（电磁场与微波技术专业论文）线性功率放大器研究.pdf

摘要 由于各种通信系统的迅猛发展，使得其对功放线性的要求越来越苛刻。本文 从系统对功放线性的要求出发，先讨论功放线性化技术的必要性，再简要回顾几 种主要线性化技术的发展历程，之后对前馈和预失真技术做深入探讨。 在第二章根据具体的指标要求，先对前馈线性化技术的整个环路进行分析， 并根据其环路平衡的条件，得出了其不包含非线性因素的根由：之后再对各个部 分做了具体分析，主要探询各部分和整个前馈功放的关系，以及它们对整个前馈 功放指标的影响；在具体的分析过程中，结合本章开头提出的指标要求，选择了 适当的器件，进行了相应的计算，设计了一款采用简单自适应加查表控制的前馈 型功率放大器；并在最后简单介绍了控制算法，给出了仿真和试验结果。 第三章主要介绍模拟预失真技术，先在原理性的分析基础之上，根据指标要 求采用传统的预失真办法设计了一款预失真功放，经过仿真得出结果，发现该方 法虽然较为简单，但存在本质的问题。由此，重新对预失真技术展开分析，找到 问题的症结所在，并且对该问题进行了优化处理；经过重新分析计算，提出了一 种新的预失真方法，并且仍以本节开始的指标为例，设计一款采用新预失真结构 的功放，并且进行了仿真，得到了较好的结果。 关键词：线性化功率放大器前馈技术预失真技术 a b s t r a c t a st h ed e v e l o p m e n to fa uk i n d so fc o m m u n i c a t i o ns y s t e m s r e q u i r e m e n ta b o u t l i n e a r i t yo fp o w e ra m p l i f i e r o ni tb e c o m eam o r ea n dm o r es e r i o u sp r o b l e m t h i st h e s i s p r e v i o u sa n a l y s i s o nt h er e q u i r e m e n t s ，a n dt h e nr e v i e wt h ed e v e l o p m e n to fs o m em a i n i i n e a r i z e d t e c h n o l o g y , a f t e ri t ，ad e e ps t u d y o nt e c h n i c h so ff e e d f o r w a r da n d p r e d i s t o r t i o ni sp r e s e n t e d w i t har e a lt a r g e t ，i nt h es e c o n dc h a p t e r , t h i st h e s i sb e g i nw i t ha n a l y z a t i o no ft h e t w ol o o p so ff e e d f o r w a r d ，b a s e do nt h eb a l a n c e dc o n d i t i o no ft h et w ol o o p s ，ar e a s o n w h y f e e d f o r w a r da m p l i f i e rb e h a v e sa sal i n e a ra m p l i f i e ri sd e r i v e d ；a n dt h e nt h et h e s i s d i s c u s se v e r y p a r to f t h et w o l o o p si nd e t a i l sw i t h t h er e q u i r e m e n t sa b o v ea n dr e l a t i o n b e t w e e nt h e m ，a tt h ee n do fd i s c u s s i o no fe v e r yp a r t ，r e a lm a t e r i a li sc h o s e nf o rt h e a m p l i f i e rw i t hc o r r e s p o n d i n gc a l c u l a t i o n ， a f t e rt h a taf e e d f o r w a r dp o w e ra m p l i f i e r w i t ht e c h n i c h so fs i m p l ea d a p t i v ea n dl o o ku pt a b l ei sd e s i g n e d ，a tt h ee n do ft h i s c h a p e r , t h e c o n t r o l w a yo ft h ea m p l i f i e r i s s i m p l em t r n d u c e d ，a n dt h e r e s u l to f s i m u