（电路与系统专业论文）基于BCD工艺的优化THD有源功率因数校正控制器设计[电路与系统专业优秀论文].pdf

摘要 近年来，p f c ( 功率因数校正) 技术由于能有效地提高开关电源效率、减少电网 污染，已经成为电力电子研究领域的热点。而其中的a p f c 技术以其输入电压范 围宽、体积小、重量轻、功率因数高等优势，得到了尤其广泛的应用。本论文主 要研究a p f c ( 有源功率因数校正滋制器的设计和实现，设计工作来源于西安电子 科技大学电路c a d 所科研项目“基于b c d 工艺a c d c 关键技术理论研究与设 计”。 本文首先概述了p f c 技术的原理和发展，然后介绍了几种基本的a p f c 电路 的拓扑结构，接着详细分析并比较了两种常用的a p f c 电路控制模式，在此基础 上，通过系统设计，电路设计，性能仿真验证，设计了适用于b o o s t 型峰值电流模 控制的a p f c 控制器x d 9 6 8 8 。针对a p f c 控制环路中误差放大器带宽较低的特点， 本文提出的设计在芯片内部集成了两级输出过压保护电路，能安全及时地分别处 理动态和静态过压状况；另外芯片内部还特别加入了一个优化电路，可以增大功 率开关管在交流输入电压过零时的导通时间，优化输入交流电流的t h d ，进一步 改善功率因数。 该芯片基于国外某公司0 6 z m b c d 工艺模型进行设计，采用h s p l c e 软件完 成前仿真，由仿真结果可以看出，x d 9 6 8 8 可以在b o o s t 型的临界导通模式下进行 功率因数校正，电路功能和性能指标均达到设计要求。 关键词：a p f c 控制器优化t h db c d 工艺 i nr e c e n ty e a r s ，p f c ( p o w e rf a c t o rc o r r e c t i o n ) t e c h n i q u eh a sb e c o m et h e f o c u si nt h ef i e l do fp o w e re l e c t r o n i c si nt h a ti ti st h ep r i m a r yw a y t oi n c r e a s et h e e f f i c i e n c yo fs m p s s ( s w i t c hm o d ep o w e rs u p p l i e s ) a n dr e d u c et h ep o l l u t i o no f p o w e rs u p p l yn e t w o r k a p f ct e c h n o l o g yi sw i d e l yu s e df o ri t sw i d ei n p u tr a n g e ，s m a l l s i z e ，l i t t l ew e i g h ta n dh i g hp o w e rf a c t o r t h ep a p e rm a i n l ys t u d i e st h ed e s i g na n d i m p l e m e n t a t i o no fa p f c ( a c t i v ep o w e rf a c t o rc o r r e c t i o n ) c o n t r o l l e r i tc o m e sf r o m t h ep r o j e c t “t h e o r e t i c a lr e s e a r c ha n dd e s i g no fk e yt e c h n i q u ef o ra c d ci cb a s e do n b c d p r o c e s s ” f i r s t l y , t h i sp a p e rs u m m a r i z e st h ep r i n c i p l ea n dd e v e l o p m e n to fp f ct e c h n o l o g y s e c o n d l y , s e v e r a lb a s i ct o p o l o g yc i r c u i t so fa p f c c o n t r o l l e rh a v eb e e ni n t r o d u c e da n d t w ot y p i c a lc o n t r o lm o d e sh a v eb