（电工理论与新技术专业论文）整流电源有源滤波变流器的设计.pdf

a b s t r a c ，t a bs t r a c t w a n gw e i l i ( t h e o r ya n d n e w t e c h n o l o g yo fe l e c t r i c a le n g i n e e r i n g ) d i r e c t e db yp r o f l i ux i a o n i n g t h ep u r p o s eo ft h et h e s i si st od e s i g na na c t i v ep o w e rf i l t e rf o rar e c t i f i e rt om e e t t h el o w - r i p p l e 、h i g h s t a b i l i t yr e q u i r e m e n t u n l i k et h ea c t i v ef i l t e rf o rt h er e c t i f i e ro f f o r e i g nh i g h m a g n e t i cf i e l dd e v i c e s ，t h ec i r c u i ts t r u c t u _ r ea d o p t e di s a l lh b r i d g e i n v e r t e rw h i c hi si np a r a l l e l 、析t 1 1t h eo u t p u tf i l t e rc a p a c i t o r t h ei n v e r t e rg e n e r a t e s r e v e r s ec l 】n e n tw h i c hi st h es a m em a g n i t u d ea st h er i p p l e s 、撕t 1p w mt e c h n o l o g y t h r o u g hd e t e c t i n gt h ev o l t a g eb e t w e e nt h ec a p a c i t o rt oe l i m i n a t er i p p l e sc a u s e db y r i p p l es o u r c e s t h i ss t r u c t u r ec a nr e d u c et h er i p p l eg r e a t l ya n dm e e tt h el o w - r i p p l e r e q u i r e m e n t t h e 咖c t u r ci sn o to n l ys i m p l ea n de a s y , b u ta l s oh a sl o wl o s s e sa n d h i 曲e 伍c i e n c yd u et ot h es a l = n ep o w e ra st h er i p p l e s a l lk i n d so ff i l t e rs c h e m e s 、a d v a n t a g e sa n di t ss i g n i f i c a n c ew e r eg i v e nf i r s t l y t h e nt h ec l a s s i f i c a t i o na n df - e a n l r e so ft h e a c t i v ep o w e rf i l t e rw e r el i s t e d t h e s 1 瑚t l l r ea n dw o r k i n gp r i n c i p l ew e r ea n a l y z e dd e t a i l e d l ya n dc o m p a r e dw i t he a c h o t h e rl a t e r t h em e t h o da n dc i r c u i to ft h er i p p l ed e t e c t i o nw e r ed e s i g n e di nd e t a i l ， w h i l ed e t e c t i o np o i n t sw e r ea n a l y z e d t h em a t h e m a t i cm o d e lw a sd e d u c e dd e t a i l e d l y a n dw a sa l s oa n a l y z e d t h ec a l c u l a t i n gm e t h o d sa n ds t e p so ft h es y s t e mp a r a m e t e r w e r eg i v e na n dw o r k i n gs c h e m eo ft h ea c t i v ep o w e rf i l t e rw a sa n a l