l a t i o na n dt e s ti sp r e s e n t t h et h i r d c h a p t e r t a l ka b o u tt e c h n i c ho f p r e d i s t o r t i o n ，a l s o b a s e do nt h e a n a l y z a t i o no fi t sb a s i ct h e o r ya n dar e a lt a r g e t ，ac o n v e n t i o n a lp r e d i s t o r t i o np o w e r a m p l i f i e ri sd e s i g n e d , a r e s u l ti sd i s c o v e r e da f t e rs i m u l a t i o nw i t hi t i no r d e rt of i n dt h e e s s e n t i a lr e a s o no ft h er e s u l t ，an e wo p t i m u md i s c u s s i o no nt h et e c h n o l o g yo f p r e d i s t o r t i o ni sd c p l o y e d ，a n dt h e na f t e rp r o p e rc o m m u n i c a t i o n , t h er e a s o ni s f o u n d a n dan e ws c h e m eo f p r e d i s t o r t i o np o w e ra m p l i f e ra n dd e s i g nw i t ht h et a r g e to f i n i t i a l o ft h i sc h a p t e ri sp r e s e n t e d ，a f t e rs i m u l a t i o n ，ap r e f e r a b l er e s u l ti sf o u n d k e y w o r d ：l j a r i z a t i o n p o w e ra m d l i f i e r f e e d f o r w a r d p r e d i s t o r t i o n 创新性声明 、6 9 5 7 6 4 本人声明，所呈交的论文是我个人在导师的指导下进行的研究工作及取得的 研究成果。尽我所知，除了文中特别加以标注和致谢中所罗列的内容外，论文中 不包含其他人已经发表或者撰写过的研究成果：也不包含为获得西安电子科技大 学或者其他教育机构的学位或证书而使用过的材料。与我一起工作过的同志对本 研究所做的任何贡献均已在论文中作了明确地说明并表示了谢意。 申请学位论文与资料若有不实之处，本人承担一切责任。 本人签名：鏖杰日期：2 四：! ：1 5 关于论文使用授权的说明 本人完全了解西安电子科技大学有关保留和使用学位论文的规定，即：研究 生在校攻读学位期间论文工作的知识产权单位属于西安电子科技大学。本人保证 毕业离校以后，发表论文或使用论文工作成果时署名单位仍然为西安电子科技大 学。学校有权保留送交论文的复印件，允许查阅和借阅论文：学校有权公布论文 的全部或者部分内容，可以允许影印、缩印或者其他复制手段保留全文。( 保留的 论文在解密后遵守此规定。) 本学位论文属于保密在年解密后适用本授权书。 本人签名：鏖蹇日期： 2 四5 ：! ：1 5 导师签名： ；：；i 日期： 2 舾2 厶丝 o 1 笫一章绪论 第一章绪论 系统对功率放大器线性化程度要求的提高，是导致线性化技术成为研究热点 的原因所在。本章先讨论不同系统对功放线性化的不同要求，再简要回顾线性化 技术的发展历程，最后概述本文要详细讨论的方法。 1 1 研究线性功率放大器的目的 随着移动通讯事业的迅猛发展，特别是c d m a 和第三代移动通信技术的发 展，使得系统对功放线性的要求越来越高。在移动通信系统中，为了保证一定范 围的信号覆盖，我们通常使用功率放大器来进行信号放大，进而通过射频前端和 天线系统发射出去。而在c d m a 或w - c d m a 的基站中，如果采用般的高功放 f 通常工作于a b 类) 将由于非线性的影响产生频谱再生效应，如( 2 1 节) 所述。 为了较好地解决信号的频谱再生和e v m ( 误差矢量幅值) 问题，就必须对功放采用 线性化技术。不仅如此，功放在基站中的成本比例约占1 3 ，如何有效、低成本地 解决功放的线性化问题就显得非常重要。 线性化技术在卫星通信，数字化广播发射机，蜂窝基站，直放站，手机中都需 要应用，只要单元电路输入信号中存在多个频率分量，就必须考虑线性化问题。 只是由于不同的信号电平和不同的使用场合，使得其难易程度会有很大的差别。 以下给出不同系统对功放线性的要求f 1 】： 1 1 1 g s m 系统对功放的线性化的要求 g s m 是一种成熟的t d m a 技术，下行工作频段为9 3 5 9 6 0 m h z ，信道带宽 是2 0 0 k h z ，采用g m s k 调制。