，t o f r 为开关周期内开关关断时间，i p k ( t ) 是一个开关周期内电感电流的峰值。 由( 2 1 ) 式可以得到： = 等 ( 2 3 ) 铲甫 犯3 由( 2 2 ) 式可以得到： 切= 而l x i p k ( t ) ( 2 4 ) 切2 而 电网瞬时输入电流i p ( t ) 与电感电流i p k ( t ) 有如下关系： k ( f ) = 2 x i p ( t ) ( 2 5 ) 根据功率守恒( 考虑转换效率1 1 ) ，有： 圪= - r d c ( 2 6 ) 其中p i 。为p f c 电路的输入功率。 令输入电压为k 。( ，) = x s i n ( o t ) ，输入电流为，o ) = x s i n ( m t ) ，可以得到： 己：犁 ( 2 7 ) 由式( 2 7 ) 可以求得： = 焘 ( 2 8 ) 结合( 2 5 ) 式和( 2 8 ) 式可以得到： 舭m s i 晌) = 警 ( 2 9 ) 由于c r mp f c 在特定输出功率、输入电网电压的条件下，具有恒定的导通时间， 将( 2 9 ) 代a ( 2 3 ) ，得到： 西安科技大学硕士学位论文 ，一4 l x p o c 一7 7 吆 将( 2 9 ) 代x , ( 2 4 ) ，有： ( 2 1 0 ) l x4p，肼xs，in(cot) 锄= 瓦了r 面xv p k 两= 丽i 4 lx 匠p l x ：了xs i n 面( c o t ) 两 ( 2 1 1 ) 由( 2 1 0 ) 、( 2 11 ) 可知，开关周期： 丁2 。+ 切2 赞+ 两4 可l x p i 肌xs 丽i n ( c o 丽t ) ( 2 1 2 ) 开关频率： rr 吆【一v p ks i n ( c o t ) 】 。4l x 由( 2 1 3 ) 式可知，在输入电压到达最大值时，开关频率有最小值为： ，：! 兰堕兰! 坚二垡! d m m 4 l x ( 2 1 3 ) ( 2 1 4 ) 则相应的l 值为： 三：! 兰堕兰! 生二型 ( 2 1 5 ) l 一一 i 二上j ， 4 x xf m i 。 、7 当v o c = 3 9 0 v ，p o c = 9 5 w ，t 1 = 9 5 ，f m i n = 3 0 k h z ，输入电压在9 0 v a c 2 6 5 v a c 范围内 变化时，电感量与输入电压有效值之间的关系如图2 3 所示。为了保证在全输入电压范 围和全负载范围内电路能够工作在临界连续模式下，应该选取整个电压变化范围内所需 电感的最小值作为b o o s t 电感的取值。 输入电压为9 0 v a c 和2 6 5 v a e 时，在半个工频周期内，开关频率的变换情况如图2 4 所示。可以看出，在输入电压峰值处开关频率最小，过零点处频率最大，而开关频率变 换范围又随着输入电压的升高而增大。 图2 3 输入电压有效值与电感量之间的关系图2 4 开关频率随着输入电压的变化趋势 1 2 2p f c 电路彳殳计 由上面分析可知，取l = 4 3 0 i - t h ，由( 2 9 ) 式可以求得最大电感峰值电流i p l 【f i l 。x _ 3 1 4 a 。 最大电感电流有效值： ，= 竿= 1 8 彳 (216)his一 1 一 仄一“”4 厶i u ， 基于a p 法设计铁氧体磁芯b o o s t 电感【8 捌。有： 4 2 瓦lx 百l p k ( m = a x ) ( 2 1 7 ) 4 2 丽磊 ) 以：訾 ( 2 1 8 ) k cxj 由( 2 1 7 ) 、( 2 1 8 ) 可知： a ：彳。小坚丛竺( 2 1 9 ) p = 4 4 2 1 篇瓮亍 q j 9 ) 其中，a e 为铁心截面积，a w 为窗口截面积，b mp f c 为最大工作磁密度( 取0 2 5 t ) ， k c 为填充系数( 一般取0 4 左右) ，j 为导线电流密度( 这罩取5 a r a m 2 ) 由( 2 1 9 ) 式算得 a p = 1 2 1 c m 4 ，查磁芯手册，选取r m 8 ，它的a p = 2 8 7 m m 4 , a e = 6 3 m m 2 。