y z e da n dd e s i g n e d i nd e t a i l t h es y s t e mw a sv e r i f i e db yp s p i c es i m u l a t i o na n da5 k wc i r c u i tp r o t o t y p e a tl a s t t h er e s u l t ss h o w e dt h a tt h ea c t i v ep o w e rf i l t e rw a sc a p a b l eo fe l i m i n a t i n g r i p p l e sg r e a t l ye s p e c i a l l yt ot h el o w - o r d e rr i p p l e s k e y w o r d s ：a c t i v ep o w e rf i l t e r ，d c ，p w m ，r i p p l ed e t e c t i o n ，m a t h e m a t i c a lm o d e l n 声明 本人呈交的学位论文，是在导师的指导下，独立进行研究工作所 取得的成果，所有数据、图片资料真实可靠。除文中已经注明引用的 内容外，本学位论文的研究成果不包含他人享有著作权的内容。对本 论文所涉及的研究工作做出贡献的其他个人和集体，均己在文中以明 确的方式标明。本学位论文的知识产权归属于我的培养单位一中国科 学院合肥物质科学研究院。 本人签名： 日期：卑肇笸且! 豳 绪论 第一章绪论 1 1 整流电源有源电力滤波的课题由来 众所周知，科学实验离不开实验研究条件，在传统科学日臻完善的今天，利 用常规实验条件取得新的突破已经越来越困难。发现新现象，揭示新规律，开展 多学科的交叉研究，都有赖于极端实验条件。强磁场是一种重要的极端条件，处 在强磁场中的物质结构及其转变过程都可能发生变化，这为物理、化学、材料和 生物等学科的研究提供了新的途径，开辟了新的空间。强磁场作用下的物理学、 化学、材料科学、生物学、地学、磁共振技术和微重力技术等研究已成为新的学 科方向。 中国的强磁场实验装置项目是国家“十一五重大科技基础设施建设项目， 其稳态磁体项目由合肥物质科学研究院担任法人单位。该磁体包括4 0 特斯拉的 稳态混合磁体和不同口径或不同磁场强度的水冷磁体及超导磁体，建成后将使我 国成为与美国、法国、荷兰、日本相并列的世界五大稳态强磁场科学中心之一。 强磁场实验装置所需的电源是大功率的低纹波、高精度稳定脉冲直流电源， 这是一种非常重要的特种电源，在现代科学研究、医疗和工业生产中应用越来越 广泛n h ”3 。如中国科学院近代物理研究所的重离子治癌终端二极磁铁晶闸管脉冲 电源，高能物理研究中的质子同步加速器，核磁共振装置中的磁体以及超导电工 技术研究中的超导磁体都对磁场的长期稳定度提出了严格的要求。要保证磁场的 长期稳定，就要保证其励磁电流的长期稳定。在要求稳定电源输出电流稳定的场 合，一般同时要求它的输出电流纹波也极低。如某大型粒子加速器的主环电源峰 值功率约2 5 0 0 k w ，要求的电流长期稳定度为l 1 0 叫，电流纹波系数为5 t o 。5 。 核物理研究中的重粒子加速器系统应用的快速脉冲电源，其电流必须精确地跟随 由计算机给出的电流脉冲模式，往往要求电流的上升速度达到每秒数百到上千安 培。这些应用均有两个特别严格的要求：极低的电流纹波和快速的动态响应。 中国的强磁场实验装置所需的电源对纹波的要求十分苛刻，目标要实现 5 0 p p m 以内。其供电的电源装置拟设计为2 0 m w ，由四个5 m w 的相控整流电源模块 并联而成。其输出接一l c 无源滤波器用来消除电源产生的高次谐波，而对于由 触发脉冲不对称、触发脉冲丢失及三相电网不对称等原因所造成的低次纹波( 如 一次、二次及三次等) ，靠无源滤波来滤除不太现实( 造价高，体积大，系统响 整流i 【l 源有源滤波变流器的改汁 应速度慢) ，本装置拟用有源电力滤波器( a c t i v ep o w e rf i l t e r ，a p f ) 来滤除 这些低次纹波，从而实现整流电源的高精度及高稳定度。强磁场高稳定度电源系 统的具体性能指标如表卜l 所示： 表1 - 1 额定输出电压 5 0 0 v 额定输出电流 4 xl o k a 过载能力( ) 2 5 t 0 分钟 电流纹波峰峰值5 0 p p m 稳定度( 8 小时)l o p p m 设定电流的分辨率5 p p m 电流精度 l o o p p m 效率 9 0 功率因素 0 9 在1 0 秒时间内1 0 电网电压波动、3 0 负载波动下电源运行应实现上述技 术指标。 1 2 整流电源滤波历史及发展现状 对于高精度的稳定电源，传统的滤波方式实际上主要有多级串联晶体管线性 调整电路和变压器一电抗器式滤波电路两种形式，但随着电力电子技术的发展， 有源电力滤波器的应用越来越广泛。 1 2 1 串联晶体管线性调整电路 串联晶体管线性调整电路是一种滤波性能优良的滤波电路，它是将晶体管串 联在电路中并使之工作在线性放大区，通过改变晶体管的基极电流来改变集射级 电压从而有效抵消纹波电压。 