e e na n a l y z e da n dc o m p a r e di nd e t a i l b a s e do n a n a l y s i s ，t h r o u g hs y s t e md e s i g n , c i r c u i td e s i g n ，p e r f o r m a n c es i m u l a t i o n ，ad e s i g no f p e a kc u r r e n tm o d ec o n t r o l ，b o o s tt y p ea p f cc o n t r o l l e rx d 9 6 8 8w h i c ho p e r a t e si n t r a n s i t i o nm o d ei sp r e s e n t e d 。c o n s i d e r i n gt h a tt h eb a n d w i d t ho fe r r o ra m p l i f i e ri n t h ec o n t r o ll o o pi sn a r r o w , at w o s t e po v e rv o l t a g ep r o t e c t i o nc i r c u i ti sd e s i g n e d i t e n a b l e st oh a n d l eo v e r - v o l t a g e ss a f e l ya n db e t i m e se i t h e rc h a n g i n ga b r u p to r r e s u l t i n gf r o ml o a dd i s c o n n e c t i o nf o ral o n gt i m e f u r t h e r m o r e ，t oi m p r o v et h e p o w e rf a c t o r , an o v e ld e s i g nc a nc o n s i d e r a b l ym i n i m u mt h do ft h ea ci n p u t c u r r e n tb yi n c r e a s i n gt h es w i t c h - o nt i m en e a rt h ez e r o - c r o s s i n g so ft h el i n ev o l t a g e x d 9 6 8 8i sd e s i g n e db a s e do n0 6 棚nb c dp r o c e s sa n dv e r i f i e db yh s p i c e p r o g r a m a c c o r d i n gt ot h es i m u l a t i o nr e s u l t s ，t h ef u n c t i o na n dp e r f o r m a n c eo f x d 9 6 8 8c a nr e a l i z ep o w e rf a c t o rc o r r e c t i o ni nt r a n s i t i o nm o d eb yc o n t r o l l i n gt h e b o o s tp r e - r e g u l a t o r k e y w o r d ：a p f cc o n t r o l l e r m i n i m u mt h db c d 独创性( 或创新性) 声明 本人声明所呈交的论文是我个人在导师指导下进行的研究工作及取得的研究 成果。尽我所知，除了文中特别加以标注和致谢中所罗列的内容以外，论文中不 包括其他人已经发表或撰写过的研究成果；也不包含为获得西安电子科技大学或 其它教育机构的学位或证书而使用过的材料。与我一同工作的同志对本研究所做 的任何贡献均己在论文中做了明确的说明并表示了谢意。 申请学位论文与资料若有不实之处，本人承担一切相关责任。 本人签名：力牝马盔日期：矽7 ， 关于论文使用授权的说明 本人完全了解西安电子科技大学有关保留和使用学位论文的规定，即：研究生 在校攻读学位期间论文工作的知识产权单位属西安电子科技大学。本人保证毕业 离校后，发表论文或使用论文工作成果时署名单位仍然为西安电子科技大学。学 校有权保留送交论文的复印件，允许查阅和借阅论文；学校可以公布论文的全部 或部分内容，可以允许采用影印、缩印或其它复制手段保存论文。 