则绕组匝数： ：喜鳖：j 0 4 3 x 1 0 - 3x 3 1 4 ：8 5 7 匝 b mp 陀x a ：0 2 5 x 6 3 x 1 0 一 取8 5 匝。由i r m 。m a x = 1 8 a ，采用直径为0 1 m m x 2 2 的光绞线。占用窗口面积 a w = o 0 0 7 8 5 x 2 2 x 8 5 = 1 4 6 9 m m 2 ，而r m 8 的a w = 4 5 6 3 m m 2 ，可知其窗i s l 利用率为k e = 0 3 2 ， 符合设计要求。 所需气隙长度为： 乞 4 z x l 0 - 7x 8 5 2 x 1 6 3x 1 0 - 6 ：1 3 3m m 0 4 3 1 0 叫 实际绕制时再微调。 用于电流过零点检测的电压滞环比较器上升沿触发电平为1 4 v ，下降沿触发电平为 0 7 v 。为了保证在整个输入电压范围内都能有效的检测过零点，辅助绕组的匝数应满足： 堑芬4 v 巡 ( 2 2 0 ) 1 、7 考虑裕量，副边取7 5 匝，单股线绕制，用作电感电流的过零点检测。 由于所选磁芯为天通t p 4 a 的饱和磁感应强度为3 9 0 m t ( 1 0 0 。c 时) 大于电路的最 大工作磁密度( 2 5 0 m t ) ，所以电感不会饱和。 2 3 2 主功率m o s f e t 的选择 由( 2 9 ) 式可以求得最大电感峰值电流l p k m 觚= 3 1 4 a ，主功率m o s f e t 正常工作时所 1 3 西安科技大学硕士学位论文 需承受的电压应力也为3 9 0 v ，考虑裕量，选择t o s h i b a 公司的2 s k 3 5 6 8 ( r d s t o n ) = o 4 q ； v ( b r ) d s s 2 5 0 0 v ；i d = 12 a ) 。 2 3 3b o o s t 快恢复二极管的选择 流过二极管的平均电流为： a v l n a x 每= 盖一o 2 4 彳 二极管工作时需要承受的电压为3 9 0 v ，考虑裕量和价格优势，选择二极管的型号 为m u r s 3 6 0 ( i f ( a v ) = 3 a ，v r r m = 6 0 0 v ，t r ，= 5 0 n s ) 。由于当输入交流电压较高时，开关频率 非常高，因此要选择反向恢复时间较短的二极管。 2 3 4 输出滤波电容值的确定 输出电容的容值是由输出电压纹波以及掉电保持时间两个因素确定的。 ( 1 ) 从输出电压纹波的要求考虑：根据功率守恒，有上式可以看出，输出电流中含有 二次脉动电流： i t ( t ) = r l 筹咧2 c o t ) 输出电容吸收这个二次脉动电流，从而使负载输出电流稳定。 由屯= 鲁得： v o c _ p p = 2 v o c ：2 庐w ) a t ：2 庐r l x 譬c o s ( 2 啪 ( 2 2 1 ) 求解上式，得： 1，rx7一助=砺r丽x v p kxl p = 2 z f l x c m xv 粥 ( 2 2 2 ) 必须满足参数设定要求，即有如下结论： c d c i 了二丛坚f = 3 3 1 6 u f ( 2 2 3 ) z 7 r ，m i n v d c 卢p m 缸d c m i i i 即输出电容的取值要大于3 3 1 6 u f 。 ( 2 ) 从掉电保持时间上考虑：维持时间取决于电容中存储能量的多少、负载功率p d c 、 输出电压v d c 以及后级变换器仍能正常工作的最低电压v d c h o l d o 在设计中考虑掉电保持 时间( t h o l d u p ) 的要求：v i n = l1 0 v 5 0 h z 时，其维持时间t h o l d u p = 1 0 m s ，v d c h o i d = 2 6 0 v 。由： 去c k 喙= w c = 却 ( 2 2 4 ) 1 4 2 p f c 电路设计 可知，输出电容应满足： c o c 2 xp x tholdup2 ( 2 2 5 ) i ( 2 2 5 ) 将参数代入上式可以求得，要满足维持时间的要求，输出电容的取值范围为 c 雕2 0 6 u f 。