美国的国家强磁场实验室采用的就是串联晶体管线性调整电路研制的高稳 定度大功率稳定电源n 制，如图卜l 所示。该电源可由四台i o m v 相控整流电源并联 构成4 0 m w 电源，而每台电源的线性调整电路部分采用了3 3 6 个4 0 0 v ，2 0 0 a 的大功 率晶体管，其中3 0 0 个晶体管在主回路并联，并工作于线性放大区。整流器输出 的谐波电压降落在晶体管集一射极之间，其发射极、集电极将全额通过负载电流， 因此，这样线性调整电路晶体管的管压降造成的损耗非常大。在用串联电路进行 线性调整时，串联调整管( 大功率晶体管) 的线性放大倍数有限，同时此时的控制 2 绪论 系统也是非常复杂的。这种方式虽然可以获得良好的输出特性，但由于调整管管 压降造成的损耗很大，使电源总体效率较低，同时控制系统也十分复杂。 图卜1 美国强磁场有源滤波 1 2 2 变压器一电抗器式滤波电路 变压器一电抗器式滤波电路实际上是一种高漏抗的特种变压器，对直流回路 是电抗器，而对每个谐波源回路又起变压器的作用。这种结构既可大幅度地衰减 负载电流纹波，又能对负载电流、电压进行高速控制。 日本的强磁场装置有源滤波方案原来采用的就是变压器一电抗器式n 剐，变压 器初级采用的是与晶体管串联的调节方式，次级串联在相控整流输出回路中，通 过控制晶体管来调节变压器次级电压，使之抵消纹波电压，如图卜2 所示。由于该 方案抵消纹波电压的装置也是串联在整流电源主回路中，因此同样存在能量损耗 大，效率低的问题。 有源滤波 图卜2 日本强磁场有源滤波 水 冷 磁 体 整流f u 源何源滤波变流器的故汁 1 2 3 其它整流电源有源滤波方案 除了多级串联晶体管线性调整电路和变压器一电抗器式滤波电路两种形式 外，近年来出现了一些应用现代电力电子技术的滤波结构。这些滤波结构加以改 造，同样可以适用于强磁场装置的整流电源，而且还会给我们带来一些启发，从 而想出更好的滤波方法。 文献( 4 ) 提出了一种适合于离子加速器磁铁负载的新型电源。该电源系统 由一相控整流器和工作于开关方式的电流纹波调节器组成，如图卜3 所示。电流 纹波调节器由许多i g b t 并联而成，采用斩波电路原理，串联在相控整流器回路中 作为直流有源电力滤波器使用。它滤除了相控整流器输出电压中的谐波，尤其是 低次谐波和非特征谐波。该系统供给磁铁负载的电流纹波系数能够达塾1 1 0 p p m ， 同时还具有系统响应快、成本低的特点。 图1 3 串联斩波方式的直流有源电力滤波器 文献( 1 6 ) 所设计整流电源使用的是串联型a p f ，如图1 4 所示，它是将有源 电力滤波器输出通过一耦合变压器串接在负载上，通过调节a p f 的输出电压来调 整耦合变压器次级线圈电压，并使之与纹波电压幅值相同相位相反与纹波电压抵 消，实现负载端电压的低纹波，从而实现负载电流的低纹波。此方法很容易实现 稳定直流电源系统对输出电压电流的低纹波要求，该技术在大功率直流加速电 源、医用直流电源等场合具有广泛的应用前景。 4 绪论 图1 - 4 整流电源用串联型有源电力滤波器 文献( 1 7 ) 采用了直流有源电力滤波器与负载主电路并联联结的试验电源装 置，该装置为一台1 5 0 k w 大功率1 2 脉波直流稳定电源，如图卜5 所示。该方法的显 著优点是：在对传感器和电路元件精度要求不高的情况下，很容易实现直流稳定 电源的低电流纹波要求。该方法容易实现，装置损耗小，效率高，工作稳定、可 靠，在高能物理、超导研究方面所需的大功率低纹波直流稳流电源中具有广阔的 应用前景。试验结果表明，直流有源电力滤波器能够使负载电流纹波系数达到 l o p p m 。 l 图1 - 5 采用检测纹波电压方法的并联型有源电力滤波器 1 3 有源电力滤波的意义 在整流电源中无源滤波器的应用十分广泛，然而无源滤波器体积庞大，价格 昂贵，运行费用比较高。较大的无源滤波器将使系统的动态性能和过渡过程中的 跟踪精度恶化，还可能引起系统振荡。采用无源滤波器时，高速控制要求和需要 大幅度衰减纹波也是相互矛盾的。而且消除含量极低的非特征纹波( 谐波) 时非 常困难，有时甚至不可能。而串联线性调整电路中调整管管压降造成的损耗很大， 使电源总体效率较低，同时控制系统也十分复杂，成本又高，不适合应用于大功 率、大电流场合。 怪流i u 源柯源滤波变流器的改汁 为了满足上述特殊应用场合严格的输出电流纹波和系统动态响应要求，仍然 仅采用无源滤波器和串联线性调整电路来降低电流纹波和提高电源的动态响应 的方案存在许多问题。因此，借助于直流有源电力滤波器获得更进一步的电流稳 定、降低输出电流的纹波和提高系统的动态响应是必须的。有源电力滤波器的思 想最早出现于1 9 6 9 年b m b i r d 和j e m a r s h 的论文中文中描述了通过向交流电 源注入三次谐波电流以减少电源中的谐波，改善电源电流波形的新方法n 8 1 。文中 所述的方法被认为是有源电力滤波器思想的诞生。 近年来，随着电力电子技术的飞速发展，使有源电力滤波器技术实用化成为 可能。