（电磁场与微波技术专业论文）线性功放的数字基带预失真器.pdf

摘譬 线性功放的数字基带预失真器 硕士生：王晶琦 指导教师：朱晓维教授，蒋伟讲师 摘要 随着无线通信技术的飞速发展，移动用户数量急剧增长，通信频段变得越来越拥挤。为在有限 的频谱范围内容纳更多的信道，普遍采用q p s k 、q a m 等高频谱利用率的调制方式。这些方式不 可避免地使信号包络抖动( 产生非恒定包络调制信号) ，这对于系统的末级功放提出了很高的线性 要求。当前流行的功放线性化技术中，数字预失真技术因其适应性强、动态范围广、频带宽等特点 而备受瞩目。 本文主要研究可以适用于射频功放线性化的数字基带预失真器，采用基于l u t 的数字预失真 技术，完成了整个预失真器的设计、仿真、硬件实现和性能测试。本文首先论证了基于l u t 数字 预失真技术的优点和算法可行性；然后利用a d s 软件对整个预失真器进行硬件仿真，双音信号和 w c d m a 信号仿真结果良好；接着给出了该预失真器的具体硬件电路框架，对电路中的重要芯片 进行了介绍；最后，对设计完成的预失真器进行了功能实测。测试中，选用了8 w 的砷化镓场效应 功率放大器，观察预失真器对其线性化效果。测试内容包括预失真前后的功放输出信号信号频谱及 a c p r 值比较，其中，a c p r 的测试使用了c d m a 2 0 0 0 和自定义两种模式。测试过程中还使用两 种不同峰均比的信号源分别进行激励，通过比较来分析信号峰均比对线性功放效率的影响。经过测 试比较，结果表明该预失真器达到了预定的设计要求，功放输出信号的频谱形状有较大改善，a c p r 值改善幅度最大达到8 d b 。 【关键词】数字基带预失真l u t 功率放大器线性化峰均比 a d i g i t a lb a s e b a n dp r e d i s t o r t e rf o r l i n e a r i z i n gp o w e ra m p l i f i e r m s e e c a n d i d a t e ：w a n gj i n g q s u p e r v i s o r ：p r o f z h ux i a o w e i ，i n s t r u c t o rj i a n gw e a b s t r a c t i no r d e rt os a t i s f yt h eg r o w i n gb a n d w i d t hr e q u i r e m e n t ，t h el i n e a rm o d u l a t i o nm e t h o d s ( q p s k a n dq a me ta 1 ) a r ew i d e l yu s e di nr e c e n tw i r e l e s ss y s t e m s u n f o r t u n a t e l y , s u c hm o d u l a t i o n sr e s u l ti n l a r g en o n - c o n s t a n te n v e l o p e ( h i g hp e a k - t o - a v e r a g er a t i o ) , w h i c hm a k i n gt h es y s t e ms e n s i t i v et o n o n l i n e a r i t yo ft h ep o w e ra m p l i f i e r ( p a ) o n eo ft h ek e yw a y st or e l a xt h el i n e a n t yr e q u i r e m e n t so f p ai st ou s et h ed i g i t a lp r e d i s t o r t i o n ( p d ) t e c h n i q u e c o m p a r e dw i t hs e v e r a le x i s t i n gl i n e a r i z a t i o n m e t h o d s ，s u c ha sb a c k - o f fa n df e e d f o r w a r d ，w h i c hi m p r o v et h ep al i n e a f i t ya tt h ec o s to ft h ep o w e r e f f i c i e n c y , t h ed i g i t a lp dt e c h n i q u eh a sg a i n e dm o r ea r e n t i o n sd u et ot h ei m p r o v e m e n to fe f f i c i e n c y a n dt h es i m p l i c i t yo fd i g i t a li m p l e m e n t a t i o n s i nt h i sp a p e r , ad i g i t a lp r e d i s t o r t i o nu