（电路与系统专业论文）018μm+cmos工艺单片集成lc压控振荡器设计与实现.pdf

摘要 摘要 无线通信系统的高速发展推动了低成本、低功耗c m o s 无线收发系统的研究与开发。 同时c m o s i 艺技术的不断进步，器件特征频率的提高，也使得无线收发系统中的大部 分单元电路，如低噪声放大器、混频器和振荡器等都能够单片实现。无源器件( 电感和 电容) 的片上实现，使得电感电容压控振荡器l cv c o ( v o l t a g e - c o n t r o l l e do s c i l l a t o r ) 的单片集成成为可能。 本文在介绍c m o s 振荡器基本原理和相位噪声的基础上，按照电路设计、仿真、版 图设计、版图后仿真、流片和芯片测试的顺序详细介绍了应用于基于i e e e8 0 2 1 l a 的无 线局域网收发机的v c o 的设计、优化和测试结果。v c o 的拓扑结构为m o s 差分互补无 尾电流源结构，采用负阻网络、谐振网络分开分析的方法设计电路参数并且挑选高q 值 电感。同时在v c o 的接地端增加由l c 谐振电路组成的噪声滤波网络，来提高v c o 的相 位噪声性能。测试结果表明该v c o 工作在4 5 乱4 7 7 g h z 频段，谐振在4 5 6 g h z 时，i m h z 频偏处的相位噪声为一1 2 2 3 d b c h z ，核心电路与缓冲电路的总电流为1 6 8 m a ，输出接输 入阻抗为5 0 q 的测试仪器时测得幅度为5 2 3 m v 。v c o 增加噪声滤波网络后，可以通过增 大电路的功耗来换取相位噪声的改善，芯片测试结果比较表明，功耗增大近一倍，相位 噪声改善近6 d b 。 本文同时介绍了应用于全球定位系统收发机系统的两个本振v c o 的电路及版图设 计。其中第一本振为窄带v c o ，其工作频率为1 2 1 9 , - - 1 4 9 3 g h z ，谐振在1 3 g h z 时，1 0 k h z 频偏处的相位噪声为- 7 7 9 1 d b c h z ，1 0 0 l ( h z 频偏处的相位噪声为一1 0 6 3 d b c h z ；第二本 振为宽带v c o ，其工作频率为1 0 2 9 2 2 0 9 g h z ，谐振在i g h z 时，1 0 k h z 频偏处的相位噪 声为一8 1 0 7 d b c h z ，1 0 0 k h z 频偏处的相位噪声为一1 0 5 2 d b c h z ；谐振在2 g h z 时，1 0 k h z 频偏处的相位噪声为- 7 5 9 1 d b c h z ，1 0 0 k h z 频偏处的相位噪声为一1 0 2 6 d b c h z 。v c o 版 图后仿真得到的相位噪声性能均满足系统指标。 本文设计的v c o 分别工作在4 g h z 频段以及l g h z 频段( 包括宽带与窄带v c o ) ，分 别可以应用于无线局域网以及全球定位系统收发机系统。 关键词：c m o s 工艺，电感电容压控振荡器，相位噪声，无线局域网，全球定位系统 a b s t r a e t a b s t r a c t t h eq u i c kd e v e l o p m e n to fw i r e l e s sc o m m u n i c a t i o n sh a sd r i v e nr e s e a r c h e so ni o w c o s l l o w - p o w e rc m o st e c h n o l o g yw i r e l e s st r a n s c e i v e r s m e a n w h i l e ，t h ep r o g r e s si nc m o s t e c h n o l o g ya n dt h ei n c r e a s eo fa c t i v ed e v i c e st r a n s i t i o nf r e q u e n c yh a v em a dt h em o n o l i t h i c r e a l i z a t i o no fm o s te e l lc i r c u i t si nw i r e l e s sc o m m u n i c a t i o ns y s t e mb e c o m ep o s s i b l e s u c ha s l n a ( l o wn o i s ea m p l i f i e r ) m i x e r ，o s c i l l a t o ra n ds oo n o n - c h i pp a s s i v ec o m p o n e n t ss u c ha s s p i r a l i n d u c t o r sa n dv a r a c t o r sm a k e o n - c h i pi m p l e m e n t a t i o