尤其是随着大功率可关断器件( g t r 、g t o 和i g b t 等) 的不断进步，以及对 有源电力滤波器所涉及的理论和各种先进控制方法的深入研究，有源电力滤波器 的动态及稳态特性获得了极大的改善，为有源电力滤波器的实用化提供了必要条 件，使之在工业上得到广泛应用。而今，有源电力滤波器是电力电子技术领域乃 至电工技术领域中的研究热点之一。 与无源滤波器相比，有源电力滤波器是一种主动型的补偿装置，具有较好的 动态性能。这种滤波器即使在谐( 纹) 波频率和幅值迅速变化时，也能产生相应的 补偿电流( 压) ，这是一种非常理想、很有发展前途的补偿装置。目前，绝大多数 有源电力滤波器都是应用于交流电路中，把其用于高压直流输电、高精度稳定 脉冲电源等直流电路中，也会产生非常理想的滤波效果。与传统的无源滤波器相 比，有源电力滤波器具有以下优点n 钔： ( 1 ) 对各次谐波都能衰减，特别容易抑制低次谐波； ( 2 ) 能补偿频率变化和失谐效应，并能提高系统稳定性和动态响应； ( 3 ) 滤波性能优异而费用相对较低； ( 4 ) 由于有源电力滤波器仅对谐( 纹) 波起作用，其相对容量非常小； ( 5 ) 装置体积小、效率高。 鉴于有源电力滤波器以上各优点，在大功率、高精度稳定脉冲电源中，积极开 展直流有源电力滤波器的理论及应用研究具有重大意义。 1 4 本文主要内容 本文内容主要由以下六章组成： 第一章为绪论。本章首先给出了课题的由来，然后对该领域的发展历史及现 状进行了概括总结，最后针对目前其它国家强磁场装置电源滤波方案的不足，鉴 6 绪论 于有源滤波的优点并吸收借鉴各种高精度高稳定度整流电源滤波的滤波方案，提 出了强磁场装置电源有源滤波结构的新思路。 第二章为有源电力滤波及其变流器。本章首先对有源电力滤波器进行了简要 的概述，然后着重详细描述了各种变流器的工作原理并对进行了分析比较，最后 给出了新的滤波拓扑结构，并对其进行了仿真和分析。 第三章为纹波检测。本章首先总结并分析了各检测点及其优缺点，然后针对 本装置提出了纹波检测方案及其设计方法。 第四章为强磁场有源电力滤波器的设计。本章给出了有源电力滤波器详细的 设计方法，包括滤波方案的分析、装置中各参数的选取、控制系统的设计及数学 模型的建立等。 第五章为样机设计、实验结果及其分析。为验证本文的设计方案，依照未来 强磁场装置电源设计了一5 k w 的样机，给出了实验结果并进行了详细的分析。实 验证明本设计有较好的滤波效果。 第六章为全文的总结，本章对全文各部分进行了总结分析，并针对其中不足 提出了展望和改进措施。 7 整流l 乜源台源滤波交流器的设计 第二章直流有源电力滤波器 2 1 直流有源电力滤波器的分类、结构及工作原理 直流有源电力滤波器的每一种类型结构各有其特点，因而其工作原理、特性 等也就各有不同。 2 1 1 直流有源电力滤波器分类 ( 1 ) 按有源电力滤波器直流侧贮能元件的不同，有源电力滤波器一般分为 两大类：即电压源型和电流源型，如图2 - i ( a ) 所示。 ( 2 ) 按接入系统中的方式，直流有源电力滤波器主要分为串联有源电力滤 波器和并联有源电力滤波器，如图2 - i ( b ) 所示。两种结构均可单独使用，亦可与 l c 滤波器混合使用。 ( a ) 按直流侧贮能元件分类( b ) 按接入系统中的方式分类 图2 一i 直流有源电力滤波器分类 2 1 2 直流有源电力滤波器结构 ( 1 ) 电压源型和电流源型有源滤波器电路结构 电压源型和电流源型有源滤波器的电路结构分别如图2 - 2 和图2 - 3 所示。电压 源型a p f 能够很容易通过并联形式扩充装置的额定容量，相对于电流源型a p f 来 说，它的重量较轻，价格便宜，损耗较小，效率高，而且目前国内外绝大多数有 源电力滤波器都采用这种结构，但是它的控制系统比较复杂。电流源型a p f 由于 开关器件不会发生直通短路现象，所以其控制系统相对简单，比较可靠，但是电 流源型a p f 一大缺点是不能用于多电平场合，无法提高大容量变流器的性能。由 于电流侧电感上始终有电流流过，该电流在电感内阻上将产生较大损耗。 8 直流仃源i 【l 力滤波器 c l 图2 2 电压源型滤波器 图2 3 电流源型滤波器 鉴于电压源型有源滤波器较电流源型有诸多优点，结合实际情况并综合考 虑，本文采用电压源型滤波器。 ( 2 ) 串、并联型有源电力滤波器电路结构 串联型有源电力滤波器是将有源滤波器串联于负载中来抵消谐波电压，电路 结构如图2 - 4 所示。而并联型有源电力滤波器是将有源滤波器并联于负载两端来 向系统注入同纹波电流大小相等、相位相反的电流从而抵消谐波电流，电路结构 如图2 5 所示。 i ： 厂、n n n 一 i i u a l l 负 。尘一 厂 ? 一1 ： 载 上) c f ：i l _ 。坚l l i g ： l 1 1t l 卜j 1 i 一 i ii i j i l i ici l el a i u a ：ii。 负 u b _ 厂 1l 载 c a 丰i l l zi c f ：_ _ j 0 i _ j _ 一i弋。 