综合输出电压纹波和维持时问以及体积和成本的要求，选取3 3 u f 4 5 0 v 电解电容。 2 3 5 控制电路的设计 ( 1 ) 输出分压电阻的取值：能够触发芯片过电压保护的输出电压过冲为：a v o c = r 9 2 0 p a ，取a v d c = 4 0 v ，则r 1 = a v o c 2 0 u a = 2 m f 2 ；由于i n v 脚的电平为2 5 v ，所以 r 2 = 2 5 r 1 ( v o c 2 5 ) = 1 2 6 k q 。r 3 和r 4 的取值应保证输出电压上升到故障设定值时， p f co k 脚的电平到达2 5 v t l0 1 。设定故障值为4 4 0 v ，取r 3 为3 m q ，则 r 4 = 2 5 x r 3 ( 4 4 0 2 5 1 1 7 1 4 k q 。 ( 2 ) 电流采样电阻：由于正常工作情况下，c s 端的电压要小于1 0 8 v ，所以有式： r s x i p k ( m 瓤) 1 0 8 v 。由前面的计算可知i p k ( m 觚) - 3 1 4 a ，因此r s z 和z = ，的频率范 围内，而且它还可以工作在乞 疋 f 时，尽管l l c 谐振变换器原边开关管在任何负载下都能实现零 电压开关，但变压器励磁电感由于被输出电压所钳位，因此，它会作为l r ，c r 串联谐 振腔的负载形式存在，而不参与整个谐振过程，所以在这个频率范围内，l l c 谐振变换 器特性偏向于普通串联谐振变换器。且变压器副边整流二极管上电流连续，整流二极管 的不能够实现z c s ，在换流时会因反向恢复产生损耗。 当开关频率厶 疋 f 时，l l c 谐振变换器原边开关管能实现零电压开关，并且流 过整流二极管的电流断续，实现了整流二极管的z c s ，消除了因二极管反向恢复所产生 的损耗。根据负载情况，这种工作模式类似于并联谐振或串联谐振。重载时接近于串联 谐振，而随着负载的减轻越来越接近于并联谐振。正是因为这个特点，我们可以让系统 工作在开关频率乞 疋f 。 图3 8 是l l c 谐振变换器在厶 疋 f 工作时的各主要器件的电压电流波形。其中， v l 和v 2 分别为m o s f e t 的门极驱动信号，v a 在图3 6 中所标出，i ( c r ) 、i ( l m ) 分别为 谐振电感c r 和励磁电感l m 的电流，i l 和i z 为二极管d 1 和d 2 的电流。 根据主要波形图，我们将工作过程分为八个阶段分析，以下是对每个阶段的详述。 ( 1 ) 阶段1 ( t o t o ：在t o 时刻，q 1 关断，q 2 导通。此过程中，谐振电流i c ，流过q 2 ， 并以正弦形式逐渐上升。输出电压将变压器原边电压钳位，励磁电感l m 在此电压下线 西安科技大学硕士学位论文 性变化，不参与谐振，谐振只是发生在l r ，和c r 之间。谐振电流流过l m 和变压器原 边，将能量传递到变压器副边，输出v o 。在输出侧，二极管d 2 导通，二极管d 1 因承 受反压而截止。当谐振电流i c ，和励磁电流i l m 相等的时候，输出端二极管d 2 的电流为 零，即在t l 时刻，该阶段结束。 1 1s 0 2 5 _ - _ _ _ _ _ _ _ i _ _ - _ _ 飞f _ _ _ 丽v 21；一，- - - - - 一，r - - - r ，一v 1 - - ur ， - i | | 图曰囱圉匿 02 5 。一十。寸。 斗七* 一 v a； i 4 0 00 0 ，一一_ 叶 曩一 删 卜_ + 鞋2000 0 00 0 三国薹羔二羔! 圃i -睦三 1 0 00 0 卜士i i - i i i 弦：蠹_ 褂i 一_ i “雏i ： u l j ；ifi ：；i 1 50 4 ) 1 00 0 s0 0 00 0 5 0 0 1 0 0 0 - 1 50 0 1 0 00 0 8 00 0 6 0o o 4 00 0 2 00 0 00 0 图3 8 在厶 z z 时，l l c 谐振变换器的主要：二作波形 ( 2 ) 阶段2 ( t 1 t 2 ) ：在t l 时刻，谐振电流i c r 和励磁电流i l m 相等，在输出侧，整流二 极管d 2 因其电流下降到零而关断，为零电流关断，几乎没有反向恢复过程。