n o fl c - t a n kv c o ( v o l t a g e - c o n t r o l l e do s c i l l a t o r s ) p o s s i b l e o nt h eb a s i so ft h eb a s i ct h e o r ya n dp h a s en o i s eo fo s c i l l a t o r s t h i st h e s i si n t r o d u c e st h e d e s i g np r o c e s sa n dm e a s u r e m e n tr e s u l t so ft h ev c of o ri e e e8 0 2 1 law l a n ( w i r e l e s s l o c a la r e an e t w o r k s ) t r a n s c e i v e r s ，a c c o r d i n gt ot h es e q u e n c e so fc i r c u i td e s i g n ，s i m u l a t i o n ， l a y o u td e s i g n ，p o s t s i m u l a t i o n ，i m p l e m e n ta n dm e a s u r e m e n to ft h ec h i p t h ea r c h i t e c t u r e a d o p t e di s an m o s - p m o sc o m p l e m e n t a r yc r o s s - c o u p l e dl ct a n kv c ow i t h o u tc u r r e n t s o u r c e p a r a m e t e r sa r es e l e c t e db a s i n go nt h ea n a l y s i so fn e g a t i v e r e s i s t a n c ep a r ta n dl ct a n k s e p a r a t e l ya n dh i g hqi n d u c t o r sa r es e l e c t e df o rt h ev c o an o i s ef i l t e ri sa d d e dt o t h e c o m m o ns o u r c en o d et oa c h i e v eb e t t e rn o i s ep e r f o r m a n c e m e a s u r e m e n tr e s u l t ss h o wt h a tt h i s v c oc o v e r st h ef r e q u e n c yb a n do f4 5 6 - - 4 7 7g h za n dap h a s en o i s eo f - 12 2 3 d b c h za t 1m h zo f f s e tf r e q u e n c yi sd e m o n s t r a t e df o ra no s c i l l a t i o nf r e q u e n c yo f4 5 6 g h z n ec u r r e n t o ft h ew h o l ev c oi s16 8 m aa n dt h eo u t p u ta m p l i t u d ei s5 2 3 m vt h en o i s ef i l t e rh a s e f f e c t i v e l yi m p r o v e dt h ep h a s en o i s ep e r f o r m a n c eb yc o n s u m i n gm o r ec u r r e n t ，6 d bb e r e r p h a s en o i s ep e r f o r m a n c ei sa c h i e v e dw i t ht w ot i m e so f t h ec u r r e n t t h i st h e s i sa l s oi n t r o d u c e st h ec i r c u i td e s i g na n dl a y o u td e s i g no ft w ov c o sf o rg p s ( g l o b a lp o s i t i o n i n gs y s t e m ) t r a n s c e i v e r s t h en a r r o w b a n dv c o c o v e r st h ef r e q u e n c yb a n do f 1 219 - 1 4 9 3g h z ap h a s en o i s eo f 7 7 91d b c h za t10 k