g m s k 调制是衡包络调制，所以系统效率比较高。 尽管信道频带窄，工作频率相对较低，但g s m 多载波线性功放的困难是显而易 见的，其三阶交调分量的抑制要求- - 7 0 d b c 。目前多数产品都采用单载频功率放大， 进而把功放的输出合路f 合路器一般在射频前端模块) 。其好处是简单，但合路损 耗大，理论上二路的合路损耗达3 d b 。 g s me d g e 能利用现有的g s m 系统满足数据通信的要求，配备e d g e 功能 主要的改动点在g s m 系统中软件和功放部分。由于它采用了8 p s k ( 8 移相键控) 调制，所以有更好的频谱利用率和更高的数据通信速率。但它是非衡包络调制， 要求在原来g s m 系统高功放的基础上回退约3 4 d b 。相比原有系统在成本上增加 不多，但能很好地满足数据通信的要求。满足g s m e d g e 的功放要求有定的 线性指标，另外，e v m 7 。在实现上，小于7 的e v m 比频谱再生分量指标更 难达到。测试e v m 时要考虑仪器的误差，如r s 公司的s m i q 信号源在输出大 于5 d b m 后其e v m 就明显上升。此外，还要考虑频谱分析仪的测试动态范围， 否则会有较大的测试误差。另外，在测试大功率末级放大器时也需要考虑驱动级 放大器的线性度指标是否达到测试要求。 1 1 2c d m a 和c d m a 2 0 0 0 系统对功放线性的要求 c d m a 和c d m a 2 0 0 0 下行的工作频段在8 6 9 8 9 4 m h z 和1 9 3 0 1 9 9 0 m h z ， 信道带宽1 2 2 8 8 m h z ，邻道功率比和带外频谱的要求： 线性功率放大器研究 4 5 d b c 偏移中央频率+ _ 7 5 0 k h z ( r b w 3 0 k h z ) 6 叫b c 偏移中央频率1 9 8 m h z ( r b w 3 0 k h z ) 1 5 d b 邻信道泄漏功率比4 8 d b c 5 m h z ；5 3 d b c 1 0 m h z 频谱辐射模板见规范3 g p p2 5 1 0 4 谐波2 次： - - 4 5 d b c ，3 次： - - 6 0 d b c 带外杂散 8 0 , 0 0 0 小时 w c d m a 系统的信道带宽达5 m h z ，对于两载波的线性功放就要求工作带宽 达1 0 m h z 。而线性化技术是有带宽限制的。适用于w c d m a 的线性化技术是前 馈( f e e d f o r w a r d ) 和预失真( p r e d i s t o a i o n ) 技术，前馈和数字预失真技术都有良好的 效果，这是两种主流技术。相对来说，前馈比较成熟，性能稳定可靠，但前馈在 成本和效率等方面不如数字预失真。预失真由于功放本身的记忆效应使得带宽和 改善量都受到影响。记忆效应又可以分成热记忆效应和电记忆效应两种。非线性 失真可以分成a m a m 和a m p m 两种，在实际线性化补偿时需要分别加以考虑， 包括记忆效应。模拟预失真比较简单，但用二极管等制成的预失真电路往往不能 满足系统的动态范围，所以经常只是用于前馈放大器的主功放中。另外数字预失 真为非实时系统，有训练过程，起始线性化的速度较慢。还有数字预失真是在射 频电路之前，往往与发信机做在一起。应该说，数字预失真更有前景，目前已经 第一章绪论 有商用化的产品。 1 1 4 第四代移动通信系统的线性化 如果说3 g 数据的最高传输速率是2 m b p s 的话，而4 g 可以达到2 0 m b p s 甚至 更高。而要实行此目标就有可能采用高速调制与快速链路自适应等技术。采用 1 6 q a m 和6 4 q a m 等高阶调制技术可以达到在5 m h z 带宽中提供1 0 m b p s 的水平。 但高阶调制将明显降低噪音、干扰和其它信道损伤的抵抗力。对1 6 q a m 调制来 说，a c p 会变得次要，而e v m 作为线性化指标会成为主要指标。在4 g 中，接 入方式除c d m a 或d s - - c d m a 外，更有可能选择o f d m ，它由众多正交的子载 波组成，所以其峰均比更高。但调整多载波信号中的各个构成信号的组合相位， 可以降低p a r 。可以预见，在4 g 中，功放的性能会越来越好，但成本会越来越 低。 l j1 5 手机的线性化 手机的输出功率较小，指标要求也较基站低，但对于c d m a 和w c d m a 手机来 说，线性化的问题也是不容忽视的。对手机来说，在5 m h z 处邻道抑制的最低要 求是3 3 d b ，设计时应考虑在3 5 d b 以上。如果功放本身的a c l r 是2 5 d b c l w ， 则需要有1 0 d b 以上的抵消要求。由于手机的体积小，不可能把线性化电路做得 太复杂，所以1 0 d b 的指标并不是一个低的要求。一般来说，厂家会推出一些线 性化功放的集成块，但器件的选择使用时必须正视此问题。