坠 i i i i i l i i 图2 4 串联直流有源电力滤波器图2 - 5 并联直流有源电力滤波器 2 1 3 直流有源电力滤波器工作原理 ( 1 ) 串联直流有源电力滤波器的工作原理是：检测整流器经平波电抗器( 无 源滤波器) 后的输出电压，通过低通滤波器将纹波电压分离出来，用此信号控制 直流有源电力滤波器的输出电压，并使与的大小相等，相位相反，从而达到显著 减小直流负载中纹波电流的目的，在理论上完全可以使直流负载中不存在纹波电 压。这里，直流有源电力滤波器相当于电压控制的电压源( v c v s ) 。 ( 2 ) 并联直流有源电力滤波器的工作原理是：检测平波电抗器( 无源滤波 器) 的输出电流，通过低通滤波器将纹波电流分离出来，用此信号控制直流有源 9 整流i 乜源自源滤波变流器的设计 电力滤波器的输出电流，使其与纹波电流的大小相等、相位相反，从而抵消直流 负载上的纹波电流，达到减小直流负载中纹波电流的目的。这旱，直流有源电力 滤波器相当于电流控制的电流源( c c c s ) 。也可以检测整流器经平波电抗器后 的输出电压，通过低通滤波器将纹波电压分离出来，用此信号控制直流有源电力 滤波器的输出电流，抵消直流负载上的纹波电流，同样可以达到降低直流负载中 纹波电流的目的。这时，直流有源电力滤波器相当于电压控制的电流源( v c c s ) 。 从上面介绍的直流有源电力滤波器的工作原理可以看出，串联直流有源电力 滤波器所抑制的是纹波电压，它通过全额负载电流。当负载电流较大时，直流有 源电力滤波器必须采用多个器件并联运行，损耗也比较大，这是它的缺点。 并联直流有源电力滤波器通过使谐波源产生的谐波电流分流达到抑制直流 负载纹波的目的，它承受全额负载电压。而在稳定脉冲直流电源中，这个电压 不会太高，器件完全能够承受。当纹波电流比较低时，用较小的纹波电流来控制 直流有源电力滤波器比较困难，这时宣采用检测纹波电压来控制直流有源电力滤 波器，使纹波电流分流。 2 2 直流有源滤波变流器方案分析 有源电力滤波器的工作原理是向系统注入同纹波电流等幅反相的电流，从而 抵消纹波，而如何产生这种交变的电流目前已有很成熟的方法。图2 - 6 和图2 - 7 分别是带有半桥变流器和h 桥变流器的系统电路图，其中虚线框内为变流器， 加粗的为整流电源。虚线框内的这两种变流器是目前常用且技术比较成熟的电压 源型变流器，均可输出交流电流。图中电阻r 、电感l 为负载。电感l f 、电容 c f 组成无源滤波，从而使负载端纹波电压降为很小。图2 6 中的电容c 1 、c 2 为 半桥变流器直流侧电容，图2 - 7 中的电容c a 为h 桥变流器的直流侧电容。 u 厂一_ 一 i 1 + i j 态d 1 = - 一0 1i ， i - l i ，、， 、， 、，1 、l 一。 嘉il t门 + 一 器i l l一。 1 1l ： 一 苎c 2l ： ：型(去d 2 = 一 l 1 i 1 。i l 一一一_ j l 幽2 - 6 半桥变流器 1 0 r l 血流有源l u j 滤波； 广一一_ 一_ l a 到甘。，到 li | 态d 2 兰嘉“ 1 j 刁：硝书：j l c a = 一器i 一 ：刭 u ；一个小于此电压值，令乩= 叽 u ，输出电压不一定必须为交流 值( 若u h 和u ，同极性，则变流器输出电压为直流量) 。由于电感上的电压a u 为 变流器输出电压值与整流电源电压值u 之差，即u = u a u ，则可得 肌 功二u u 三0 。嚣篆强0 iu ，一纹波电压 u l 石a t = ( u u c a + u c ， c 。一u q ) 坠些掣坠型 m a x 弓 啦t s ( 4 7 ) 当u c ，= o 时，一l 。最大，取此值可保证u c ，取任意值时有源滤波器输出电流都不会 超出i m a ) 【。为同时满足a p f 输出电流最大值为i m a x ，取l 。= 未k e ，此时流 。1 m a x 经滤波电感l 。电流的上升和下降斜率相等，且在r = 等处电流达到最大值。 4 3 控制方式及控制器设计 4 3 1 控制方式 不同于其它国家强磁场实验装置整流电源的滤波方案，鉴于脉宽调制( p u l s e w i d t hm o d u l a t i o n ，p w m ) 技术已发展多年，技术已很成熟且有很多优点乜3 1 ，本 文采用该控制技术控制有源电力滤波的变流器来实现纹波的注入。其中，直流有 源电力滤波器常用的p w m 控制技术主要有以下几种实现方式：计算法、调制法 和跟踪控制法。其中跟踪控制法又分为三角波比较法、滞环比较法和定时比较法 等。 计算法运算繁琐，实现起来较复杂，大部分应用中使用的还是调制法，本文 也是基于调制法实现p w m 的控制的。在p w m 逆变技术的应用中很多研究人员 使用的是跟踪控制法但钔，即通过闭环来实现电流的跟踪控制，这不仅增加了电流 控流f u 源何源滤波变流器的砹汁 传感器等硬件，而且还使电路的设计复杂化，增加设计成本。 在直流有源电力滤波器中采用调制法便可，不需电流闭环进行跟踪控制，只 需根据纹波大小调制纹波并控制变流器生成纹波电流注入到系统中，消除纹波即 可，实现起来简单而且可靠，还能达到很好的滤波效果。