h zo f f s e tf r e q u e n c ya n dap h a s e n o i s eo f 一10 6 3 d b c h za tl0 0 k h zo f f s e tf r e q u e n c ya led e m o n s t r a t e df o ra no s c i l l a t i o n f r e q u e n c yo f1 3 g h z t h ew i d e b a n dv c o c o v e r st h ef r e q u e n c yb a n do f1 0 2 9 - 2 2 0 9g h z , a p h a s en o i s eo f 一8 1 0 7 d b c h za t1 0 k h zo f f s e tf r e q u e n c ya n d ap h a s en o i s eo f 一1 0 5 2 d b c h za t 10 0 k h zo f f s e tf r e q u e n c ya r ed e m o n s t r a t e df o ra no s c i l l a t i o nf r e q u e n c yo f1 g h z , ap h a s e n o i s eo f - 7 5 91d b c h za t10 k h zo f f s e tf r e q u e n c ya n dap h a s en o i s eo f 一10 2 6 d b c h za t 10 0 k h zo f f s e t f r e q u e n c y a r ed e m o n s t r a t e df o ra no s c i l l a t i o n f r e q u e n c y o f2 g h z p o s t s i m u l a t i o nr e s u l t so fl a y o u t ss h o wt h a tb o t hv c o sh a v ea c h i e v e dg o o dp h a s en o i s e p e r f o r m a n c e t h er e s e a r c hw o r kc o v e r sv c of o r4 g h zb a n da n dig h zb a n d ( b o t hw i d e b a n da n d n a r r o w b a n d ) ，w h i c hc a nb eu s e df o rw l a na n dg p st r a n s c e i v e r ss e p a r a t e l y k e yw o r d s c m o st e c h n o l o g y , l cv c o ，p h a s en o i s e ，w l a n ，g p s i i 东南大学学位论文独创性声明 本人声明所呈交的学位论文是我个人在导师指导下进行的研究工作及取得的研究 成果。尽我所知，除了文中特别加以标注和致谢的地方外，论文中不包含其他人已经发 表或撰写过的研究成果，也不包含为获得东南大学或其它教育机构的学位或证书而使用 过的材料。与我一同工作的同志对本研究所做的任何贡献均已在论文中作了明确的说明 并表示了谢意。 研究生签名： 主塑企 日 期：至丝皇：星： 东南大学学位论文使用授权声明 东南大学、中国科学技术信息研究所、国家图书馆有权保留本人所送交学位论文的 复印件和电子文档，可以采用影印、缩印或其他复制手段保存论文。本人电子文档的内 容和纸质论文的内容相一致。除在保密期内的保密论文外，允许论文被查阅和借阅，可 以公布( 包括刊登) 论文的全部或部分内容。论文的公布( 包括刊登) 授权东南大学研 究生院办理。 研究生签名：! 鎏翻导师签名： 日期： 第1 章绪论 第1 章绪论 1 1 无线通信与射频集成电路 无线通信是目前通信领域最热门的通信方式，它使人们真正有可能实现随时随地获 取信息，保持数据和语音的通信。从无线电通信到移动电话，以及当今的蜂窝移动通信、 全球定位系统g p s ( g l o b a lp o s i t i o n i n gs y s t e m ) 、无线局域网w l a n ( w i r e l e s sl o c a la r e a n e t w o r k s ) 、数字电视广播d v b ( d i g i t a lv i d e ob r o a d c a s t i n g ) 、射频识别r f i d ( r a d i o f r e q u e n c yi d e n t i f i c a t i o n ) 、无线传感网w s n ( w i r e l e s ss e n s o r n e t w o r k ) 等，这些都影响 了人们的日常生活和工作方式。