电源效率是w c d m a 手机面临的一个难题，而与此有关的就是其功放的线性化问题。 1 1 6 直放站和b o o s t e r 的线性化 直放站和辅助放大器( b o o s t e r ) 的线性化问题就其技术上来讲与基站相类 似，如c d m a 直放站，其指标与基站相近。区别是通用的直放站还定义了对三阶 交调分量的要求，指标不大于1 4 d n m ( 基站也在往这个方向靠) ，这提高了对其线 性度的要求。另外，由于直放站的增益高，在系统设计时需要特别考虑信号的隔 离等问题。因为稳定性是线性化的前提。目前使用的直放站基本上是单载波的， 所以相对比较简单。多载波的情况会困难的多。就b o o s t e r 而言，由于体积和 重量等要求，不可能把线性化电路做的太复杂，只能选择一些比较简单的电路。 1 1 7 数字化广播发射机的线性化 数字化电视系统已经在国内启动，数字化电视发射机就必须解决线性化问题， 另外广播发射机较之普通通信基站对e v m 有更高的要求。3 g p p2 5 1 0 4 中规定， 对仅为q p s k 调制的信号，基站系统的e v m 小于1 7 5 ；而包含1 6 q a m 调制 的信号，基站系统的e v m 应小于1 2 5 。 总之，无线通信系统和广播电视领域都对功放线性化提出了越来越高的要求， 而线性化技术本身又有一定难度( 针对不同要求) 。这正是本文要对功放线性化技 术进行探讨的目的所在。 4线性功率放人器研究 1 2 1 反馈法工作原理 1 2 线性化技术的回顾 n o n n e b r f 啊b 靠d o r 图1 1 反馈原理图 在2 0 实际2 0 年代末期，名叫h a r o l db l a c k 的电子工程师提出了反馈的电路 形式，并且应用于放大器，这种反馈的电路形式在后来的电路设计中成为一种非 常基础实用的电路。( 也正是此人后来在1 9 2 8 年由申请了前馈电路的专利) 反馈包括正反馈和负反馈，对于放大器来讲正反馈有可能引起振荡，所以， 在功放的设计过程中，反馈一般就指的是负反馈。如下图1 1 所示，假设源和负 载端都是理想的匹配电路，对开环增益a 没有任何的影响，则开环增益a 为： 一监( 1 1 ) 对于闭环的结构，反馈电压”为 一卢。 ( 1 2 ) 这样输入就变成： 一k 一- e 声p ( 1 3 ) 整个反馈系统的传输函数就变成： a ，；生。4 _ ( 1 4 ) 1 + 4 卢 只要保证反馈回来的量和输入信号相减就可以保证整个反馈结构的增益是正 值。否则会引起振荡。 通常，一卢，1 ，所以： 1 a ，= 一3 - ( 1 5 ) 。 卢 这说明，反馈型放大器的增益几乎独立于开环增益，及独立于放大器本身的增益， 而仅由反馈网络来决定，而反馈网络又通常是一个比较精确的工作于线性状态下 第一章绪论 的无源器件，从而避开了功放本身的非线性。而反馈型功放的线性也是以牺牲其 增益得到的。( 总增益减少到原来的y ( a + 彳芦) ) 由于反馈法存在稳定性问题，且线性改善度有限，现在已经基本不用。但是 还有一些反馈和别的技术的组合应用方法的出现【2 1 。 1 2 2 模拟预失真线性化技术 根据功放的失真情况，一般以a m - - a m 特性和a m - - p m 特性来描述，在功 放前端插入与需要线性化的放大器的特性相反的预失真器，使得进入放大器的信 号提前有一个失真，从而使放大器的输出为近似的线性一这种预失真方法通常是 在主放大的前端直接插入二极管或三极管，根据偏压或别的手段来控$ 4 - - 极管或 三极管的工作状态以得到与主放大a m a m 和a m p m 特性相反的信号 【3 】 4 】【5 】。这种技术方法简单，但是要根据不同的功放找到与其特性相反的二极管 或三极管，并不是件容易的事。所以直到目前仍有大量的文章是关于何种二极管 或三极管应用于何种功放取得良好线性的。 从另一个角度讲，为了分析的方便，就以放大器在输入为双音信号时，对消 其产生的交调产物为目标来设计。这时预失真器实际上是一个交调产生器，其输 出的是一个幅度、相位可控的交调产物的以及需要的载波。这种方法在第3 章中 有详细的论述，并且结合理论分析做出了实物( 见附录3 ) 。 1 2 3 前馈线性化技术 前馈法的基本原理是用两个环路分别对消掉载波信号和失真信号来实现线性 化。由于在第一个环路中提取出来的失真成分都是需要线性化的放大器自身的产 物，所以用这些产物来和放大器的输出端的失真成分对消，效果非常良好。 早在2 0 世纪2 0 年代，贝尔实验室的h s b l a c k 就提出了减小放大器失真的 两种方法：前馈和负反馈。在1 9 6 0 年，贝尔实验室的s e i d e l 和他的同事发现负反 馈会造成放大器固有的群延迟，它受条件稳定和抑止互调失真有限等限制，他们 才开始研究前馈在放大器中的用途。前馈有许多潜在的有点，如：( 1 ) 可以大大 的改善功放的线性度；( 2 ) 在工作频带的带宽内，它不损失器件的增益带宽；( 3 ) 第二个辅助放大器仅处理误差信号，因此，它是低功率和低噪声的放大器，使系 统的总噪声性能得到改善：( 4 ) 它是无条件稳定的电路。