三角载波比较方式是将 输入信号( 即纹波) 与三角波比较从而生成p w m 波形，调制波越大，p w m 波 形占空比就越大，输出也就越大，从而很好地补偿纹波，是一种典型的p w m 控 制方式，如图4 6 所示。 三角载波 图4 _ 6 三角载波调制比较方式 除此之外，还可使用非闭环方式的滞环比较和定时比较这两种p w m 控制方 式，分别如图4 - 一图4 8 所示。 纹波。 p w m 信号 k p c 滞环比较 图4 7 滞环比较方式 一 纹波。 k p d0 p w m 信号 c qo ， 主寿马呈 图4 8 定时比较方式 滞环比较控制方式的优点是：硬件电路结构简单：属于实时控制方式，跟踪 补偿信号响应速度快；不需要载波信号，输出信号中不含特定频率的谐波分量。 缺点：功率开关器件的开关频率不固定，可能会超过器件的最高开关频率，从而 导致开关器件损坏，这是因为开关频率越高，器件关断时由回路电感产生的过电 馒嫩 | 场裟胃直流何源l 【l j 滤波器的躞； - 压越大，若超过器件的耐压值则会烧坏器件，而且丌关频率越高二极管反向恢复 导致的反向恢复电流和反向过电压也越大，也易损坏器件。鉴于此缺点，可对此 方式进行修改，通过对滞环比较电路加一定时器( 即定时滞环比较) ，使之- 丌关 频率不超过定时器时钟信号的频率，从而限制了器件的开关频率，但也增加了电 路的复杂性。还有一种方式是把滞环环宽设计成随跟踪补偿信号的大小而自动调 节，但这种方式实现起来更难。这两种方式有个共同的缺点，就是跟踪补偿信号 的跟随误差不固定。 定时比较法很简单，它其实就是定时滞环比较的一个特例，即为滞环宽度为 o 时的定时滞环比较。与滞环比较相比，因其不需设置环宽，因此实现较简单， 但其抗干扰能力相对较差。一个较小的扰动将会导致比较器动作，使得输出不同， 干扰开关器件的开通和关断；而对于滞环比较，若扰动与纹波矢量之和( 即比较 器的输入值) 小于滞环环宽( 比较器的比较值) ，则比较器将不动作，不会影响 系统的性能。而且对于定时比较法，每个周期开关器件都会动作，且定时器频率 越高，开关器件动作的次数也越多，所带来的开关损耗也越大；而定时滞环则不 同，只有输入值超出环宽时开关器件才会动作，其开关损耗也相对较少。但可以 看出，定时比较法较定时滞环法快速性要好，由于没有环宽，其响应速度较快， 从而精度也更高。 三角载波调制法这种方式相对后两种控制方式，需要载波，电路较复杂，而 且输出波形中含有大量的与三角载波频率相同的谐波。若输入信号频率较小，即 在一载波周期内输入信号最多变化一次，则器件的开关频率同三角载波频率或不 会高于三角载波频率，但若输入信号频率很高，即在一载波周期内输入信号变化 多次，则此时输出的p w m 波形也将会变化多次，从而导致丌关器件的开关频率 很高且不固定。而且这种方式硬件电路实现起来相对前两种方式来说也较复杂， 针对这些不足，一些公司早已推出很多p w m 控制芯片，如u c l 5 2 6 等，这使得 硬件电路实现起来简单得多，而且开关器件的开关频率还可固定。 三角载波比较方式同定时比较方式有一不同之处，就是一个载波周期内随输 入信号的不同其输出脉冲的占空比很可能也不同，而定时比较要不占空比为 1 0 0 ( 即其中一对开关器件一直导通) ，要不占空比为0 ( 即其中一对开关器件 一直关闭) ，直到下个时钟周期才能改变，单个周期内输出脉冲占空比不能随输 入的不同而不同，从这点可以看出三角载波比较方式响应较快。 经流i 乜源何源滤波变流器的设计 为限制开关频率，使功率开关器件频率固定，且实现简单，本文采用三角载 波比较控制方法，即将所检测的纹波信号经控制器调节后与三角载波比较从而生 成控制信号。其中功率开关器件开关频率越高，则动态特性越好，快速跟踪性能 越高，补偿效果越好，但器件开关损耗变大，而且开关频率越高，则电流变化率 越大，电路中存在的分布电感就会感应出很高的电压，有可能会造成器件承受过 压甚至损坏。 4 3 2 控制器设计 目前有很多控制器，如p i d 控制器，智能控制器等等。由于智能控制实际应 用还不成熟，比如模糊控制器需要经验来设定模糊规则，而且往往需要微处理器 来实现，增加了设计的复杂度并增加了系统的延时。而p i d 控制器简单实用，工 程应用已十分成熟。一般常用的是p 控制器或p i 控制器，p i d 控制器可能会带 来系统的不稳定，而p i 控制器虽然稳态时可实现零误差跟踪，而且不会发生振 荡现象，但其调节速度相对较慢。由于高精度高稳定度电源对于快速性要求很高， 故本文采用比例放大器，其放大系数疋设计方法如下： 设一脉冲周期瓦内有源滤波器产生魄电流使电容端电压变化的最大值为 u c ，m a ) c ，该值由所设计的有源滤波器的最大容量决定，则为能补偿所检测到的 纹波电压，比例放大器的放大系数应为： k p = 瓦a = c ( 4 8 ) 其中，如为载波幅值。 设一脉冲周期( 即t = 瓦= 0 1 m s ) 内电容c f 被充电，其端电压上升的最大值 为a u c ，m a ) ( ，此时触发脉冲的占空比为最大值为： 删= 而= 等 令谐波电压的放大系数为k ，= d 删。