无线通信的迅速发展，为射频集成电路r f i c ( r a d i o f r e q u e n c yi n t e g r a t e dc i r c u i t ) 带来了巨大的市场需求，而r f i c 的发展也大大推动了无 线通信技术的发展。 无线通信系统可以分为基带部分和射频部分。基带部分完成频率较低的数字信号或 模拟信号的处理功能。射频部分完成宽动态范嗣的高频模拟信号的处理，包括低噪声放 大、功率放大、频率变换、滤波、调制和解调等功能。r f i c 设计应满足良好的选择性、 低噪声和宽动态范围的要求，接收机对杂散频率信号应有良好的抑制能力，本振信号应 具有很低的相位噪声，发射机必须严格限制带外辐射，功率放大器应具有高效率或高线 性度，采用低功耗尽可能降低系统的总体功耗。 r f i c 的设计流程大致分为六步：第一步，根据系统协议物理层标准确定收发机结 构；第二步，根据系统功能和指标进行模块划分和系统规划，确定各个模块的性能指标； 第三步，根据代工厂提供的器件模型，使用电路分析工具进行各个模块的电路设计，即 前仿真，若不满足指标，则返回模块划分与系统规划，直至仿真满足要求；第四步，根 据代工厂提供的工艺文件，使用版图设计工具进行各个模块的版图设计，并进行参数提 取和后仿真，直至满足指标要求；第五步，向代工厂提交g d s i i 文件，进行芯片制造 ( 称为流片) ；第六步，流片完成后进行芯片测试，若满足指标，则芯片设计结束；若 不满足指标，则返回模块划分与系统规划，重新进行芯片的优化设计。在第三步和第四 步的设计过程中要充分考虑工艺角( p r o c e s sc o r n e r ：s l o w , f a s t , t y p i c a l ) 和温度对电路 性能指标的影响【。 1 2 集成电路工艺 集成电路工艺经过几十年的发展，已经能够提供多种半导体材料、不同特征尺寸 的工艺和各种先进的器件供集成电路设计工程师采用。现在主要的集成电路工艺有基于 硅材料的双极性b j t ( b i p o l a r j u n c t i o nt r a n s i s t o r ) 工艺、多种场效应晶体管f e t ( f i e l d e f f e c tt r a n s i s t o r ) t 艺、b i c m o s ( b i p o l a rc o m p l e m e n t a r ym e t a lo x i d es e m i c o n d u c t o r ) 工艺和s i g eb i c m o s 工艺，基于砷化镓( g a a s ) 和磷化铟( 1 n p ) 的m e s f e t ( m e t a l s e m i c o n d u c t o rf i e l de f f e c tt r a n s i s t o r ) h e m t ( h i g he l e c t r o nm o b i l i t yt r a n s i s t o r ) 工艺和 h b t ( h e t e r o - j u n c t i o nb i p o l a rt r a n s i g o r ) 工艺。 8 0 年代初期，g h z 频带是g a a s 的领地。自从8 0 年代后期硅品圆的费用低于g a a s 豕南大字硕：f ：学位论文 的费用之后，硅工艺占领市场。深亚微米c m o s 工艺的晶体管最大振荡频率扁a x 超过 1 0 0 g h z ，足够满足工作于g h z 频域的电路要求。s i g e 工艺双极晶体管的截止频率疗 增加到1 0 0 g h z ，远高于传统的g a a sf e t s 。g a a s 工艺的高成本导致其不适应于大众消 费类电子，使得其发展速度缓慢。 本论文中的设计均采用c m o s 工艺。r f i c 用c m o s 工艺实现的主要考虑因素在于 费用。估测得知，r fc m o s 的晶圆费用比普通c m o s 增加1 5 左右，而s i g eb i c m o s 增加大于4 0 【2 1 。r fc m o s 费用增加的原因在于m i m 电容、电阻等器件的实现。s i g e b i c m o s 工艺可以实现低功耗，但是费用的原冈使其缺少竞争力。同时，c m o s 与后端 数字电路有很好的兼容性，为整个系统的集成s o c ( s y s t e m o n c h i p ) 提供很好的解决 方案。 1 3 设计内容与指标 本论文基于对两个芯片设计项目的参与，设计应用于不同无线收发系统的压控振荡 器。 第一个项目是开发应用于i e e e8 0 2 1l aw l a n 收发机系统的本振芯片，设计采用中 芯国际s m i c0 1 8 p r oc m o s 工艺，设计指标如表1 1 所示。 