但由于前馈法电路的复 杂性，当时前馈技术并未有太广泛的应用。近年来随着移动通信事业的发展，以 及对器件线性程度的要求的不断提高，前馈技术在国外已经广泛应用，关于前馈 控制算法的研究也成了研究的热点。但是，在国内还内还没有较成熟的产品出现， 高校也多停留在理论及仿真的阶段。 前馈法的优点是线性改善度高，但是这也是以牺牲效率为代价的，由于其在 第二个环插入了误差放大器，所以其效率一般都低于模拟预失真法。 前馈法的难点是如何对其幅度和相位随温度和功率的变化做自适应的控制， 关于前馈的控制算法向来是研究的热点【6 】【7 】【8 】。本文结合实际，在第2 章前馈的 理论基础上，采用简单的自适应算法，实现对前馈功放的控制。( 实物见附录2 ) 线性功率放大器研究 1 3 研究方案概述 一般说来，线性度要改善1 5 d b 以下j 用模拟预失真技术是可以实现的，根据 不同情况可以适当的选择和主放大a m a m 特性和a m p m 特性相反的二极管或三 级管来实现预失真器，这种办法无疑是最简单，效率最高的，但简单易行的办法 往往其要求却是最高的，因为要找到和主放大特性完全相反的预失真器并不是一 件容易的事情；采用单独提取交调的办法来产生预失真的方法虽然也容易理解， 线性改善度也可以很高，但是其实现难度上也是相当高的，本文将有详细论述， 其需要大量的辅助电路( 调幅调相器，a l c ，a g c ) ，并且对信号控制的要求也是相 当高的。所以要改善1 5 d b 以上最好是采用前馈技术，在前馈技术中，根据适用场 合的不同，可以选择不同的控制办法以及算法，本文所采用的算法使用于环境变 化( 温度，功率) 范围不是特别大的情形，如果这些因素变化过于迅猛，则需要 采用更精确的自适应控制算法，例如对第二个换采用插入导频信号的办法。 本文将在第二章对前馈技术展开详细的分析，并且结合具体的指标要求，设 计了一款用于c d m a 系统的3 0 w 前馈功率放大器，在设计的过程中，对主放大和调 幅调、相器的设计过程进行了详细的论述( 包括理论分析、器件选择、电路设计) ， 并且对各部分及整个环路都进行了仿真，( 见附录1 ) ，再根据实际情况选择了适 当的自适应算法，最终完成整个前馈功率放大器的设计，取得不错的效果。实物 见附录2 。 鉴于前馈技术的复杂性，以及其在效率方面不够高的特点，在第三章对预失 真技术展开新的讨论，同样以一个具体的指标为例，先从传统的预失真技术入手， 展开理论分析，在此基础之上，设计了一款预失真线性功率放大器，对其进行了 仿真，并做出了( 实物见附录3 ) ，根据结果发现其预失真器产生的i m d 5 对主放 大的i m d 5 反而产生了不好的影响；因此重新对预失真技术展开分析，发现问题所 在，在此基础之上重新设计了一款独立控制i m d 3 和i m d 5 的预失真功率放大器， 经过仿真得到良好的效果。 第二章前馈线性化技术 第二章前馈线性化技术 本章先介绍功放的非线性特性及其描述方法，再以实现如下指标的c 网功率 放大器为例：平均输出功率= 3 0 w ，双音间隔为1 2 3 m h z 的i m d 3 ： 一6 0 d b c ，a c p r 4 5 d b c _ 7 5 0 k h z ( r b w3 0 k h z ) ，a c p r 6 0 d b c + 1 9 8 m h z ( r b w3 0 k h z ) ，增 益约为5 0 d b ：选择前馈技术，先分析前馈的基本原理，再逐个讨论其各主要组成 部分，以及各部分和整个前馈功放的关系。在每一部分的理论分析基础之上，又 介绍了各部分的设计过程，最后介绍了我们选用的控制算法，并且最终实现了整 个前馈功放。 2 1 放大器的非线性特性的描述 2 1 1 功率放大器的输入输出特性 对于一个理想的线性化的放大器，其输出电压仅是输入电压的常数倍，可以通 过下式表达【2 1 】： k 。o ) 一g 圪( f ) ( 2 1 ) 所有的输入信号幅度都被放大了g 倍，在一个给定的频率下，输出信号同输 入信号的相位差也是一个固定的值。 一个理想的放大器，在整个的通带内具有固定的增益，线性的相移，固定的延 迟时间。一个理想的放大器也是无记忆效应的，即，放大器在任何时刻的输出响 应是由这一时刻的输入决定的，而不受前一时刻的影响。 i m 均脑驴 抽小 瀛歹 0 d 卅 左 1 0 0 ；1 c l 。一 图2 1 放大器的2 端口表示图2 2 输入输出关系 然而，实际中放大器中所使用的器件，例如晶体管，都具有非线性，这种非线 性使得输出电压是输入电压更高阶的函数。任何非线性的输入输出关系都可以用 泰勒基数的展开来描述，所不同的仅是展开系数的不同而已，如图2 1 ，图2 2 ： v 。= g 1 v 。十g 2 v ? + g 3 口+ g 4 v 卜g s v 卜 ( 2 2 ) 线性功率放大器研究 这里q 即为描述功放不同非线性的展开系数，是标量。 