n i ti s p r e s e n t e dt ol i n e a r i z et h er fp o w e ra m p l i f i e r s p e r f o r m a n c e t h es i m u l a t i o no fw c d m a i xm o d u l a t e ds i g n a lb a s e do na d sw a sp e r f o r m e dt o i n v e s t i g a t et h ee f f e c to fd i g i t a lp r e d i s t o r t i o n f i n a l l y , t h em e a s u r e m e n tr e s u l t ss h o wt h ee x c e l l e n t p e r f o r m a n c eo ft h i su n i t ，s u c ha st h ea c p ri m p r o v e m e n ti s8 d bf o rp s e u d on o i s e e v i d e n t l y , t h i s i m p r o v e dt r a n s m i t t e rc o n t a i n sw o n d e r f u lp o s s i b i l i t i e sa n dm i g h tb eag o o dc a n d i d a t ef o rw c d m a a n dc d m a 2 0 0 0b a s es t a t i o n s k e yw o r d s ld i g i t a lp r e d i s t o r t i o n ，l u t ，p o w e ra m p l i f i e r ，l i n e a r i z a t i o n ，c c d f 东南大学学位论文独创性声明 本人声明所呈交的学位论文是我个人在导师指导下进行的研究工作及取得的研究 成果。尽我所知，除了文中特别加以标注和致谢的地方外，论文中不包含其他人已经 发表或撰写过的研究成果，也不包含为获得东南大学或其它教育机构的学位或证书而 使用过的材料。与我一同工作的同志对本研究所做的任何贡献均已在论文中作了明确 的说明并表示了谢意。 研究生签名：土& 遣 日期：z 缸d 以 东南大学学位论文使用授权声明 东南大学、中国科学技术信息研究所、国家图书馆有权保留本人所送交学位论文的 复印件和电子文档，可以采用影印、缩印或其他复制手段保存论文。本人电子文档的 内容和纸质论文的内容相一致。除在保密期内的保密论文外，允许论文被查阅和借阅， 可以公布( 包括刊登) 论文的全部或部分内容。论文的公布( 包括刊登) 授权东南大 学研究生院办理。 研究生签名：主是盎 导师签名：日期：姗s ，1j 了址 孥 第章绪论 1 1 课题背景 第一章绪论弟一早珀下匕 近年来，无线移动通信技术在世界范围内飞速发展，全球移动用户数急剧增长，已经超过了固 定用户数。而通信业务也由最初的单一通话业务推广到现在3 g 的多媒体等服务，除了多媒体业务， 未来移动通信还要实现两个重要方面，即提供无所不在的服务和全球性的服务。 为了能向高速和低速移动用户提供话音、数据、会议电视及多媒体等多种服务，3 g 系统必须 拥有更大的容量，更好的通信质量和更高的频带利用率，这就对硬件电路系统提出了更高的要求， 尤其是发射子系统的功放单元。 通信容量和传输速率的不断增大，直接导致通信频段变得越来越拥挤。为在有限的频谱范围内 容纳更多的通信信道，要求在技术上采用频谱利用率高的调制方式，例如q p s k 、q a m 。这些调制 方式不可避免的会产生包络波动( 产生非恒定包络调制信号) 。对于末级放大器就有了更高的线性 要求，以避免对l 临近信道的干扰，保证调制的窄带的特性。而对于将来具有更大发展潜力的，适用 于无线高速传输以及良好抗多径衰落特性的o f d m 多载波系统而言，由于其本身具有较高的p a p r ( p e a k - t o a v e r a g e p o w e r r a t i o ) ，就对宽带通信系统的线性度提出了更高的要求“1 。 如何提高系统的线性度是宽带系统期待解决的一个共同问题。为了解决线性度的问题，可以采 用三种方法：一种方法是选择合适的超线性半导体器件，设计出符合性能要求的宽带发信机。不过 这种办法花费巨大，且技术难度很高；第二种方法是将整个发射通道进行功率回退使发射通道工 作在线性区，这种方法大大降低了系统的工作效率；第三种方法是采用线性化技术，即采用适当的 外围电路，对发信通道的非线性特性进行校正，从而在电路整体上呈现对输入信号的线性放大效果。 这种方法避开了难度很大的器件制造技术，采用成本相对较低的器件，不仅形式多样，而且器件的 选择也较灵活，因此，在目前看来是最适合的方法。 在当今射频发射机的设计中，功率放大器( 特别是末级功放) 的线性度是影响整个系统线性度 的关键问题。功放线性不佳的直接后果就是产生各种非线性失真，造成信号带内和邻道干扰。