表1 1 应用于i e e e8 0 2 1l aw l a n 的本振的设计指标 电源电压工作频率相位噪声 ( v )( g h z ) ( d b c h z i m h z ) 设计指标 1 8 4 1 2 4 2 8 1 2 0 第二个项目是开发应用于g p s 收发机系统的本振芯片，设计采用s m i co 1 8 p r o c m o st 艺，两个本振的设计指标如表1 2 所示。 表1 2 应用于g p s 的两个本振的设计指标 电源电压工作频率相位噪声相位噪声 ( v )( m h z ) ( d b c h z 1 0 k h z )( d b c h z 1 0 0 k h z ) 第一本振 1 81 2 0 0 1 4 0 0 8 5 1 0 0 设计指标 第二本振 1 81 2 0 2 5 0 i 办( 国) = ( 2 ”+ 1 ) 兀( 刀= 0 ，1 ，2 ，) ( 2 1 ) ( 2 2 ) 即在闭环传输函数的相移为( 2 ，什1 ) 处，闭环传输函数的增益必须不小于l ，该反馈系 统才能产生振荡。式( 2 1 ) 和式( 2 - 2 ) 是振荡器的振幅起振条件和相位起振条件，也 就是振荡器能够产生振荡的基本条件。 当振荡建立起来之后，振荡器进入稳定的振荡过程。这时的振荡频率和振荡幅度都 必须是稳定的，凶此振荡器在稳定工作时需要满足如下的平衡条件： 丁( 国) = i 办( c o ) = ( 2 n + 1 ) x ( = 0 ，1 ，2 ，) ( 2 3 ) ( 2 _ 4 ) 式( 2 3 ) 和式( 2 - 4 ) 分别被称为振荡器的振幅平衡条件和相位平衡条件，是振荡器输 出等幅连续振荡必须满足的条件，又称为巴克豪森判据( b a r k h a u s e nc r i t e d o n ) 。 通常情况下，振荡器的起振条件可以使电路的噪声幅度增加，但当幅度增加到某一 点，放大器就处于饱和状态，使得环路增益下降。从另一个角度来说，为使电路起振， 小信号环路增益要大于l ，当达到稳态时，平均环路增益应等于l 。 值得一提的是b a r k h a u s e n 条件是必要条件，但不充分【4 】。如图2 - 2 所示电路，a 、b 将保持在固定电位上，而非振荡，这种现象称为“闩锁”。所以，首先应该保证对于直流 信号，反馈类型是负反馈的，这样才能避免闩锁现象的发生，以保证振荡。 路传递函数为5 i ： 刚咖一南 协5 ) 6 第2 章振荡器 图2 - 3n 级( n 为奇数) 全差分环形振荡器电路 奇数级反相器固有的且与频率无关的相位偏移为1 8 0 0 ，系统可以看作负反馈系统，式 ( 2 - 5 ) 的相位偏移为1 8 0 0 就能够满足振荡器振荡的相位要求，故有： ，、 t a n 。1 警：三j ：c o o t a n f1 1 ( 2 _ 6 ) t o o r 以 同时必须满足环路增益为l 酌要求，即： 通过式( 2 6 ) 和( 2 - 7 ) 式，可以计算出每一级反相器的直流增益必须满足： 4 = ( 2 7 ) ( 2 8 ) 实际上，随着振荡幅度的增加，每一级将进入非线性甚至出现振幅受限的“饱和”现 象。因此在大信号振荡情况下，环形振荡器中反相器的直流增益往往比式( 2 8 ) 要大 2 - 3 倍。这样才能保证环形振荡器在大信号、非线性振荡情况下，其平均环路增益能够 始终为l 。 两端负反馈系统分析方法对于环形振荡器的分析是非常有效的，然而电感电容振荡 器电路很难简单地看作是一个单输入单输出的负反馈系统，因此必须采用下述的负阻分 析方法。 2 1 2 负阻振荡原理 负阻振荡烈6 j 是把一个呈现负阻特性的有源器件( 或电路) 直接与l c 谐振回路相 接，以产生等幅振荡。如图2 4 ( a ) 所示，设电阻r 的端电压y 与流过的电流，的关系 如图2 4 ( b ) 所示，即当端电压矿增加y 时，电流亦随之增加j ，则1 1 - 1 曲线的斜 率刀为正，亦即r 呈正电阻性，该电阻从外界吸收能量，并转化为热损耗。如果 电压矿与电流，的关系如图2 - 4 ( c ) 所示，则当电压减小矿时，流过尺的电流反而增 大j ，亦即这曲线的斜率刃，为负，r 呈负电阻性，该电阻不但不消耗能量，反而 向外界输出能量，相当于一个功率源的作用。 7 东南大学硕士学位论文 图2 _ 4 正负电阻概念 由此可见，正电阻消耗功率，负电阻产生功率。要特别注意的是，以上所说的正电 阻与负电阻都必须是对交流来说才有意义，并且负电阻所提供的能量是从某种能量转换 而来的，负电阻本身并不产生能量。图2 4 ( c ) 所示器件特性曲线中，其直流静态电阻 眦永远为正值，所以它从直流电源中吸取直流能量，该直流能量为进行能量转换的负 阻提供了能量来源。 ( a )( b ) 图2 5 单m o s 管负阻电路 如图2 5 所示是一种产生负阻的方法。m o s 管m l 偏置在饱和区，忽略管m l 的衬 底效应和沟道调制效应，可以得到小信号阻抗z 。= 巧肌。我们写出如l 和流过c 2 的电 流之和为： 一缶+ 旧i x + 攻卜厶 这里我们忽略栅漏极的电容。可以推出 乙玉i x = s ：g g m c 2 - 6 击+ 击 当s = j c o 时，阻抗z ；。