本人签名：魈垒r 期：上卯7 尹 导师签名：量盘垄圭日期：至童：! ：! 第一章绪论 第一章绪论 由于电子产业的蓬勃发展，电力电子设备与人们的工作生活的关系日益密切， 电源变换器的需求日益增加，2 0 世纪6 0 年代，开关电源问世以来，因其体积小、 重量轻和效率高而在各种电子信息设备中得到了广泛的应用，如今已应用于通信、 工业、军事、航空航天、家电等各个领域。在电子设备中，无论是数字电路还是 模拟电路，都需要一个稳定的电源来供应系统工作，电源可以来自市电、电池、 甚至太阳能，但是要为电子设备供电，一般需要把交流电流转换成直流电源，再 进一步将直流电降压或升压至系统所需的电压，传统的开关电源多数通过仅加入 桥式整流电路的非线性整流器直接与电网相接，并使用大容量的滤波电容，以致 输入电流含有极大的谐波分量沿电网输电线路传播产生传导干扰和辐射干扰，从 而对供电系统产生污染，并影响其它线路上的用电设备的安全运行。特别是这些 高次谐波干扰不但会使设备发生误操作，还会使输电线路和配电设备过热，导致 绝缘老化，使用寿命降低，甚至还会引起电网局部系统发生串联或并联谐振，使 谐波分量进一步放大，造成电容器等设备烧毁。从节能角度来说，高次谐波还会 使功率因数仅为0 4 5 0 7 5 ，产生大量额外的功率损耗，不利于目前我国正在大力 提倡的建设节约型社会目标的实现。 针对谐波对电源的污染，从1 9 9 2 年国际上开始以立法形式对谐波进行限制【。 如国际电气电子工程师协会( i e e e ) 颁布的i e e e s l 9 、国际电工委员会( i e c ) 颁布的 i e c 5 5 5 2 。而欧盟也在2 0 0 1 年1 月修订标准e n 6 1 0 0 0 3 2 ，规定所有在7 5 w 以上的电 子产品，均须有功率因数校正的功能，否则不得在欧洲销售。 功率因数校j e ( p o w e rf a c t o rc o r r e c t i o n ，p f c ) 技术，可以在不增加资源消耗的 前提下，抑制谐波对电网的污染，使交流电能得到更有效的利用，供电质量大大 提高。功率因数校正技术主要可以分为无源功率因数校正( 被动法) 和有源功率因数 校i e ( 主动法1 两大类，无源功率因数校正电路主要由电感及电容所组成，架构简单、 设计容易、而且可靠性好，但缺点是体积和重量大，且容易受到负载的影响，难 以达到高功率因数，因此较少投入实用。有源功率因数校正利用开关控制器迫使 输入电流能与输入电压同相，减少相位差，此类电路的功率因数几乎可以接近1 。 此外，由于开关功率管通断频率高，故可以使用较小的输入电感与滤波电容，而 且即使输入电压变化较大时也可以达到功率校正的目的。因此有源功率因数校正 被广泛应用在各种电力电子设备上。 2 0 世纪年代开关电源的普及促进了有源功率因数校正技术的发展。1 9 8 4 年i e e e 发表了题为采用1 0 0 k h z 升压变换器的正弦波整流器的文章。1 9 8 6 年， 美国公布。功率因数等于1 的电源”的专利，这是最早的比较完整的升压式功率 2 基于b c d 工艺的优化t h d 有源功率因数校正控制器设计 因数校正电路，其控制电路部分由分立元件构成。这一时期对有源功率因数校正 技术的研究主要集中在采用连续导通模式( c c m ) 的升压变换器上。2 0 世纪8 0 年代 末推出了不连续导通模式( d c m ) 变换器。进入2 0 世纪9 0 年代以后，有源功率因 数校正技术取得了突飞猛进的发展。i e e e 在1 9 9 2 年开始在其会议论文集中专门设 立了单相有源功率因数校正专题，这被视为单相有源功率因数校正技术发展的里 程碑。此后，不断有新颖的功率因数校正原理、拓扑结构和控制方法出现 2 1 。一些 国家也相继推出了技术成熟的a p f c 专用集成电路，如德国英飞凌( i n f i n c o n ) 出品 的t d a 4 8 6 3 ，美国安森美( o n s e m i c o n d u c t o r ) , h , 品的m c 3 3 2 6 2 、m c 3 4 2 6 2 ，快捷半 导体( f a i r c h i l d ) 出品的f a n 7 5 2 7 等。 随着半导体和电源技术的发展，结构简单、易于实现、成本低廉、响应速度 快、输出纹波低，并且具有软开关特性的有源功率因数校正电路将成为功率因数 校正技术的发展方向。 