随着 现代大容量数字通信技术的迅速发展，对系统的性能，特别是功放线性度的要求亦越来越高。在这 种情况下，各种功放线性化技术便应运而生了。 1 2 功放线性化技术 绍。 当前流行的线性化技术有功率回退，反馈，前馈，预失真等技术，下面对这些技术进行简单介 东有大学硕上学位企上 1 2 1 功率回退( b a c k o f f ) 由于姒的射频信号为非恒定包络，因此不同于恒定包络信号，射频功放不能被推到压缩状 态，而必须采用功率回退的方法使功放工作于线性状态。其原理为选用功率较大的管子作为小功率 管使用，实际上是以牺牲功放效率来提高功放线性度。 功率回退法简单且易实现，不需要增加任何附加设各，是改善放大器线性度行之有效的方法， 缺点是功率放大器的效率大为降低。另外，当功率回退到一定程度，即当i m 3 ( 三阶交调系数) 达到 - 4 0 d b c 以下时，继续回退将不再改善放大器的线性度。因此，在线性度要求很高的场合，仅靠功 率回退是不够的。 1 2 2 负反馈o 帕g a t i v ef e e d b a c k ) “m 1 负反馈是将功率放大器输出的非线性失真信号反馈到输入端，与原输入信号共同作为功率放大 器的输入信号，以减少功率放大器的非线性。图i 1 是负反馈法的原理图； 图1 1 负反馈原理图 p a 是功率放大器，b 是反馈网络，在l 端输入微波信号，2 端输出含有三阶交调分量，该输出 信号通过耦合器是一部分信号进入反馈网络b ，通过反馈网络时使信号倒相，再经过耦合器输入功 率放大器，最后，在功率放大器输出端口输出的基波信号虽比没有反馈网络时有所损失，但三阶交 调分量得到了明显的抑制。 1 2 3 前馈( f e e df o r w a r d ) “1 应该说，前馈技术起源于反馈，它与反馈的不同在于信号由输入耦合加于输出。在概念上，前 馈完全同于反馈。 如图1 2 由主放大器，耦合器，衰减器1 ，合成器，延时线1 ，功分器组成环路1 ，其作用是 抵消放大器的主载频信号；由耦合器l ，延时线2 ，耦合器2 。衰减器2 ，辅助放大器，合成器，衰 减器1 组成环路2 ，其作用是抵消放大器非线性产生的交调分量，改善功放的线性度。 射频信号输入后，经功分器分成两路。一路进入主功率放大器，由于其非线性失真，输出端除 了有需要放大的主频信号外，还有三阶交调干扰。从主功放的输出中耦合一部分信号经衰减器1 调 节幅度，并与另一路经过延时线1 延时的输入信号在合成器中叠加，使主频信号完全抵消，只剩下 反楣的三阶交调分量。三阶交调分量经辅助放大器放大后与经延时线2 延时的主功率信号在耦合器 2 第一章耆论 2 中叠加，抵消主功放的三阶交调干扰，从而得到线性的放大信号。 图1 2 前馈线性化技术原理图 1 2 4 预失真( p r e d i s t o r t i o n ) 预失真技术，顾名思义，就是在功率放大器前增加一个非线性电路，使信号通过放大器前已经 失真。预失真技术的框图如图1 3 所示，输入信号通过预失真器，经过预失真校正成为预失真信 号后，进入功放，输出线性度更好的信号。理想情况下，预失真器将提供一个与功放相反的非线性 特性( 幅度相等，相位相反) ，用于抵消放大器的非线性，使得最终的功放输出呈线性，如图1 4 。 图1 3 预失真线性化电路框图 丝+ 匕一匕 预失翼器增益功放本身增益功放最终输出 图1 4 预失真器基本原理 预失真技术根据预失真对象( 信号) 可以分为射频预失真州、中频预失真和基带预失真“o “1 。 射频预失真的调整相应的在射频上完成。预失真器的2 个复数增益调整器分别按工作函数的输 出调整幅度和相位。输入信号的包络作为工作函数的输入量，反馈通路用边带带通滤波器对需要抑 制的频谱( 邻道频率) 取样，并借助d s p 调整工作函数的输出参数使不需要的信号最小。 中频预失真的调整是在中频上实现的，基带信号在中频上完成调制，经上变频输出已调射频信 号，将已调中频信号的包络作为工作函数表的输入量和功放输出信号的参考标准。耦合器对功放输 出取样，经带通滤波器得到需要抑制的边带信号( 邻道干扰) ，检波输出与未失真的参考标准比较得 东南天堂颂e 学位论z 到失真量。这种方法可以同时补偿上变频器引入的非线性。 基带预失真的调整是在基带上实现的，它是利用复数增益调整器来调整输入信号的幅度和相 位，其调整量由工作函数表中功放的a i l 一心和埘一p m 非线性控制。这个工作函数表的输入量是经过 非线性控制。这个工作函数表的输入量是经过时延的输入信号，输出量是输出信号减去输入信号( 即 失真量) 。自适应的过程就是借助d s p 或f p g a 不断调整工作函数表中的值使失真量最小。 射频预失真与中频预失真一般采用模拟电路来实现，具有电路结构简单、成本低、易于高频、 宽带应用等优点，但是频谱再生分量改善较少、高阶频谱分量抵消较困难。 数字基带预失真的基本框架如图1 - 5 所示。图中己调射频信号均以其基带复包络的形式表示， 虚线框内的信号变换过程全部在数字域内由数字信号处理器软件完成。 图1 5 基带数字预失真技术框图 1 2 5 各种线性化技术比较 功率回退简单易行，不需要增加任何设备，只需要把功率放大器的输入功率从i d b 压缩点向后 回退凡个分贝，工作在远小于i d b 压缩点的电平上，使功率放大器脱离饱和区，所以功率回退法在 目前仍然是种行之有效的办法。