包含一个值为哳( c l c 2 2 ) 的负实部。如图2 5 ( b ) 所示，当 在m l 的栅漏之间并联一个电感，该电路将形成振荡器电路。a 、b 和c 接地点的不同， 可以构成三种不同结构的振荡器，它们分别如图2 - 6 ( a ) 、( b ) 和( c ) 所示。图中电流 源i l 提供振荡器的直流偏置。图2 - 6 ( a ) 是a 点接地的情况，它是一个源极跟随器： 图2 - 6 ( b ) 是b 点接地的情况，它是使用比较广泛的考毕兹振荡器( c o l p i t t so s c i l l a t o r ) ： 图2 - 6 ( c ) 为c 点接地。 3 第2 章振荡器 c 2 1 1 ( a )( b ) ( c ) 图2 - 6 不同结构的单管振荡器 图2 7 ( a - 是采用m o s 管对产生负阻的电路。m o s 管m 。i 和m 2 尺寸相同，交叉 耦合。忽略m o s 管m 。l 和m f l 2 的衬底效应和沟道调整效应，可以得到其等效电路如图 2 7 ( b ) 所示。 m l 2 + 、v 厂一 h v c 一 1 ( 1吲m n l v g s = 0 1 f q ；。 + - v g s 2 ( a )( b ) 图2 7 差分m o s 管负阻电路及其等效电路 因为m o s 管m 。l 和m n 2 尺寸相同，结构对称，可以令g m l = g m 2 = g m ，根据基尔 霍夫定律，可以得到： 毛n _ g mv g s l = - g m nv g s 2 ( 2 - 9 ) kn_vgsi-vcs2(2-10) 将式( 2 9 ) 代入式( 2 1 0 ) ，得到图2 7 ( b ) 输入阻抗风。的表达式为 1 厂 & = 孚= 二 ( 2 一1 1 ) g m 通过以上分析可以知道，m o s 管对提供的阻抗是负阻。当加在负阻两端的电压增 加时，负阻将对外输出电流。 2 2 电压控制( 压控) 振荡器 大多数射频振荡器的频率都是必须可以调节。如果振荡器的输出频率可以由电压控 制，这样的电路称作一个压控振荡器v c o ( v o l t a g e - c o n t r o l l e do s c i l l a t o r ) 。虽然电流控 制( 流控) 振荡器也是可行的，但是由于很难通过电流来控制高q 值的储能元件的数 值，所以它们并没有在射频领域被广泛采用 3 1 。 9 东南大学硕士学位论文 2 2 1 压控振荡器的相位模型 如图2 8 所示，一个理想的压控振荡器其输出频率是其输入电压的线性函数： = + k v c o ( 2 1 2 ) 其中k 呲为压控电压，k v c o 为压控振荡器的“增益”或“灵敏度”，6 - 0 0 为压控电压为 0 v 时的振荡频率。 图2 - 8 理想压控振荡器的压控特性 振荡器的频率与相位的关系表示为： = 警 ( 2 - 1 3 ) 则根据式( 2 1 2 ) 和( 2 1 3 ) ，假设凰c o 是常数，可以得到振荡器的相位为： = k 衍+ 唬= l ( , o o + k v p + 死= c o o t + k v c 。j 西峨 其中定义振荡器的相位增量为： 丸= k c oi 衍 ( 2 - 1 4 ) 由式( 2 1 4 ) 可得，压控振荡器是相位的一个理想积分器，其频域的表达式可以表示为： 告= 了k v c o 协1 5 ) 如图2 - 9 所示，根据式( 2 1 4 ) 和( 2 一1 5 ) 可得压控振荡器在时域和频域的相位模 型。 ( a ) 时域 ( b ) 频域 图2 - 9 压控振荡器的相位模型 2 2 2 电感电容压控振荡器 如图2 1 0 所示是目前广泛采用的窄带电感电容压控振荡器结构。图2 1 0 ( a ) 中的 负阻采用交叉耦合n m o s 对管来实现，尾电流源为m 。l 和m 。2 管提供直流偏置。同样 该结构也可以采用交叉耦合的p m o s 对管实现。 1 0 第2 章振荡器 x m n v 矗 l l r 丫y 、r 一丫、 、“ pj n e ng ， i ，g l 卜1 i c 瞅i | c f l x 蚝 y m p l x m , a m n l v 矗 3 l ，丫、y 、 刈。峄w g i 卜| | l c f i ，ci c 做 | | i c lc c + c c 0 0ji ( 2 - 1 8 ) 当所有开关都为“开”状态时，整4 - 开关e g 容阵列的品质因数有最小值q c ，m m 【1 2 】： 绞一【面丽1 + j 击( 2 ”一) c 赤1 c 2 棚， 绞一【面玎“j 茜( 2 ”_ 1 )而 ( 2 - l ” 其中r n 为n m o s 控开关管的线性电阻： r ：三 ! h w 以c o 。( 唯一k ) 根据式( 2 - 1 6 ) ( 2 1 9 ) ，可以知道，调谐范围受到寄生电容的g 限制，而并联电 容的品质因数受到开关导通电阻的制约。如故增大开关m o s 管的w l ，将提高电容的 品质因数，但同时也增加了寄生电容岛，从而降低了调谐范围。