论文结合当今功率因数校正技术的现状和发展趋势，详细介绍了有源功率因 数校正的基本原理和方法，并基于0 6 彤m b c d 工艺和h s p i c e 仿真软件，设计了 一款工作在临界模式( t r a n s i t i o n m o d e ) 的电流模控制，内嵌t h d 优化电路有源功 率因数校正控制芯片) 9 6 8 8 。 论文共分四章。第一章是绪论，第二章简要介绍了功率因数校正的相关概念、 基本原理和控制方法，着重介绍了b o o s t 型a p f c 的特性。第三章主要介绍了 x d 9 6 8 8 的系统设计，包括电路的拓扑结构和性能指标的制订。第四章详细介绍了 x d 9 6 8 8 中主要模块的功能定义和电路实现。第五章是电路整体仿真验证。 第二章功率因数校正( p f c ) 概述 3 第二章功率因数校正( p f c ) 概述 2 1 功率因数校正的原理及发展 2 1 1 功率因数的意义 电厂经由输配电系统送至用户的市电或工业用电是值为2 2 0 v 或3 8 0 v ，频率为 5 0 6 0 也的交流电。图2 1 ( a ) ，( b ) ，( c ) 分别为交流电压加在三种典型负载上，其电 压( v ) 、电流( i ) 及功率( p ) 的电路简图和波形： 图2 1 ( a ) 纯阻性负载功耗与电压电流关系 t v i a p q 艄。 州 图2 - 1 纯容性负载功耗与电压电流关系图2 1 ( c ) 纯感性负载功耗与电压电流关系 电流消耗的瞬时功率为电压和电流的乘积，i l p p = v x i ，电流给负载做正功只是 在正相时间，在反相时所作的功是负功，可见纯电阻性负载会消耗功率，而纯电 容性或纯电感性负载只会储存能量，并不会造成能量的消耗。一般而言，不同的 电力电子设备其负载状况都相当复杂，如传统电饭锅、电暖炉等为纯电阻性负载， 马达、洗衣机等通常近似为电阻性加上电感性负载，日光灯管的负载状况则在启 动或稳定状况都不一样，所以电压和电流的波形愈加复杂【3 】。在纯电阻性负载状况 下，其电压和电流的相位相同，若负载是电阻性加上电容性时，视电容大小，电 流的相位会超前电压o 9 0 。之间，同理负载是电阻性加上电感性时，视电感大小， 电流的相位会落后电压0 9 0 。之间，这超前或落后的角度直接影响了负载对能量的 消耗和储存的状况，因此定义了实功率为： 4 基于c d 工艺的优化t h d 有源功率因数校正控制器设计 p p c o s e p( 2 1 ) 式( 2 - 1 ) 中p 为功率，v 为交流电压基波有效值，i 为交流电流基波有效值，m 为 v 和l 的夹角。相移因数c o s m 值介于0 1 之间，因此定义功率因数p f ( p o w e r f a c t o r ) 为交流输入有功功率( p ) 与视在功率( s ) 的比值，用于衡量电流对负载作实功状况； p f 。昙。1 1 1c o s _ _ _ _ _ _ 生。乒c o s 中yc o s c l , ( 2 2 ) s v 。i 。 j、 其中i 。表示输入电流有效值，j - 砰+ i 2 + + t 2 ，1 1 ，1 2 ，i n 为输 入电流基波分量、二次谐波、i l 次谐波的有效值； y - l 定义为输入电流的波形畸变因数。 可见，功率因数由输入电流的波形畸变因数( 丫) 与c o s o 共同决定。c o s 中越低， 表示设备的负功率越大，设备利用率越低，导线和变压器绕组的损耗越大。y 值越 小，表示输入电流谐波分量越大，越容易对电网产生污染，严重时，对于三相四 线制供电，还会造成中线电位偏移，致使用电设备损坏。对于市电用户来说，他 们只需要按照 ，c o s o 部分缴费，因此这对电厂来说，却不得不按照必需增加发电 容量来提供存放能量的需求，造成了资源的浪捌4 】。 2 1 2 功率因数校正的量化衡量 从上面的分析可以看到降低谐波分量可以提高功率因数，它们之间的关系简 单推导如下 由总谐波失真系数( t h d ) 定义： 掰d i k ：( 2 - 3 ) 于是，输入电流波形畸变因数y 可表示为： r 。老。面丽1 ( 2 - 4 ) 因此功率因数( p f ) 与总谐波失真系数( t i m ) 的关系为： p f - t = 专c o s f ( 2 5 ) 1 + ( r h n ) 2 2 1 3 功率因数校正的实现方法【3 】 由功率因数的定义p _ f yc o s o ，要提高功率因数，一般有两个途径： ( 1 ) 使垂一0 。，也就是使输入电压、输入电流同相位，即相移因数c o s 中t 1 ； ( 2 ) 使，。