缺点也很明显，功率放大器的功率利用率大为降低。另外，当 i m 3 达到一4 0 d b c 以下时，继续回退将不再改善放大器的线性度。因此，在线性度要求很高的场合， 仅仅靠功率回退还不够，必须将功率回退法和其他线性化措施结合在一起使用。 前馈技术既提供了较高校准精度的优点，又没有不稳定和带宽受限的缺点。当然，这些优点是 用价格换来的，由于输出校准时，功率电平较大，校准信号需放大到较高的功率电平。这就需要额 外的辅助放大器，而且要求这个辅助放大器本身的预失真特性应处在前馈系统的指标之上。但校准 环中添加一个辅助功率放大器，因而总效率有所降低。前馈功放的抵消要求是很高的，需要获得幅 度，相位和时延的匹配，如果出现功率变化，温度变化及器件老化等均会造成抵消失灵，为此，需 在系统中考虑自适应抵消技术，使得抵消能够跟得上内外环境的变化。 负反馈技术需要特别的处理时廷和所需的带宽，这种技术使得放大器带宽变窄，不适合宽频带 放大。 射频预失真技术具有电平效率高，成本低等优点。是目前较有发展前途的一种方法。不过，这 种方法仍然需要使用射频非线性有源器件，控制和调整复杂，且频谱再生分量改善较少、高阶频谱 分量抵消较困难。 基带预失真技术不涉及难度大的射频信号处理，只是在低频部分对基带信号进行处理。采用基 4 第一章绪论 带数字预失真，适应性较强，可使放大器得到宽的频带范围和宽的动态范围，特别是随着d s p ( 数 字信号处理技术) 的快速发展，发展基带预失真技术将具有相当重要的意义。 1 3 论文内容安排 综上所述，基带数字预失真技术是一种极有发展前途的功放线性化技术，为了迎接即将到来的 3 g 系统，对该技术进行深入研究是十分必要的。 本课题所作的工作，就是对基于l u t 的数字预失真技术进行了较为深入的研究，基于这种技 术，构建了一个适用于通信系统发射单元功率放大器的数字基带预失真器，对该预失真器进行了 a d s 仿真，选用预失真芯片、f p g a 、c p l d 、m c u 等可擦写器件对其进行硬件实现，并最终对其 进行了系统性能测试。测试结果表明这一预失真器达到了预定设计目标，可明显优化功放输出信号 的频谱形状，输出信号的a c p r 值有极大的改善，改善幅度最大可达8 d b ，该预失真器具有极高的 实用及实验价值。 本文将按照系统设计基础知识、方案论证和仿真、硬件实现和验证测试的顺序，力求完整清晰 地叙述本课题完成的工作。全文分为五章： 第一章绪论。介绍课题背景，简单介绍并比较了目前流行的几种功放线性化技术。 第二章功放非线性分析。简要分析了功放的非线性，用频谱图形象地描述了特性，并从频谱 角度解释了预失真技术的原理，介绍了一些功放非线性分析相关参数。 第三章原理及算法。详细介绍了基于l u t 的数字预失真技术，并对其自适应算法进行了说明。 第四章系统仿真与硬件实现。对预失真器进行了a d s 仿真，用仿真结果来指导具体硬件电路 的实现。简单介绍了硬件实现的系统框图。对其中的预失真、m c u 等部分进行了单独介绍，并简 单描述了系统时钟。 第五章系统实测结果。对预失真处理前后的功放输出信号进行测试，详细给出了信号c c d f ， 频谱、a c p r 等相关指标的测试结果，并对测试结果进行了详细分析。 5 东两人学顺r 学位记，( 第二章功率放大器的非线性分析 2 1 幂级数分析 设有一非线性功率放大器，其输出电压v o ( t ) 是输入电压v i ( t ) 的函数： v 0 ( ，) = 厂 v l ( f ) ( 2 1 ) 展开成幂级数形式： v o = 岛e ( r ) + 也t ( f ) + 岛口( r ) + ( 2 2 ) 当输入信号是单一频率的信号，v ( t ) = c o s w , t ，则 v o ( r ) = 毛巧c o s w , t + k 2 v , 2c o s 2 w f + 岛3c o s 3 h r + = 丢如2 + ( 畸巧+ 吾毛哆) c 。s r + l 。k 2 v 2c o s 2 w t + l 。k 3 v 3c 。s 3 ，+ ( 2 3 ) 由( 3 ) 可以看出，由于放大器的非线性，输出信号中除了输入信号频率外，还出现了新的直流 分量，2 w , 3 w , 等谐波分量。 现在假设是双音信号输入，即v ( t ) = ( c o s w l t + c o s w z t ) ，则 k o ) = 毛( c o sw i r + c o s m r ) + 也2c o s w i t + c o s w 2 ) 2 + 岛3c o s w i l + c o s w 2 t ) 3 + = 岛2 + ( 岛+ 罢岛巧3 c 。sw l r + ( 毛k + 三岛3 c 。s r + 如巧2c 。s ( w l w 2 ) r + 屯2c o s ( w 。+ w 2 ) f + 三岛2c 。s 2 w l ，+ 圭红2c 。s 2 心r + - 3 4 毛v ? c o s ( 2 w l w 2 ) f + 吾岛口c 。