其中，为有源滤波直流侧电 。1 0c , m a x 压，u c ，为整流电源输出电压。 ( 1 ) 若谐波电压值u 。= a u c , m a x ，则此时的调制波幅值为： 强磁场嫂置直流柯源l u j 滤波器的设计 a = k r u “2 。撇x 面a c ，c m 似a u c 一= 。眦a c 由此产生的p w m 脉冲占空比为： d = 坠坠 九 ( u 巳+ u g ) + ( u c a u q ) l = d m a x 医 j 伺探、德仪器撷出电况力最大值，任此脉开周期网将便电谷c f 上电j 盘嗣爻化值 为： u c ，- u “+ t s ) - u c f ( t ) = 最u c ，吣= u c ，眦2 u n 此时谐波电压将完全被补偿。若所设计k r a u c f 洲，则此时的调制波幅值为： a _ k p u h = - = 避u h & 因此产生的p w m 脉冲占空比d = d 倒，在此脉冲周期内将使电容c ，上电压的 变化值为： u q = u “+ e ) u “t ) = 击u c ，= u c ，嗽 t l ，为保证各种情况下电容端电压波动值不超过。，须取 c a = u c , i 。戤t 2 e u c a j - 一( 一u c 。砑。 3 9 整流f 【l 源柯源滤波变流器的敬计 4 5 器件选择及其缓冲电路设计 4 5 1 器件选择 电力电子器件是电力电子技术的基础，没有这些器件，也就没有电力电子技 术。电力电子器件对电力电子技术的发展起到了决定性的作用，因此，电力电子 技术的发展史是以电力电子器件的发展史为基础的汹1 。电力电子技术的诞生也是 以1 9 5 7 年美国通用电器公司研制出第一个晶闸管为标志的。 因此对于有源滤波器中变流器的核心元件功率开关的选择很重要。目前应用 较为普遍的器件主要有绝缘栅型场效应晶体管m o s f e t 、绝缘栅双极性晶体管 i g b t 、门极可关断晶闸管g t o 、集成门极换流晶闸管i g c t 等几种。不同的功率 开关器件电压、电流等级及开关频率等特性也各不相同，图4 - 9 为各种开关器件 的容量及使用的频率对比图。 1 0 h 聋l k h zl l h 霉 l 蛐一 工作频罩 图4 - 9 各种开关器件的容量范围及工作频率 m o s f e t 驱动电路简单、开关速度快、工作频率高，但其容量小，一般仅用于 小功率的变流器中；而i g b t 综合了g t r ( 大功率晶体管) 和m o s f e t 的优点，适用 于中等容量及中等频率的变流器；而大容量的变流器一般选择i g c t 和g t o 。目前 i g b t 技术不断进步，容量及工作频率也越来越大汹1 ，如e u p e c 公司生产的i g b t 器 件最高电压可达6 5 0 0 v ，电流最大可达2 5 0 0 a ，容量接近i g c t 和g t o ，而其驱动简 单，在变流器尤其有源电力滤波器中的应用越来越多，其已处于主导地位。强磁 场实验装置纹波电压可达2 v ，有源电力滤波器需向系统注入幅值高达2 0 0 多安培 的电流，而m o s f e t 容量太小，而g t o 等大功率开关器件开关频率又不够高，综合 考虑，本文采用的是i g b t 。 强磁场_ 1 5 i 置直流行源l 乜j 滤波器的鼓计 4 5 2 缓冲电路设计 为了将功率器件的热应力和电应力限制在安全工作区内，提高电路的可靠 性，必须设置缓冲电路( s n u b b e r ) 软化开关过程。功率开关设置缓冲电路后， 将改变集射电压和集电极电流i m u 平面上的轨迹和负载线，使功率器件工作在 安全工作区内。合理的缓冲电路不但降低了功率器件的浪涌电压d u d t 和浪涌电 流d i d t ，而且还降低了器件的开关损耗和电磁干扰，避免了器件的二次击穿。 本文采用r c d 有损缓冲电路，图4 一1 0 所示为三种r c d 有损缓冲电路。 ( a )( b ) 一一一( c ) _ 图4 - 1 0 三种缓冲电路 每个i g b t j j l l 装r c d 缓冲电路可以有效抑制i g b t 关断时的过电压，但会增加电 路的复杂的程度，增加了器件数量，同时也增加了损耗。为降低复杂性及成本， 对于小容量的变流器，若其分布电感较小，可采用如图4 - 1 0 ( a ) 所示的缓冲电路， 其结构简单，安装使用方便，只需采用简单的无感电容钳住开关器件端电压就可 使i g b t 关断时过电压很低。对于较大容量的变流器，同时其分布电感较大，则用 上述缓冲电路以致端电压效果可能会不理想，因此这种缓冲电路仅适用于小功率 场合。此时可对每个i g b t 都加装缓冲电路，如图4 - 1 0 ( b ) 所示。该缓冲电路效果 较好，但损耗较大，这是因为当开关器件再次导通时，存储在电容的能量通过电 阻放电被消耗掉了，特别是i g b t 开关频率越高，所产生的损耗也越大，因此对于 高频工作的变流器，需对电阻及二极管进行良好的散热。对于更大容量的变流器， 为减小损耗，可采用图4 - 1 0 ( c ) 所示的缓冲电路。