由于二极 管d 1 和d 2 都处于截止状态，输出电压v o 由输出电容c 供电。同时，输出电压不再对 变压器的原边钳位，励磁电感l m 开始参与谐振，与l r 和c r 组成串联谐振。这个谐振 的周期要比l r 和c r 谐振的周期大的多，谐振电流的斜率小了很多，所以该过程中，原 边电流可近似不变。直到q 2 的驱动电压为低电平，q 2 关断，即在t 2 时刻该阶段结束。 ( 3 ) 阶段3 ( t 2 一t 3 ) ：t 2 时刻，q 1 和q 2 关断，进入死区时间。谐振电流给q 2 的寄生电 容充电，q 1 的寄生电容放电。此时励磁电流i l m 大于谐振电流i c ，二者之差流过变压 器原边，使副边整流二极管d 1 导通。输出电压将变压器原边钳位，励磁电感l m 恒压 放电。直至q 1 的寄生电容放电完毕，体二极管导通，该阶段结束。 ( 4 ) 阶段4 ( t 3 - u ) - 在t 3 时刻，q 1 的寄生电容电压下降到零，为q l 的零电压开通创 造条件。谐振电流流过体二极管，能量通过q 1 回馈至输入n ，励磁电流i l m 仍然大于 谐振电流i c ，输出侧整流二极管d 1 继续导通。由于变压器原边仍被钳位，励磁电感 l m 仍恒压放电。当谐振电流i c ，变为零，即在t 4 时刻，该阶段结束。 3l l c 谐振变换器设计 阶段4 ( t 3 i ：h，。 嚣国 阶段6 ( t 5 一t 6 ) 阶段7 化- t 7 ) 阶段8 ( t 7 t 8 ) 图3 9l l c 谐振变换器在无 f f 时，谐振网络等效电路图 如图3 1 5 所示，当电路工作在f s f r 范围内时，a 、b 间呈容性，而b ，c 两点间仍然 呈感性，所以a 、b 两点间阻抗z i n 到底是呈感性还是容性就要根据频率和负载轻重( 即 q 值大小) 而定了。当负载一定时，工作频率越远离串联谐振频率点f r ，a 、c 问阻抗z i n 就越容易呈容性；工作频率越靠近串联谐振频率f r ，a 、c 间阻抗z i n 就越容易呈感性。 而当频率一定时，负载越重( q 值越大) ，a 、c 间阻抗z i n 就越容易呈容性；负载越轻( q 值越小) ，a 、c 间阻抗z i n 就越容易呈感性。基于以上三种情况的分析，我们可以得到 对某个负载而言，只要开关频率高于拐点频率，电路就工作在感性状态，容易实现开关 m o s 管的z v s 。而这个拐点频率的物理意义也就是a 、c 间入端阻抗z i n 的阻性点，当 开关频率刚好在拐点频率时谐振网络等效成一个电阻；当开关频率小于拐点频率时，谐 振网络呈容性；当开关频率大于拐点频率时，谐振网络呈感性。 2 9 西安科技大学硕士学位论文 图3 1 5f s f r 时，谐振网络等效电路图 下面来解释一下为何无论q 值多小，拐点频率不会无限变小而趋近零，而是存在一个极 限频率。其实这个极限频率就是电路的串并联谐振频率六= 厶= i 2 c ( l ，+ 乙) c ，原因是当 串联谐振电感l r 、串联谐振电容c r 和并联电感l m 这些谐振元件参数都已经确定的隋况下， q 值的不断减小，也就意味着负载不断变轻，直到变为空载状态，也就是负载r i 一+ ，q 值 趋近零，连接负载的支路相当于开路，如图3 1 6 所示。此时入端阻抗z i n 的阻性点显然 为当l r 、l m 和c r 发生串联谐振时的频率f i n ，在这个频率下a 、c 两点问等效为短路。 q + o c q ：0 图3 1 6q 值变化时，谐振网络等效电路图 根据上节对电路在不同频段具体工作过程的分析比较得到，我们希望l l c 谐振变 换器工作在f m f s _ f r 范围内，这样能够有效地克服整流二极管的反向恢复损耗。而根据 上文在图3 1 5 中的等效，l l c 谐振电路等效成了并联谐振电路，不过这种等效并联谐 振电路又与传统的并联谐振电路不同，如图3 1 7 所示，它们的电感电容位置是刚好相反 的，l