s ( 2 一w 1 ) ，+ 三岛2c 。s ( 2 w l + w 2 ) r + 三岛2c 。s ( 2 w 2 + w 1 ) ， 十- 1 4 岛v ? c o s 3 w l f + l k y c o s 3 w + ( 2 4 ) 咔f i i 躞a 赋爵嚣譬 图2 1 双音信号非线性分析 由( 4 ) 式可以看出，双音输入时输出端口的成分由直流，基频，二次和三次谐波 2 w i ，2 w 2 ，3w l 及3 w 2 ，两阶交调分量w t ，三阶交调分量2w l w 2 ，2 m w l 等分量组成。一般 情况下，交调分量中的偶次分量由于离基波较远，可用滤波器滤除，其影响可以忽略不计。交调分 6 第二章曲串疲大器的非线性分析 量中的奇次分量的危害较大，特别是其中的三阶交调分量，即频率为2 w l w 2 ，2 w 2 一w f 的分量。 因为其幅度最大，离主信号最近，且落在通带内，无法用滤波器滤除，因此危害最大，是主要考虑 的非线性产物。如图2 1 所示： 2 2 频谱分析3 频谱图可以更为形象地表现功放非线性对信号的影响。 如图2 2 所示，单音信号通过理想功放( 增益为恒定值) 后，只在载波频率处有输出，没有任 何失真。 l 图2 2 单音信号通过理想功放 而单音信号通过非线性功放后，产生了直流分量，二次、三次谐波分量，载波处的输出信号幅 度也受到了影响，如图2 3 所示。 图2 3 单音信号通过非理想功放 将渡分缝 图2 4 描述了双音信号通过非线性功放前后的频谱变化。此时的输出，不仅含有直流，基波与 谐波分量，还出现了很多交调分量。由图中可以看出，三阶和五阶交调分量与基波频率相近，较难 滤除。t m d ，和i m d s 用来表示三阶与五阶交调分量大小与基波分量大小的差异，单位为 d b c 。 7 东南，：望硕学位论 盏旨 参 图2 4 双音信号通过非理想功放 调制信号通过非线性功放的频谱如图2 5 所示，此处调制信号假设为带宽5 m h z 的w c d m a 信号。 由图中可以看出，w c d t a 信号通过功放后产生了严重失真，不仅对带内信号产生影响，带外还多出 了5 m h z 宽的邻道干扰，使得相应接收机的滤波、解调等操作难度大大增加。 | i r 盘o r 掰4 “一p # l f 蔷稍秘冉瞒舻扣轴 图2 5 调制信号通过非理想功放 以上是反映功率放大器非线性的a m a i l 变换分析。除此之外，a i l p i l 变换也是一种非线性现象， 即由输入信号幅度变化而引起输出信号的相位变化。如果这种现象出现在相位调制系统中，将使信 号发生严重的畸变。 a 5 i a i i 和a m p m 模型构成了分析功率放大器非线性特性的经典模型，但仅适用于无记忆系统， 即非线性特性仅与当前输入信号的幅度有关。 2 3 预失真技术频谱分析 采用预失真线性化技术时，为了抵消功放的非线性特性，功放前的预失真器也需要表现出相应 的非线性特性，以双音信号为例，通过预失真线性化电路时的频谱变化如图2 6 所示，为表示出相 位变化，图中频谱都以矢量形式给出。 输入频率为f t 和f z 的双音信号，通过预失真器后产生所需的预失真分量，如图所示。预失真 器产生了与功放失真相位相反的三阶分量( 2 t i - f 2 ，2 f 2 - f o 与五阶分量( 3 f i - 2 f 2 ，3 f 2 - 2 f i ) ，这 些预失真分量通过菲线性功放之后将得到一定的放大，用于抵渭功放自身产生的三阶、五阶交调分 量。当交调分量与这些预失真分量幅度相等，相位相反时，交调分量将被完全抵消。 8 第一荦功睾放人糟的非线性卜析 2 6 预失真线性化电路频谱变化 圈 预失真器所产生的三阶、五阶预失真分量，与功放产生的三阶、五阶交调分量相比，相位相反， 幅度并不相等。为了尽可能彻底的抵消交调分量，在计算预失真器输出的奇数阶分量的幅度时，必 须考虑的因素除了功放的增益，还有预失真分量通过非线性功放后产生的新的交调分量。想要完全 抵消所有奇数阶的交调分量是十分困难的，一般而言，尽可能多地抵消三阶交调分量，该分量的危 害最大。 2 4 非线性分析的几个基本参数 ( 1 ) i d b 压缩点 当输入功率有限时，放大器输出功率随着输入功率的增加而线性增长，当输入增大到一定程 度后，输出功率增加速度变慢，不再呈线性增长。 由下图2 7 可知，i d b 压缩点就是输出功率电平偏离线性变化功率值i d b 处的交点，此时的输 入功率为p i ( 1 d b ) ，输出为p o ( i d b ) ，显然i d b 压缩点反映了放大器的非线性失真程度。 图2 7l d b 压缩点 ( 2 ) 三阶交调阻断点 通常交调功率随输入信号功率的立方而变化，即输入功率每增加i d b ，交调失真功率就要增加 3 d b ，如图2 8 所示，随输入按3 ：1 的速率上升。 当交调输出功率电平与输入功率电平相等时，通信机就无法正常通信，该交叉点就被称为三 阶交调阻断点，此时对应的输入功率用i p 3 ( d b m ) 表示。 9 东南、学顽? 