- ( 谐波为零) ，即使输入电流正弦化，从而使 上- 1 。 第二章功率因数校正( p f c ) 概述 5 综合这两种方法，就可以实现功率因数为1 的目标，即用7 一r s m - l x l 一1 。 功率因数校正的基本原理，就是通过校正电路，使交流输入电流波形完全跟 随交流输入电压波形，使输入电流波形为纯正弦波，并且和输入电压同相位，即 使输入电流与输入电压同频同相。 对于相控整流电路，功率因数低的主要原因是基波电压与基波电流相移因数 s 巾的影响，使电流滞后于电压，改善措施一般是在负载端并联一个性质相反的 电抗元件，比如电感呈感性，通常采用电容补偿的方法； 对开关电源而言，通常整流装置由桥式整流器和大容量滤波器组成，图2 2 是 从交流形式的市电经过两级开关整流器整流后转换成用电器负载能够使用的直流 电的工作原理框图，在这种电路中，只有当线路的峰值电压大于滤波电容两端的 电压加上整流二极管导通电阻时，整流二极管中才会有电流通过，因此输入电流 含有大量的谐波分量。若不在a c ，d c 整流器加入功率因数校正电路，这些谐波将 致使功率因数低至0 6 o 7 1 5 1 。 图2 2 开关整流器整流工作原理框图 l ：2 a jl 刮 - r l i 1l = 2 盘 图2 3 填谷式( v a l l e yf i l i ) p f c 整流电路 常用的功率因数校正方法有很多种：按 照供电方式可分为单相功率因数校正技术 和三相功率因数校正技术；按照软开关 ( s o f t s w i t c h ) 特性，可以分为零电流开关功 率因数校正技术和零电压开关功率因数校 正技术，按照电路结构可分为多脉冲整流 法，无源功率因数校正技术和有源功率因数 校正技术【6 】。 早期的功率因数校正技术多采用无源 功率因数校正技术，典型的新型无源功率因数校正电路是在整流桥后加入一种利 用电容和二极管网络组成的“部分滤波器”，构成“填谷”方式实现功率因数校 正，如图2 3 。其基本原理是采用两个滤波电容c 1 、c 2 ，两个电容处于串连放电 状态；当输入电压低于电容c 1 、c 2 上的电压时，两个电容处于并联放电状态。电 容和二极管的充放电网络增大整流二极管的导通角，改善输入侧的功率因数，但 其代价是直流电压包络在输入电压最大值和最大值的一半之间脉动【”。通常只适用 于电子镇流器和中小功率开关电源。 6 基于b c d 工艺的优化t h d 有源功率因数校正控制器设计 虽然，无源功率因数校正具有电路结构简单，成本低，可靠性高，电磁干扰 小等优点，但其所需滤波电容和滤波电感的尺寸大，且运行情况受系统阻抗的影 响，难以得到高功率因数。 2 2 有源功率因数校正控制方法分析与比较 有源功率因数校正方法是指直接采用有源开关或a c d c 技术，在整流器和容 性或感性负载之间接入一个开关变换器，使整流器的负载近似为阻性，应用电流 反馈，并利用其附加电路对输入电流进行整形，使输入电流的波形跟随交流输入 正弦波形。相比其它功率因数校正方法，这种方法的主要优点是：总谐波失真小， 可得到高达0 9 5 o 9 9 的功率因数，可在较宽的输入电压范围和带宽内工作，体 积较小，重量较轻，其损耗功率小，相对无源功率因数校正电路的效率高 2 1 1 7 1 。 2 2 1 常用有源功率因数校正( a p f c ) 控制技术 有源功率因数校正分类方法有许多种，按控制方法划分，可以分为脉宽调制 型p w m 控制、频率调制型p f m 控制、单环电压反馈控制、双环电流模式控制等； 根据电感电流是否连续，a p f c 电路的工作模式可分为连续导电模式( c c m ) 、断续 导电模式( d c m ) 和介于两者之间的临界导电f n d 模式。按主电路拓扑结构划分， 可分为降压型( b u c k ) 、升压型( b o o s t ) 、升降压型( b u c k - b o o s o 等。 2 2 2 有源功率因数校i e ( a f f c ) 电路的工作模式比较 在连续导电模式下，输入电流和输出电压的纹波都比较小，适用于大功率、 大电流的产品。但是如果不采用零转换软开关电路，将产生严重的整流器反向恢 复损耗问题。当然，采用软开关技术又会增加电路的复杂度，制作成本也会提高。 这种类型多采用乘法器来实现。 断续导电模式有很明显的缺点：输入电流的纹波比较大，因而开关的损耗很 大，使开关的使用寿命降低，而且输出电压的纹波也比较大，对负载有一定的影 响。功率因数与输入电压和输出电压的比值过于敏感，因此它一般只适用于对功 率因数要求不高，功率较小的场合。