因此m i m 电容c 和开 关m o s 管的w l 之间存在一个权衡关系。通常情况下，在保证不影响振荡器的品质因 数( 主要受到电感品质因数的限制) 的条件下，尽量增大开关m o s 管的尺寸。 同样的道理，我们也可以通过调节并联的电感来实现宽带振荡器【1 3 】。图2 1 5 就是 采用开关电感实现粗调，可变电容完成细调的宽带电感电容压控振荡器。m 。4 和m 。5 管 的栅极接固定电压吮，其源极随着电感三2 的变化而变化。当电压玩足够高时，开关管 m 。3 和m 1 1 4 将始终导通，这样振荡器的电感值是电感厶和上2 的并联，振荡器在最大频 率上振荡；当电压玩足够低到开关管m 。3 和m 。4 将始终截止的时候，振荡器的电感值 是电感工l ，振荡器在最小频率j ：振荡；当电压吮介于两者之间时，振荡器的电感值是 电感三l 和电感三2 的时间- 甲均值。振荡器中的可变电容c 矿可以用做小范围的连续微调， 其电容的有效值也是电容最大值g m 积和最小值g ，m i 。的时间平均值。 1 5 东南大学硕：卜学位论文 厶 x m n l 厶 y m n 2 图2 1 5 采用并联电感实现宽带压控振荡器 第三种实现宽带压控振荡器的电路如图2 1 6 所示。它是有多个窄带振荡器构成，每 一个窄带振荡器覆盖一段频段，并且保持相邻频段之间有交叠1 4 】。每个振荡器是一个完 全独立的电路，振荡信号通过共漏m o s 管输出到同一个节点。这种电路的优点是实现 比较简单，噪声性能较好，但缺点是面积太大，功耗也太高，单片集成电路中很少采用。 图2 1 6 多个窄带压控振荡器的组合 2 2 4 正交输出压控振荡器 低中频( l o wi f ) 抑制镜像结构和零中频( z e r oi f ) 结构的全集成接收机要求本地 振荡器输出正交信号。振荡器产生正交输出的方法主要有三种：两分频法、r c - c r 相 移网络法和止交耦合振荡器法i l5 。 1 ) 两分频法就是采用前面所述的振荡器结构设计一个两倍频的全差分振荡器，然后通 过两分频电路产生四路相互j 下交的信号。该方法缺点是相位误差大、功耗大，很难 1 6 t l缓? 甲缴丽 o 瓣讹：州苛聪挺：h i - j 蕊j ：；茶撼j 莲 ；三薹醪娄毒巨t 差i 眨变； 薹蓑莲蔓誊妻羹警 壤簿簿：喜墨= r ；毒：i 撼；芽；i l 蔓镰 ：j t 萎 t - t # y 妻聋坚壁三警l 萋毫孽| = 蓉擎；= = l i 嚣 量：翳i 泌0 ；蛩j 3 锄v ；+ 镰，履啉! ：选曩+ 冀霉罄毒董撂l z - ：搬荨 o l 。ot ，# 一： 一+ 每、；一j ；夕5 一每 一氍”一i8 7 2 n s - 1 1 m m v ”? i | 。? 。”。l 。 ( a ) 输出幅度( 缓冲级前与缓冲级后) 东南大学硕：f ：学位论文 霄 工 。 分 c d 3 叮 巴 j l i 一 ! 三一：三- - 三。王w ，二。二一；! j ，二。- 专呻誓羔? 。t 。一。、二t 一- 5 - - 一一t 一t j j | y ? ? 一 ， 卜 l ! ， ：乏蔓三 。 ； p “。一一* “ h ”? 。二二 一 ； 一 。 一一 ，夕l ； ”一y r 3 - 。 ”一 日4 j ； ；：i ； 7 # # 4 。 4 ” i 荔- ， 。 i l ； 1 一* 4 。+ 卜 “一。， 。l 7 _ 7 j - 4 ；。参兰z f 霉7 f ，i 二：一i o 叠蛰! _ 1 l 一，i ? 一。i | ， ，。i ，、i ，。i ，、! 、，i 。w ( b ) 调谐范围 、”纸乏j “；7 ：? ? ：。= ：j ：竺：l ? “；。? ：“o ：；“：。；， 。 。i ”z ? _ 。；j 。；了： 可“囊0 一：叠 ，：董：- ，一 圭 。警太o i 奠! 二1 0 i 量0 基 一曩? 霉，一，、? ，。，一，；薯 川叠o 蓑o ；| | 甚 ：霉+ ；：f ：；：；：”。：；。曩：? ：j ：叠：一7 ；：。：，7 ，：j ：；： ，喜。：；- ：。- i 上：? io ：，：，：量。：i ，：。：茗 = ；- 曩嚣；o 。o ：7 量葛 了。嚣- 1 悉。；：；：! ：， 一： ；。：。 jj ：；。：，：r ：7 ! 。 ( c ) 相位噪声 图3 7 应用于i e e e8 0 2 1l aw l a n 的v c o 前仿真结果 表3 - 4v c o 的前仿真结果与设计指标比较 核心电流电路总电流输出幅度工作频率相位噪声 ( m a )( m a )( m v ) ( g h z ) ( d b c h z 1 m h z ) 设计指标4 1 2 4 2 8 - 1 2 0 前仿真结果 58 76 3 44 1 5 5 4 3 712 2 5 2 3 3 3 版图设计与后仿真 版图设计的主要任务就是确定芯片制造的各层掩模的位置和几何尺寸，版图设计必 须受到芯片制造厂家提出的设计规则的制约。