2 1 2a m a m 和a m p m 特性 由于电压是具有幅度和相位的矢量，所以如果把输出电压的幅度和相位分别对 应输入电压的大小来对待，就是其a m a m 和a m p m 特性。即a m a m 用来 表示输出电压幅度随输入电压幅度的变化关系，a m - - p m 用来表示输出电压相位 随输入电压幅度的变化关系。线性和非线性的a m - a m 和a m - - p m 特性分别表 示如图2 3 和图2 4 。 2 1 3 单载波输出和谐波失真 如果以一个网路的输入信号为未调制的c w 信号，其形式为： 圪( f ) 一口c o s ( 2 石，l f + 庐) ( 2 3 ) 那么当该网络是线性的系统时，则输出由( 1 1 ) 决定，输出形式如图2 5 所示， 经过傅立叶变换由时域变成频域则输出如图2 6 所示。 - b 虽 覃 置0 言 1 6 1 2 影 一， ， 图2 3 a m - - a m 特性 、 、 、 1 州l l - w 啪h 删 图2 4a m - - p m 特性 l 1 w n o - l l h o n * ij 试i li li ii i i li i ，ii l il i 图2 5 线性的单载波时域输出图2 6 线性的单载波频域输出 而对于非线性的网络，则输出由式( 2 2 ) 决定，输出形式如图2 7 所示，经 过傅立叶变换由时域变成频域的则输出如图2 8 所示。 (，置一i6-gird5 第二章前馈线性化技术 9 i 61 5 h i i ili 州l1l 1 l 试 l ，1 n u h a i ，即蛐 m o r t i c 图2 7 非线性的单载波时域输出图2 8 非线性的单载波频域输出 从频域分析可以更直观的看出，线性系统只输出需要放大的一个载波，1 ，而 非线性系统中除了输出需要的载波外，还出现了直流分量、2 次谐波2 ，1 3 次谐 波3 。 2 1 - 4 输入为双音信号时的谐波和交调失真 如果输入的双音信号形式为： p l ( f ) = 口c o s ( 2 , r g ，l 。t ) + 口c o s ( 2 2 z ，2 f ) ( 2 4 ) 同样由( 2 1 ) 式得出其时域和频域线性化的输出如图2 9 和2 1 0 。 f 叫a n t 叫佃幡 一 2 l 图2 9 线性的双载波时域输出图2 1 0 线性的双载波频域输出 同样对于非线性网络输出由( 2 2 ) 式变为： v 。= g l a c o s ( w l t ) + c o s ( f ) 】+ g 2 a 2 c o s ( w l t ) + c o s ( f ) 】2 + g 2 a3 【0 0 s ( w l f ) + c o s ( w 2 t ) 1 3 + g 2 口4 【c o s o v ，) + c o s ( w 2 t ) 1 4 ( 2 5 ) + g 2 a 5 e o s ( w , t ) + c o s ( w 2 t ) 5 + 进一步展开，得到表2 1 g 1 ug ，v ?g ，v ?g 。- v ?g 订 1 ( d c )1 9 1 4 1 9 | 冬 2 5 4 w i m姊要譬_暑eo &曩覃弓b，o 线性功率放人器研究 1 9 | 4 2 5 4 w 2 w , “2 2 2 w ，1 2 2 13 w l 2 w , w 3 42 5 8 2 w ，w 3 42 5 8 3 砒 1 4 2 5 1 6 3w 1 42 5 1 6 2 w , - 4 - 2 w ，3 4 3 w , 1 2 3 w w 11 2 4 1 4 , 11 8 4 m 1 8 3 w , 2 w ,5 8 3 w , 2 w ,5 8 4 w , w n 5 1 6 4 w , w 5 1 6 5 w l1 1 6 5w 1 1 1 6 表1 1( 1 5 ) 式展开后的各阶产物 mi l i 1 0 。如l l r b g 晌n 夕ji ri! 唑懋。 ilr w 唪i 怖 1 ili in 图2 1 1 非线性的双载波时域输出图2 1 2 非线性的双载波频域输出 同样对于线性系统来说，时域的情况下未出现包络上的失真，频域下也仅由两 个输入信号的放大。但在非线性系统中，输出信号的包络出现了失真，如图2 1 1 ， 频率域中出了放大后的载频信号外，还出现了直流分量、二阶项：在频率点2 w i ， 吕要pj拿6 兰三至堕堕堡丝垡垫查 ! 1 2 w 2 ，w l w 2 的二阶产物；四阶项：频率点在4 m ，4 w 2 ，2 h 2 ，3 w l 的 四阶产物。总之，偶阶失真项的频率已落在了通带范围以外，不予考虑；对于奇 阶失真项，其谐波分量也落在了通带以外，只有奇阶交调分量的频率最靠近输入 的双音信号，其频率为2 w ：一w l ，2 m w ：以及3 w 2 2 m ，3 m 一2 w z 频谱如图 2 1 2 所示，幅度如( 2 6 ) 式： f 峨g l + g + 萼a 5 g 5 i m 3 。