学位论上 i p 3p l 图2 8 三阶交调阻断点 海i ，? ( 3 ) 邻道功率比a c p r a c p r ( a d j a c e n tc h a n n e lp o w e rr a t i o ) 是相邻信道平均功率( 或指定的频偏) 与发射信道平 均功率之比。这个指标主要考察了发射机信号对相邻信道的干扰。利用a c 豫可以快速、有效的观察 出系统对带外信号发射的抑制能力。a c p r 指标也在一定程度上反映了系统的线性度。a c p r - 与所采用 的c d m a 信号码道配置有关的，这是因为不同的信号码道配置，信号的峰均功率比往往不同。 图2 9 邻道功率比a c p r 一般具有更高的峰均功率比的信号更加容易受到系统中非线性器件( 典型的如放大器) 的非线 性影响，峰值被压缩，从而使a c p r 的值变差。 1 0 第三章基于l u t 的数字预失真技禾 第三章基于l u t 的数字预失真技术 3 1 数字预失真技术 数字预失真的基本原理如图3 1 所示，预失真函数f 和g 都是输入信号v i 的幅度函数。实现 预失真函数f 的电路被称为预失真器。在数字预失真技术中，预失真器由数字电路组成。 显然，当g ( i v p i ) 虾( i v ii ) = k 时( k 为恒定常数) ，预失真器和功放串联可以得到预期的线 性增益。 p o u t p o u t 2 p o u t l 图3 1 数字预失真基本原理 p i n lp i n 3p i n 2p i n 圉3 2 预失真器工作原理示意图 如图3 2 所示，曲线( 1 ) 为放大器特性曲线，可以看出在输入功率接近饱和区时，输入输出 功率不再呈线性化。曲线( 2 ) 为我们假定的线性化曲线。假设输入信号为p i n l ，如图，若要使整 个传输通道特性保持线性，即输入输出特性曲线为曲线( 2 ) 。则应当事先根据曲线( 2 ) 和p i n l 的 值得到p o u t l ，再将p o u t l 的值代入功放特性曲线( 1 ) 得到p i n 2 ，这样当功放输入功率为p i n l 末南丈幸硕上学位论正 时，我们可以将其修正为p i n 2 输入功放，使得功放的输出功率为p o u t l ，功放响应可以呈现出严 格的线性关系。 由g ( 1 v p i ) 卵( i v i i ) = k 可知，在输入功率为p i n l 的点上，预失真函数f ( | p i n l l ) 应该等于 i p i n 2 p i n l i 。 由图3 2 也可以看出，预失真器也是有一定的工作范围的，如输入信号为p i n 3 ，则根据曲线 ( 2 ) 可得到p o u t 2 ，但p o u 2 已经超过了功放的最大输出功率，无论怎么增大p i n ，都不可能得到p o u t 2 输出。因此，预失真器有一定的工作范围限制，只可能修正在功放最大输出功率以内的信号。 3 2 基于l u t 的数字预失真技术“州“” 各种基带数字预失真技术中，目前较为流行的方法是基于查找表( l u t ) 法，它具有结构简单 处理速度快，实时性好等优点。 3 2 1 基本结构 基于l u t 的数字预失真方法是将预失真特性预先存储在一个l u t 中，利用基带输入信号幅度作 为l u t 指针，根据每一个输入信号的幅度，从l u t 中提取出相应的合适表值，用于控制输入信号的 幅度和相位，对输入信号进行预失真。 图3 3 查找表数字预失真基本模型 目前基于查找表的数字预失真结构大同小异，如图3 3 ，输入端的信号经过a d 变换后得到数 字域中的等价复信号v i ，通过复数乘法器，根据v i 的幅值大小查找l u t ，与表中抽取的相应复系 数相乘，季导到预失真后的信号v p 。v p 经过d a 变换后，通过线性调制器( 正交调制器) 调制到 载频上并进行功率放大，功放的输出信号记为v a 。v a ( t ) 送往天线输出，其中的一小部分输出功率 通过耦合器送往线性解调器，解调器经过a d 变换后得到的反馈信号记为v f ，此信号用于提供给 误差比较模块和自适应算法模块作为参考信号。 反馈信号v f 和经过一定延时的输入信号v i 同时进入误差比较自适应模块，由自适应算法对其 进行自适应运算。来修正和更新l u t 中的系数值。 1 2 第三于基l u t 的数字顶失真技术 3 2 2 地址产生器 图3 3 中的复数乘法器和l l r r 模块在图3 4 中被细化。图中，地址产生器的作用是检测输入信 号v i ，根据其幅度( 或功率) 的大小产生相应的l u t 地址，每一个l u t 地址都对应一个l u t 存储 单元，存放着不同的l u t 复系数。 v u p d a t e 图3 4 复数乘法器与l u t 如图所示，设预失真器输入为v i ，预失真器输出为v p ( 也就是功放的输入) ，功放的输出为 v a 。 则功放模型可以表示：v a = v p * g ( f y p i ) ； 预失真模型表示为：v p = v i * f “v i i ) 。 预失真表中的内容就是f ( 1 v i i ) 的值，每一个1 v i l 值对应着不同的l u t 表地址，该地址存放着 相应的f ( i v i ) 值。