本设计采用的是中芯国际s m i c 的0 1 8 “mc m o s 工艺。 随着工艺特征尺寸的一i 断减小，电路工作的速度逐步提高的同时，不同模块之间的 d j 以 一n_u勺一q一oii o 爵i i a 兰! 垩窒旦王坠丛箜些笙堡望堡塑堡盐兰壅墨 相互干扰，连线的寄生效应也更加复杂。电路设计的成功与否，很大程度上取决于版图 设计的优劣。 3 3 1 版图设计规则 版图设计首先要考虑版图的整体布局，应当明确输入输出焊盘的位置，需要考虑测 试因素，根据测试探针的个数以及间距调整好输入输出焊盘。接着，布局设计细分到每 个子电路模块。设计时，应当注意以下几点【2 7 】【2 8 】： 1 ) 线电流密度 该工艺有六层金属，每一层金属的最大线电流密度不同。当连线中的直流静态电流 较大时，在布线的过程中就要保证足够的线宽以流过足够的电流，同时要有一定的余量。 2 ) 减小寄生效应、 集成电路工艺进入深亚微米，电路速率超过gb i t s ，互连线分布参数对电路性能的 影响越来越大。互连线的寄生效应表现在三个方面：寄生电容、寄生电感以及寄生电阻。 寄生电容会增加传播延时、导致电路速度下降并且增加电路的功耗；寄生电感会引起振 荡和过冲，它的一个重要来源是压焊线和芯片封装；寄生电阻会产生不必要的电压降， 严重时会导致电路不能正常工作。一般可以采用如下方法来减小寄生效应的影响： ( 1 ) 信号走线尽可能的短。 ( 2 ) 选用顶层金属来走较长的高频信号线。因为金属层数越低，寄生参数就越大。 ( 3 ) 尽量避免不同信号平行走线，尤其是同频率的不同信号。选取不同层金属可以减 小串扰。 ( 4 ) 差分信号应当采用同层金属并且尽量靠在一起走线。由于差分信号的特性，采用 平行走线的方式，干扰可因其共模特性而被抑制。 ( 5 ) 尽量优化关键节点的版图，使得寄生参数最小。 ( 6 ) 电路的输入输出尽量远离。有利于减小输入和输出之间的寄生反馈。 3 ) 防止闩锁效应 闩锁效应是c m o s 工艺特有的寄生效应。严重的闩锁效应会导致电路失效，甚至造 成芯片烧毁。为了防止闩锁效应的发生，必须有效减小阱和衬底的电阻。在n m o s 晶 体管或p m o s 晶体管与电源相连的有源区附近打上尽可能多的阱和衬底的接触孔，可 以减小寄生电阻，使其+ 产生的压降无法达到寄生三极管的导通电压；或者可以使用保 护环来保证大电流器件的工作。 4 ) 避免天线效应 任何与栅极相连的大面积的导电材料，包括多晶硅本身，都有可能产生天线效应。 因此，亚微米c m o s 工艺通常限制了这几种几何图形的总面积，列在天线效应检查 ( a n t e n n ac h e c k ) 中。e d a 工具的帮助可以使电路免受天线效应的影响，但如果设计 者在设计版图时，就有意识主动避免天线效应的产生，一定会使版图性能达到最优。 5 ) 增加电源稳定性 芯片中，电源线和地线之间尽可能地交叠，增加其寄生电容，利用电容滤除电源巾 的高频交流分量。如果可以的话，在电源和地之间尽量多并联上一些大电容，滤波的效 2 9 自 l n * z 果会更加理想。还有，芯片内部相同类型( 指数字还是模拟) 的电源和电源之矧，地和 地之间应当全部连通。 6 ) 差分电路对称布局 对于差分形式的电路结构，版图应尽量对称布局，有利于提高电路性能。为了讲究 对称，有时候需要把一个管子分成两个，比如为差分对管提供电流的管子就可以拆成两 个、四个甚至更多。差分形式对称的电路结构，一般地线铺在叶1 问，电源线走r 下两边 中间是太片的元件。 3 3 2v c o 的版图与后仿真 图3 - 3 中无噪声滤波网络的v c o 电路对应的版图如图3 - 8 所珠。v c o 的各个儿件 中，电感而秘最大，版图布局受到电感的影响虽多，要先布电感。电容1j 电感，电容与 电容及各个m o s 管之间不能一味追求面积小使其靠的太近，合适的距离才能减少寄生 影响。版图的布局必须是完全对称的米尽可能抑制噪声。控制电压v 。为单端输入， 也应该布局成对称结构。高频信号线要尽量短，让缓冲级的输出信号靠近输出焊盘，叫 以从整个芯片底端输出。在版阿布局的空余处，可以分别在控制电压和地之间以搜电源 和地之间并联大电容来滤除高频交流分量。 元件靠局完成后，要进行连线。同一节点最好在芯片山部相连，以确保电压l u 位相 同，如要将位于版图左右两边的控制电压内部相连。但是这样将引m | 年多平行的长连线， 产生寄生效应。减少寄生参数的一种方法是尽量t l 这些金属连线走不同的金属层，同时 距离越远越好。 版图布局还要考虑测试方便可行。如图3 - 8 所示，v c o 两侧有两个7 5 p m x 7 5 p m 的 控制端焊盘，测试时采用s 单针探针。v c o 底部有刊称布局的两个输出端焊盘、两个 电源端焊盘和一个接地端焊盘，焊盘选用7 5 9 m 7 5 9 m 型，间距为1 0 0 p m ，测试时采用 s s g s s 的五针探针。版图( 包括焊盘) 面积为o4 7 5 04 0 5m i l l 2 。 刚3 - 8 无噪声滤波网络的v c