= 三a 3 g 3 + 警a 5 g 5 旺s ， i m 5 w = 5 a s - g 5 2 1 53 阶截距点 ! b ；司一 l，卜 ，r ，r 一一 呻b纠 z 护蔓 r 帅曲r i m c 吧 |，i1 叩叩熙 式 y叩1 ， 图2 1 3 i p 3 由( 2 6 ) 式可以看出，输入信号幅度每增加l d b ，则2 次谐波份量则增加2 d b ， 而3 阶交调份量则增加3 d b ，即如果以输入信号幅度为横坐标，则输出载波与3 阶交调随输入功率的变化关系如图2 1 3 所示，显然3 阶交调的斜率是输出载波的 3 倍，二者的交点即3 阶交调和输出功率相等时的点，称为3 阶截距点( i p 3 ) 。3 阶截距点和3 阶交调的关系如下： 瑚- 2 忆蛳一珊j ( 2 - 7 ) e 。是输入功率，b 。西，是3 阶截距点，m 是交调大小a 例如，- - - 1 功 放的3 阶交截点为3 0 d b m ，当输入功率为0 d b m 时，其交调相对值为6 0 d b c 。 2 1 6 级联网络的3 阶截距点 对于级联网络来说，其i p 3 可由下式计算： ，p 3 。=上+ 旦+ 盟。+ 盟：g i 1 1 3 1i p 3 2i p 3 3 i p 3 。 ( 2 8 ) 线性功率放大器研究 其中g 。为各级的实际放大倍数g 。= 1 0 k 肿，p 3 。为3 阶交截点的大小 p 3 。= 1 0 ”m 7 ”，单位为w 。 2 1 7 临道功率比( a d j a c e n tc h a n n e lp o w e rr a t i o ) 临道功率比( a c p r ) 是用来衡量由于功放的非线性导致的需要的信号功率扩 散到临近信道的程度。如果中心频率为l ，功率为只，需要观测的频率为，c 一，o ， 功率为。，则用a p , 一。再取d b 即为临道功率比。 2 1 8 双音交调和a c p r 的关系 根据前面对i m d 和a c p r 的分析，对下列参数做如下约定：删r 。为双 音交调比( d b c ) ；上巴为器件的3 阶交截点；只。为器件的平均输出功率；1 1 为载 波数目；r 为临道产物数目( r _ 1 代表第一个交调产物) 则a c p r 和交调的关系为： 爿c = i m r 2 _ 。, - 6 + l o l o g f 熹1 汜9 ， 其中， a 2 $ 3 - 3 n 2 - 2 1 + 里里! 虹哇b n 2 - r o o d ( n 2 ) ：蚬一。一2 她一) + 6 2 484 ( 2 1 0 ) m o d w y ) 定义为x 除以y 得的余数。下面举例计算，对于一个未线性化的多 载波功率放大器，i p 3 为6 0 d b m ，如果用它来放大一个具有1 6 载波的输入信号， 每个载波的功率为l w ( 3 0 d b m ) ，则其a c p r 计算过程如下： a 1 6 = 3 0 8 ：b 1 6 6 4 则由( 2 9 ) 式和( 2 1 0 ) 式得a c p r 为： a c p r m = i m r 2 一m 。一1 0 2 3 i m r 2 m 。= 2 ( i p 3 一f kj + 6 - 2 ：一( 1 0 l o g o ) + f ) + 6 - 2 6 0 ( 1 0i o g ( 1 6 ) + 3 0 ) + 6 = 4 1 9 d b c 这里n 为载波数，为每一载波的功率，则： 爿c 尸：r 置4 1 9 1 0 2 3 皇4 0 9 第二章前馈线性化技术 2 2 前馈法分析 本节主要介绍整个前馈环路，以及对各部分的指标要求，根据这些理论分析， 分别确定了实现该功放各部分所选择的器件，以及实现的过程。 2 2 1 原理介绍 前馈法可由图2 1 4 简单说明之。信号经过功分器分成两路，一路经主放大器 到耦合器再经过固定的衰减器到达载波对消处，由于主放大的非线性导致这里不 但有主频信号还有交调产物；另一路经延迟线1 到达载波对消处；这两路信号在 载波对消处对消掉载波。剩余的交调产物经过误差放大器到达失真对消处，前面 经过耦合器的信号除了参与信号对消的部分外还有一部分通过延迟线2 到达失真 对消处，这两路信号在失真对消处对消掉各种失真产物，最终仅输出主载频信号。 图1 所示，口为插损量、c 为耦合量、g 为各放大器增益。环路的平衡是对消的保 证【9 】。对于第一个环有 图2 1 4 前馈法原理图 a 3 。，l 口- c 3 。g ，c 1 ，c 4 ( 2 1 1 ) 代入输入输出关系 圪，- c 3 g ，a l f 2 a 2 圪+ c 2 g 。( a 3 。f l c 一c 3 g ，c 1 c ) 。屹 ( 2 1 2 ) 可得总增益为 驴昔- 业嚣等丝 旺 可见，前馈功放的增益仅是一些无源器件的函数，与主放大器无关。 同样，对于第二个环路，当其平衡时有： a l f 2 a 2 - c l 。f 3 。c 4 c 2 ( 2 1 4 ) 线性功率放大器研究 p ：竺! ：1 2 兰2 一 ( 2 1 5 ) c i 。c 4 。c 2 带入输入输出关系式( 2 1 2 ) ，同样得总增益为( 2 1 3 ) 式 旷等一坐繁舞盟 c z 可见，当两个环路都达到平衡的时候，总增益是独立于任何非线性量的，即主放 大与辅放大的失真成分均未体现在输出端。 