这种类型多采用电压跟随技术。 在临界导电模式下，输入电流和输出电压的纹波与连续导电模式相比都比较 大，存在潜在的e m i 问题，但是它优点如下1 8 】： i 由于开关管在电感电流为零时导通，大大降低了开通损耗和续流二极管反 向恢复时的损耗，升压二极管的选择并非决定性的。 2 临界模式将电感电流保持在连续和不连续导电的边界。这点很重要，因为 波形总是已知的，因此，平均和峰值电流之间的关系也是已知的。对于三角波形， 平均值就是峰值的一半，这意味着平均电流信号( 电感电流与采样电阻i t s e n s e 的乘 积) 位于参考电压一半的水平。 第二章功率因数校正( p f c ) 概述 7 3 由于每个开关周期都以电感电流放电至零为结束，因此不需要像在c c m 模式那样，当功率开关管的占空比大于5 0 时必须对电流环路进行斜波补偿【”o 】， 而只需要对电压环路进行补偿就足够了。 综上所述，它的电路结构比较简单，容易实现，成本也较低。与d c m 技术相 比，临界导电模式的输入电流和输出电压纹波都比较小，功率因数也比较高，但 电路结构要复杂一些，控制也相对复杂，成本较高。可以说，临界导电模式是连 续导电模式和断续导电模式的有益折衷。 2 2 3 应用于有源功率因数校正的三种常用拓扑结构比较 ( 1 ) 降压型( b u c k ) 变换器 圈2 4 降压变换器的电路结构图 如图2 。4 ，当功率开关管k 关断时，输入电压v 玳就与l c 拓扑网络隔离开来， 因此电源输入电流i i 有一段时间为o ，这既导致输入电流波形失真，也限制了变换 器的转换功率，而且输入电流的纹波较大，增加了对滤波电路的要求。另外当功 率开关管开启时，源极电位为v o ，关断时，源极电位为零，也就是说开关管的源 极电位是浮动的，因此当输入电压较高时，功率管的控制需要专门的浮动驱动， 增加了电路的复杂性。更为重要的是，b u c k 变换器只能实现降压功能，因此并不 适宜于直接用作a p f c 变换级，这是因为如果输入电压源v 矾是通过全桥整流变换 而得到半正弦波，则v 矾将在一个大范围内变化( 对于2 2 0 v 的交流电源，的变 化范围为0 - - 3 2 0 v ) ，当v n 小于输出电压v o 时，变换器不能够工作，这样，输入 电流在电源低电压时会有一个“导通死角”存在，因此限制了功率因数的提高。 ( 2 ) 升压型( b o o s t ) 变换器 + 图2 5 升压变换器的电路结构图 如图2 5 ，电源输入电流l i ，始终等于电感电流i l 因此电源输入电流可以处于 连续状态，这一点在实现大功率的a p f c 功能时，具有独特的优势。同时，由于输 入电流可以处于连续状态，因此输入电流的纹波较小，并可防止电网对主电路的 高频瞬态冲击，e m i 小，降低了对滤波电路的要求。由于功率开关管的源极电位始 终为零( 忽略开关管的导通压降) ，因此对功率管的驱动信号控制很容易，而且开关 8 基于b c d 工艺的优化t h d 有源功率因数校正控制器设计 器件需承受的反向电压不超过输出电压值。正是因为b o o s t 变换器具有以上一些特 点，因而在a p f c 电路中得到了广泛的应用。 ( 3 ) 升降压型( b u c k - b o o s t ) 变换器 + r o 图2 6 升降压型的电路结构图 如图2 6 ，b u c k - b o o s t 变换器可以实现任意的降压升压输出，也可以实现反极 性输出，因此在应用中克服了单一的b u c k 或b o o s t 变换器只能降压或升压输出的 缺点，在某些应用场合显得更为灵活。但是由于其b u c k b o o s t 输入端本身就是b u c k 变换器，其输入电流性质和b u c k 变换器相似，在一定程度上增加了对滤波电路的 要求，效率和输出功率都比不上单一的b o o s t 型a p f c 变换器，一般只应用在中小 输出功率的场合。 2 2 4 有源功率因数校正f c ) 电路的控制方法比较 相比电压型控制方法，电流型控制方法具有较好的电源电压和负载调整特性， 响应速度更快，因此在a p f c 电路更多地被采用，主要包括平均电流控制、峰值 电流控制、滞环电流控制、单周期控制、非线性载波控制等，其中前两种应用最 为频繁。下面将针对不同的工作模式，对这两种控制方法进行简要介绍。 ( 1 ) 连续导电模式下的平均电流控制技术 刊曼斛 _ 一 l 一一j 图2 7 采用平均电流控制的b o o s t 型a p f c 变换器 在连续导电模式下，a p f c 电路通常采用平均电流控制技术，其基本结构如图 2 7 所示。