该缓冲电路电容上的储能不是 在i g b t 导通时通过电阻和i g b t 消耗掉，而是回到直流侧电源上，所以损耗小得多， 但电容电压不能变为0 ，因此抑制效果稍逊一些，该缓冲电路较适用于大功率场 合。选择放电电阻时，除要考虑满足功率要求外，还应考虑到电路放电时间常数 4 1 整流l u 源仃源滤波变流： ；的设计 r c 要远小于开关频率，这样方可保证i g b t 关断瞬间电容上的电荷基本放完( 即电 容端电压很小) ，从而有效地抑制过电压。 图4 1 0 ( b ) 有的不加二极管，其缺点：器件关断时电流通过r l 流迸c l ，若此 电流较大，在r 1 上造成的压降也大，有可能超过i g b t 的允许范围，从而损坏i g b t 。 因此，加二极管比不加要更可靠，当然所用器件也多，成本相对也高。图4 一1 0 ( b ) 二极管和电阻都不加，此时所用器件更少，器件关断时向电容充电，又导通时则 存储在电容上的电荷直接流向器件，电能都消耗在开关器件上，会造成开关器件 发热严重且损耗大，因此此种结构仅适用于小功率场合。本文所用缓冲电路为图 4 1 0 ( b ) 所示，图4 - 1 1 为通常用于抑n i g b t 关断过电压的r c d 缓冲电路。 d 图4 1 1r c d 缓冲电路及外电路电感示意图 i g b t 导通时，缓冲电路两端被i g b t 短接，缓冲电路的电容电压基本为0 ， 而当i g b t 关断时，回路中因有电感存在，电流不能突然降为o ，仍要在回路中 流通，r c d 缓冲电路为其提供了流通通路。此时，希望电流通过二极管、电容支 路，由于二极管正向压降小，而电容上的电压不能突变，可以抑制i g b t 上的过 电压。由于二极管从不导通到导通中间存在一定的延时，而i g b t 的关断时间一 般小于l u s ，因此如果延迟时间长，i g b t 关断时电流将通过电阻、电容支路流通， 若电流较大，则在电阻上会产生较高的电压，不能有效的抑制过电压，而且如果 反向恢复时间太长，则抑制过电压效果也会很差，所以通常要选择开通延迟时间 和反向恢复时间非常短的二极管即快恢复二极管( 如肖特基二极管，其正向压降 也很小) 或超快恢复二极管，其反向恢复时间小于两百纳秒。当i g b t 再次导通 4 2 强磁场杖。冀血流仃源il l j 滤波器的敬汁 时，因二极管反向阻断，电容c 上的电荷通过电阻和 g b t 释放。综合以上，r c d 有损缓冲电路的设计方法如下： 令厶，为最大的集电极电流，以，f 为最大的集射极电压。功率丌关v 导通期 间乙内，c 经尺按指数规律放电，即 u c = c r c e 口叫* 7 昭 ( 4 9 ) 为了确保在v 的最小导通时间t o 。内c 上的电荷全部放完，必须满足 ( 3 5 ) r c t o 。i l l ( 4 - 1 0 ) 为了使c 放电时不会过多增加功率开关v 的负担，通常将缓冲电容的放电 电流川喂制在0 2 5 l 以内，即 i = u c e | r 0 2 5 i c 媳- t 1 ) 由式( 4 1 0 ) 和式( 4 1 1 ) 可得 u & o 2 5 七r t o 。j 。【( 3 5 ) c 】( 4 一l z ) 电阻消耗的功率为 1 一p r = 妥c u c 0 f s ( 4 - 1 3 ) j 其中，z 为开关频率。 选择缓冲电路元件时，缓冲电容尽量使用无感电容，缓冲二极管必须是正向过渡 电压低、反向恢复时间短、反向恢复特性软的二极管。恢复时间长，二极管的损 耗大；恢复特性硬，易引起i g b t 集电极发射极极间电压振荡。 4 6 系统数学模型及分析 系统等效电路图如图4 - 1 2 所示。其中，三相整流桥输出等效为一直流电源 ( s ) 和谐波源u ( s ) ，有源直流滤波器等效为一电流源，( j ) 。仅考虑谐波分量u ( s ) ， 而不考虑直流分量u 。( s ) 时，其等效电路图如图4 1 3 所示。 4 3 整流电源有源滤波变流器的设计 1 上f ： c is c ， 0 i ( s ) l 一， l ( s l f u ( s )r 1 上f ljs c f i ( s )l e i 图4 - 1 2 主电路等效电路图图图4 - 1 3 仅谐波分量时等效电路图 由叠加定理可将图4 - 1 3 等效为图4 - 1 4 ( a ) 和图4 - 1 4 ( b ) 的叠加。 b 1 ( a ) 仅考虑谐波电源时等效电路图( b ) 仅考虑有源滤波时等效电路图 图4 1 4 系统等效电路分解图 设g ，( s ) 为纹波源u ( s ) 单独作用时负载端电压与u ( s ) 间的传递函数，g 2 ( j ) 为电流 源i ( s ) 单独作用时负载端电压与i ( s ) 间的传递函数。 由图4 1 4 可得 g l ( s ) = 訾= 瓦酉丽面s l + 鬲r 丽 ( 4 - 1 4 ) g ：( s ) = 訾= 瓦酉丽s 2 l 面f l + 忑s l f r 丽 ( 4 _ 1 5 ) 由以上分析可得系统传递函数框图如图4 -