若地址产生器检测到输入信号幅度为i v i i ，则生成相应的l u t 地址，根据该地 址从l u t 中找到f “v i i ) 值。 3 2 3 几点说明 ( 1 ) 基于查找表的基带预失真技术，没有考虑功放的记忆特性，是针对a m a m ，a m p m 无记忆非 线性模型的，模型的非线性特性仅与输入信号的幅度有关，而记忆特性所反映出来的其他影响因素， 如工作频率，温度等都被忽略。因此，该技术更适用于窄带的，记忆特性比较弱的非线性系统 ( 2 ) 在反馈链路中产生的延时，也是需要考虑的因素之一。通过比较输入信号和反馈信号的幅 度大小，可以计算出相应的延时。只比较信号幅度，可以忽略反馈链路的相位同步问题。当延时不 是d s p 采样周期的整数倍时，就需要内插。当进行输入信号和反馈信号比较时，用的是调制信号 而不是训练信号，因为使用训练信号时，功放会达到功率压缩点，这会降低比较时的精确度。总的 来说，l u r 越大，计算越精确，当然，也就需要更多的存储单元和更长的计算时间。 ( 3 ) 预失真函数的采样点不必均匀地线性分布在整个输入信号的幅度区域内。输入信号功率 越大的地方，功放的失真越大，在这样的区域，采样点可以相应密集，而在功放失真较小地区域， 可以适当减少采样点，使l u t 得到充分的利用。 东高大学颁l 羊f 芷论 3 3 用于更新l u t 的自适应算法 如前文所述，基于查找表的数字预失真结构基本是固定的，这种预失真方法的关键不同之处在 于其自适应模块的采用何种自适应算法。 自适应算法需要考虑的是如何根据输入的v i 信号，和反馈回来的部分v a 信号，来更新l u t 表 中的值，假设放大器的理想放大倍数为k ，则自适应算法的目标就是实现 k = g ( 1 v p l ) 宰f ( 1 v i l ) 即f ( | v ii ) = k g ( 1 v p l ) v ( 3 1 ) ( 3 2 ) h 三”芒m 蒜畸g 目礼瑚 h v 母f ( u 。 图3 5 自适应算法的实现 图3 5 描述了一种自适应算法。该算法的主要目的是在每个l u t 单元对应的功率点找到 预失真器和功放串联的开环增益h 。回忆一下，预失真器和功放的链路增益是g ( 1 v pj ) 邪( j v i i ) = k ，是一个恒定值。所以，如果设g l i n 等于k ，整个系统的开环增益应该等于i 。如果计算得到的 开环增益不等于l ，就必须调整预失真函数。整个过程如图3 6 所示。预失真函数由l u t 中的一系 列系数决定，设为l n 。为了使开环增益趋向1 ，预失真函数的每个系数都被除以了开环增益值： i h = ( k 幸v i ) ( v i * f “v i l ) 幸g ( v p ! ) ) = k f ( i v ii ) 蝎( 1 v p i )( 3 3 ) 其中，1 h 为开环增益的倒数( 是一组向量值) ，l u t 表中存储的向量值是更新前的预失真函数 f ( i v i i ) 。 l u t q q e 蚌1 心 图3 6 自适应算法的实现 1 4 第三章基于l l r r 的敬y - 颅失真技术 根据输入信号的幅度，将i h 向量与l u t 表的对应项相乘， l j = l j h j ( 3 4 ) 其中l j 表示l u t 表向量值的第j 项，h j 表示开环增益向量值的第j 项， 所得的值更新原来该位置的值l j ，l j 。 这样就实现了： f ( i v i i ) _ k 丰f ( i v i i ) ( g ( 1 v p i ) 虾( 1 v i l ) ) = k g ( i v p i ) ( 3 5 ) 达到了自适应算法预期的目标。 1 5 东南大学硕上学，立论玉 第四章系统仿真与硬件实现 4 1a d s 系统简介“”“8 1 对于研究人员来说，涉及一个系统的主要难度在于将许多子系统结合起来。如果这些子系统都 已经被建成软件模型，并有相对应的硬件结构，这将大大降低研究设计人员用于评估系统性能、排 除系统故障的时间，提高工作效率。e d a ( e l e c t r o n i cd e s i g na u t o m a t i o n ) 软件正是提供了这种 条件的设计平台。 a d s ( a d v a n c e dd e s i g ns y s t e m ) 是a g i l e n t 公司推出的新一代e d a 软件设计平台，给用户提供 了从综合、系统仿真到完整的通信系统设计的解决方案，使用户能够方便有效的进行硬件系统的 研究开发工作。 a d s 提供了一系列很有特点的功能特性使其他的e d a i 具不能提供的：它可对d s p 电路、射频电 路、光电子通信与微波器件的设计进行仿真、优化与验证；它可提供通信系统中数字基带部分与射 频部分之间的联合仿真，可提高系统仿真的准确度，节约开发时间；它可方便的将d s p 系统框图向 下综合到v 凹l 器件；a d s 可方便的与a g i l e n t 测量仪器相连接，使仪器更具灵活性；它提供了大量的 仿真库与行为模型，给设计人员以强有力的支持。另外它对硬件要求不高，可方便的应用于p c 机和 u n i x 系统等多种操作平台。 