其中，v 矾是正弦交流输入电压经全桥整流后的信号；v p 是电流基准信 第二章功率因数校正( p f c ) 概述 9 号由电压放大器与v 肘信号经过乘积所得，这种控制方法通过电阻r s 检测升压电 感电流并与正弦交流基准信号v p 进行比较，所得的误差信号经放大后再与锯齿波 信号v s a w 进行比较，通过p w m 比较器，产生脉宽调制信号去控制外部开关管k ， 以实现单位功率因数和稳定的输出电压。这种技术的电压环带宽控制在2 0 h z 以下， 电流环则要求速度足够快，以满足不失真和低谐波的要求。 这种控制方法的优点是工作频率恒定，输入电流连续，开关管电流的有效值 较小，所需e m i 滤波器的体积较小。但是，它必须具备电压放大器和电流放大器， 这两个回路都需要相当多a p f c 的1 c 引脚以及连接在这些引脚周围的外部元件。 如在市场上销售的产品中，u c 3 8 5 4 共有1 6 支引脚，i a 9 8 1 共有2 0 支引脚。所以 这种控制方法对于a p f c 控制器内部的设计或外围电路板的布局而言，都是较为 复杂的。 但) 临界导电模式下的峰值电流控制技术 在临界导电模式下，a p f c 电路通常采用峰值电流控制技术。它的电流上限是 一个正弦基准电流，由误差放大信号与输入电压经全桥整流后的分压信号相乘后 获得，下限则为零。其基本结构如图2 8 所示。 篁剑七ri酵 妇 上啪l 、 上 一 r s 触发睾l l a p f c i c 鼬流裂 dv m 图2 8 采用峰值电流控制的b o o s ta p f c 变换器 具体工作过程如下：交流输入电压v a c 经过桥式整流后得到v 矾，v m 通过r 1 、 r 2 分压取样后作为乘法器的一个输入信号，而输出电压v b 的反馈信号v f a 和参 考电压v l 断经过误差放大器比较放大后得到信号v c o u r ，v c o u r 是乘法器的另一 个输入信号。在稳定状态下，误差放大器的输出电压在半个工频周期内将保持恒 定，乘法器的输出信号将跟随整流后的正弦电压v 琳变化。该信号将作为基准信号 输入到电流比较器的反相端，而开关管k 上的电流取样信号则作为电流比较器同 1 0 基于b c d 工艺的优化t h d 有源功率因数校正控制器设计 相端的输入信号，当电感电流值为峰值，即同相端的信号幅值达到反相端的值时， 通过r s 触发器输出一个复位信号，关断开关管，使电感上电流开始下降。当l s e n s e 构成的零电流检测电路检测到电感上的电流下降到零时，则通过r s 触发器输出一 个置位信号，开启开关管，电感电流开始上升。通过这样反复的开关过程，就可 以使输入电流波形与输入电压的波形基本一致，达到功率因数校正目的。 与平均电流控制相比，峰值电流控制技术电路比较简单，市场上销售的这类 a p f c 控制器，如u c 3 8 5 2 、m c 3 3 2 6 2 ，仅有8 支引脚，所以需要的外围器件也相 应减少，成本降低。在3 0 0 w 以下的中小功率应用场合。 综上所述，针对在中小功率有源功率因数校正领域，本设计采用b o o s t 拓扑结 构，临界模式f r m ) 与峰值电流控制技术的结合，这也是当前主流产品的核心技术。 下面将基于这样的选型对其基本特性展开详细讨论。 2 3 升压变换器峰值电流模临界导通工作模式稳态分析 众所周知，交流电网电压一般采用5 0 h z 的工频，经全桥整流后得到1 0 0 h z 的半正弦波。该频率比功率开关管的开关频率( 几十l ( i z 几个m h z ) 、得多，所 以在开关管的一个或几个开关周期内，可以近似认为输入电压是不变的1 1 1 , 1 2 1 ，因 此本设计的稳态工作都按照直流稳态分析进行。 2 3 1 单个开关周期内的基本特性【3 s l 1 3 9 11 4 0 1 首先针对升压型( b o o s t ) 结构进行说明，设某一时刻整流后的电网输入电压为 v m ，功率开关管的开关周期为t o 门卜 uu 一 图2 9b o o s t 型临界导电模式电感电压和电感电流波形 升压变换器使输出电压高于输入电压，若使用n m o s 管作为开关，其电路结 构如图2 5 所示。临界导通工作模式分为两个阶段：第一阶段为开关导通阶段，0 t 第二章功率因数校正( p f c ) 概述 1 1 1 k ；第二阶段为开关断开阶段，1 蛳 t t ，t 为开关周期，1 蛐为一个周期内的开关 导通时间。 ( 1 ) 开关导通阶段( o t ( 1 硼) 开关导通时n m o s 管源漏问的压降很小，所以二极管反向截止，等效电路如 图2 1 0 所示，假设电感在此过程未饱和，电流就从1 1 到1 2 线性上升，所以 一工妄- l 等 和工等( 2 - 7 ) 电感储存能量： e - j 1 工( ，。) 2 - j 1 工2 l 2 ( 2 - 8 ) 输出电容c 给负载提供输出电流，选择适当大小的输出电容来保证足够的充放电 时间。 + 图2 1 f l 升压变换器开关导通等效电路图0 t t m ( 2 ) 开关关断阶段f i 蚰 t 1 ) + 图2 1 升压变换器开关关断等效电路图t m 灯 第二阶段等效电路如图2 n 所示。因为电感电流不能突变，电感两端电压反 向，方向如图示，此时电流流过电源、电感l 、二极管d z 、电容c 和负载r o 。 在下一个周期开关重新导通之前，电感电流线性下降，电感通过二极管把储存的 能量向电容c 充电，使得输出电压高于输入电压，电感上的电压v 矾为 圪一一工孑 ( 2 9 ) 咿 。工哥两i l p ( 2 - 1 0 ) 因为两个阶段电感纹波电流_ ，相等 基于b c d 工艺的优化t h d 有源功率因数校正控制器设计 a - 警一与等( 2 - 1 1 ) 令d 为一个周期内的开关导通占空比，则有乙一d t 和z 一( 1 一d ) t 将这两个式 子代入式( 2 - 1 1 ) 便得： 圪一二生 (2-12)1d o 一 、- 1 ， 由于0 d i ，因此输入输出电压关系是v m v o ，这也是称作升压型变换器的 原因。 2 3 2 半个工频周期内的基本特性 将上面的分析拓展到半个工频周期： 设y 。为交流输入电压有效值，m 为交流输入电压的角频率，则正弦交流输 入电压经桥式整流后的瞬时值可表示为： i 么( f ) 一2 ，名。s i n a i ( o a t 1 ，电阻r 2 上的电压v 2 可以表示为： 哆- 等a 一等l n ( 争 p 9 ) 输出电压v 耐等于q 3 上的髓节压降加上r 2 上的电压v 2 ： - + 丝r 3 l n ( 拟 ( 4 1 0 ) 如果1 1 1 2 比值能够不随温度的变化而保持恒定，调整r 2 和r 3 阻值比，则可将 输出电压v i e f 的温度系数减小到零。在实际电路中，通过这种方式得到的输出电压 v 耐的温度系数一般在3 0 6 0 p p m 。c 。 这种简单的带隙基准电压源电路主要缺点是很难使1 1 m 比值能够独立温度的 变化而保持恒定。因此，图4 3 和图4 4 给出了两个常用的典型带隙基准电压源电路， 使用一个高增益的线性放大器使电路处于深度负反馈，通过增加电路的复杂性来 克服上述问题。 r 1 x q 1 图4 3 用p n p 晶体管实现的带隙基准电路图4 4 , 1 1 t j n p n 晶体管实现的带隙基准电路 图4 3 所示的电路是基于标准c m o s i 艺，采用纵晦j p n p 晶体管实现的带隙基准 电路，在很多文献中均有介绍。图4 4 所示的电路则可以基于b c d 等工艺采用n p n 晶体管来实现。 运放产生的反馈信号回到自己的两个输入端，其负反馈系数由下式给出： 凡一瓦1 石g , , , ( o i 2 ) 丽+ r 3 p 1 1 ) 而正反馈系数为： 阶器 2 ) 为了确保总的是负反馈，纬必须小于凡，最好选取岛一( 1 2 胁。 第四章) a d 9 6 龉芯片子模块设计及仿真验证 在图4 4 所示的电路中，q 2 的发射极面积是q 1 发射极面积的n 倍。输出电压v l t 矗可 以表示为： 一+ 以+ ，2 溉( 4 - 1 3 ) 如果集电极接的电阻r 3 - - - - r 4 ，由于处于深度负反馈状态的运算放大器输入端“虚 短”特性，巧一k 近似相等，流经电阻r 3 和i h 的电流相等，则发射极电流1 1 = 1 2 ， 并且r 2 上的电压降等于q l 和0 2 的发射结电压差a v b e ，由式降8 ) 可得 1 2 - - 等- 纠等) 。 尺2r 2i ，。j 、7 所以v r 即可以表示为： + 浮+ 1 ) t n ( n ) v r ( 4 - 1 5 ) 在实际应用中，q 2 的发射极面积一般取q 1 发射极面积的8 倍。适当选取r 2 和 r 3 的阻值即可得到具有零温度系数的输出电压v r 聃 考虑到运算放大器存在有输入失调电压，也就是当运放的输入电压为零时， 其输出电压不为零，图4 3 和图4 4 的带隙基准电路的性能在很大程度上受运放失