如果以d b 表示，则( 2 1 6 ) 式变为 g 一兰a 1 + a2 + 爿3 + 爿4 十工1 + 工2 一cl c 一工3 ( 2 1 7 ) 对于固定的耦合器和延迟线，前馈的增益可以通过改变衰减器l 3 的衰减 量来调整。增加衰减值会提高整个前馈的增益；但同时必须提高主放大的增 益，以确保整个前馈的输出功率。 根据上面的分析，结合具体的指标要求，对各部分增益及插损和耦合做如图 2 1 5 的分配： 图2 1 5 各级增益分配图2 1 6 各级延迟分配 g 。是包含了主放大器及其推动级和此处相位、幅度调整网络的总增益，约为 5 2 d b ；g 。包含了误差放大器及其推动级和该处相位、幅度调整网络的总增益，约 为6 1 d b 。加上输入端的衰减和小信号放大，整个前馈的增益约为5 2 d b 。 2 2 2 幅度和相位不平衡度对信号对消的影响 然而，输入功率、环境温度等因素的变化，都会引起整个环路相位和幅度的 变化，这些变化会对环路的平衡带来严重的影响，导致失真对消不彻底。幅度和 相位的不平衡对交调改善度的影响可由下式来计算【1 0 】： i笪丝 l z ! d m d = 一1 0 l o g h + 1 0 1 0 2 1 0 2 0 c o s ( a 妒) l ( 2 1 8 ) 一lj 式中，a g 为幅度不平衡度( d b ) ，妒为相位不平衡度。a i m d 为交条改善度 ( d b ) 。a i m d 要改善2 5 d b 以上，a g 和妒要分别小于0 5 d b 和2 度。所以， 第二章前馈线性化技术 对环路的控制以保证良好的对消才是前馈技术的难点和关键所在。 2 2 3 前馈的输入匹配 如图2 1 7 所示，输入信号被分为两路：一路到延迟线1 ，另一路到主放大器。 当环路1 平衡的时候，没有载波出现在耦合器4 的输出端； 为了整个功放的噪声特性，输入耦合器3 在延迟线方向通常都选择最小的损耗 量。到达主放大方向的信号通常衰减的多一些，这样输入反射系数r 用。就可以 忽略了。例如，c 3 一l o d b ，主放大的回损是1 5 d b ，那么在前馈的输入端反射 信号就被衰减了3 5 d b ，是可以忽略的了。 理论上不应该有通过主放大的信号返回到前馈的输入端；然而，耦合器的方向 性都是有限的。经过主放大的信号会有少量出现在耦合器4 的输入端，并且经由 延迟线返回到耦合器3 的输入端。 整个前馈功放输入端的回波损耗为： 舭h ，一2 4 + 2 厶+ 以+ d 4 ( 2 1 9 ) 如果延迟线的损耗增加l d b ，那么整个功放的回波损耗就增加2 d b ；然而，前 馈的噪声特性也会随之下降，噪声系数会增加l d b 。所以为了增加前馈的回波损 耗，就应该尽可能的增加耦合器的回波损耗而不是增加延迟线的损耗。改善耦合 器的方向性的另一个好处是，可以降低幅度和频率的抖动，这个抖动会对宽带信 号的对消有负面的影响。 图2 1 7 前馈输入匹配图图2 1 8 前馈输出匹配图 根据图2 1 5 的指标分配，由( 2 1 9 ) 式得殿= 7 1 d b 。 2 2 4 前馈的输出匹配 如图2 1 8 ，在实际工作中，耦合器1 的方向性也是有限的，一些信号会返回 到耦合器1 的耦合端，并且再次经过误差放大到达耦合器2 ，再到输出端。输出 回波损耗为： r k 。；a 2 f 2 + f 3 c 4 g 。c 2 ( 2 2 0 ) 当环路2 平衡时，把g 。；至! 代入上式，并且f 。：d ，c 1 ，则 c 1 c 。c f ， 毗。m f = 口1 口2 2 譬d 1 ( 2 2 1 ) 线性功率放大器研究 如果以d b 的形式表达，则： t l 。，( d 日) ；2 。a 2 + 2 l 2 + 4 + d 1 ( 2 。2 2 ) 如果增加延迟线2 的损耗，同样会增加输出端的回波损耗；然而，这样就降 低了功放的输出功率，同时效率也会下降。所以，同输入匹配一样，只有增加耦 合器的方向性同时降低幅度、频率纹波才能更好的保证信号在宽频带范围内的对 消。 同样根据图2 1 5 的指标分配及( 2 2 2 ) 式，得本方案前馈输出端的回波损耗 约为3 2 d b 。实际工作中，还要加隔离器，这样回波损耗就更大。 2 2 5 前馈法噪声低的原因 前馈功放输入端的信噪比定义如下： 5 1 限一二 ( 2 2 3 ) 刀j s 是输入信号功率( w ) 珥是输入噪声功率( w ) 对于共轭匹配电路来说，输入噪声功率就代表最大可能噪声功率： 玎，= k t b( 2 2 4 ) k 是波兹漫常数，为1 3 8 1 0 - z 3 ；t 是绝对温度值；b 等效噪声带宽。 产生于主放大器的附加噪声( 噪声f a c t o r 为厶) ，当环路2 达到平衡时，就完 全对消掉了： 一g 。厶a 1 1 2 口2 一吩g 。，：c 1 f 3 。c g 。c 2 0 ( 2 2 5 ) 产生于误差放大路径的附加噪声则无法对消了，因为在误差放大器之后没有 别的环路来产生和其对消用的噪声，所以由误差