4 2 预失真器仿真框图 用a d s 仿真环境对预失真器进行仿真，可利用a d s 自带的数字预失真d e m o “d i g i t a l p r e d i s t o r t i o n _ v 5 p 0 ”，其整体框图如图4 1 。 ( 1 ) 信号源 图4 1 中所标示的a 处为w c d m a 信号源，输出基带调制信号。b 处为产生r a m p f l 练信号的r a m p 信号 产生器，用于生成并更新l u t 表值。在这里，我们选用了功率线性递增的单音r a m p 信号( 频率等于 载频) 作为训练信号。训练开始时，信号的功率设为0 ，在功放最大可校正输入功率时达到峰值。 使用如上单音信号，极大地简化了自适应算法的实现。但是也有一些局限性。例如用r a m p 信号对 l u t 进行更新时，调制信号必须中断。此外，由于训练信号为单音信号，预失真表的值是在单个频 率点构建的，预失真器只在单一频率点校正功放，并不覆盖整个调制信号的带宽。因此，只有当功 放的通带相当平坦时，使用单音训练信号才能得到极准确的预失真函数。 1 6 第网章系统仿真与碗 生实现 图4 1a d s 仿真框图 要想得到较为精确的预失真函数，仅仅用r a m p 信号训练一次是不够的，必须多次训练，不断 更新l u t 系数。一般来说，经过两到三次训练，功放的a c p r 值就可以得到显著的改善。 ( 2 ) 地址产生器 如图中c 处所示，地址产生器根据输入信号的幅度来产生l u t 表的地址，以便于预失真或更新l u t 1 7 东南 、学硕学位论文 表时查找相应的地址。 该地址产生器提供三种寻址机制：1i n e a r ，p o w e r ，l o g p o w e r 。 l i n e a r 模式根据输入信号幅度的大小，线性寻址。 p o w e r 模式寻址与输入信号的功率值成线性关系，因此，在幅度大的地方寻址密度要大。 l o g p o w e r 模式寻址与输入信号的功率的对数值成线性关系，它在大功率处寻址的密度更大。 功率值越大，特别是接近饱和区时，功放的失真幅度越大，因此，这种情况下应该选择l o g p o w e r 模式，有更高的寻址密度，使预失真函数更精确。而当功放处于线性区，失真较小时，就可以考虑 线性寻址方式，在不影响预失真效果的前提下，这种寻址方式的寻址密度最小，最节约l u t 存储空 间。实际应用中具体使用哪种寻址方式，需要综合的考虑。 ( 3 ) 功放模型 此次仿真中，选取了一个基于a 彤埘，a l p m 模型的功放模型，不考虑记忆效应。 设输入信号电压为v i ，输出信号为v o 令g a ( u ) = 1 0 一l o * u ，g p ( u ) = - 0 3 u ，u - - i v i i 2 则输出信号的算式为： 当i v i = ( i 3 ) 0 5 时， l v o ( t ) | = 3 8 4 9 ，输出相位仍为j * g p ( u ) 。 图4 2 描述了该功放的幅度特性。 v i n 图4 2 功放模型特性 ( 4 ) 延时估计 图4 1 中d 处用于估计反馈链路的延时。 假设不需要延时模块，预失真也能实现，那就是说输入信号v i 与反馈信号v f 只存在幅度倍数 k 的差别和时延f 的差别，写成数学形式： v f ( t ) = k v i ( t - r )( 4 1 ) 同时此时：v f ( t ) = k v i ( t )( 4 2 ) ( 4 1 ) 一( 4 2 ) 得：v i ( t ) - v i ( t - z ) = 0( 4 3 ) 要满足条件( 4 3 ) ，只有一种可能性，就是输入信号v i 是周期信号，并且周期是r n ，n 为整 数。 1 8 第旧牵系统仿真礁仕，娄现 因此，我们必须对时延r 进行估计，在对输入信号进行值为f 的延时，是输入信号与反馈信号 同步，达到：v f ( t + r ) = k v i ( t + r )( 4 4 ) 下面假设对输入信号的延时补偿是“，则预失真目标为 v f ( t + f ) = k v i ( t + “)( 4 5 ) 对输入信号和反馈信号求互相关，由于信号都是平稳随机过程，则 r v f v l ( t + f ，t + ) = r v 。( f ，) = e v f ( r ) v i ( ) 】 ( 4 6 ) 而当达到预失真效果时， v f ( f ) ：k v i ( 口) ( 4 7 ) 综合( 4 6 ) ，( 4 7 ) 可得： r v m ( t + r ，t + ) = k e v i ( r ) v i c - ) 】= k rv l v l ( f ，) ( 4 8 ) 其中r v l v l p ，) 表示v i ( t ) 在时刻r 的子相关函数，当f = 时，r v l v l ( f ，) 的值最大。 因此可以通过调节补偿时延的值，并求输入信号与反馈信号的互相关函数值， 当函数值最大时，f = ，完成同步。 4 3 仿真结果 ( 1 ) 双音信号测试 输入频率7 5 j h z 和1 2 5 m h z 的双音信号，分别测量预失真之前与之后，功放输入、输出信号 的频谱，如图4 3