（电路与系统专业论文）基于bcd工艺的电流模升压型dcdc变换器的设计.pdf

摘要 本论文以西安电子科技大学电路c a d 研究所科研项目“深亚微米电源管理类 集成电路关键技术理论研究与设计为背景，针对各种便携式电子产品的供电需 求，研究了升压型d c d c 转换器的实现技术，设计了一款基于b c d 工艺的电流 模升压型d c d c 变换器芯片x d 8 7 11 。 论文首先阐述了开关电源的研究情况与发展方向，在此基础上对几类d c d c 转换器的基本原理和拓扑结构做了分析。然后，根据芯片的功能要求和性能指标， 对芯片的工艺和系统工作模式进行了论述，给出了芯片整体电路的设计架构，并 对整体电路的工作原理做了简要介绍。在电路设计章节，针对芯片主要模块进行 了电路原理分析与设计，设计了一种可集成于片内的数字软启动电路，同时芯片 也集成了多种保护电路，确保系统更加安全和稳定。 本文在对x d 8 7 1 1 系统及其子模块设计的基础上，采用0 。6 | lmb c d 工艺，运 用c a d e n c e 等e d a 软件对模块电路和系统整体电路进行了仿真验证。仿真结果表 明，该芯片在2 5 v - 5 5 v 的输入电压范围内可以实现典型的1 3 v 输出电压，转换 效率最高可达8 7 ，具有实现电路简单、输出电压精度高、功耗低等优点。 关键词：开关电源软启动电流模式斜坡补偿 a b s t r a c t b a s e do l lt h ep r o j e c to fi n s t i t u t eo fe l e c t r o n i cc a d ，x i d i a nu n i v e r s i t y “d e s i g na n d r e s e a r c ho fs u b m i c r op o w e rm a n a g e m e n ti n t e g r a t e dc i r c u i f ，t h ep a p e rp r o p o s e sab o o s t d c - d cc o n v e r t e rx d 8 711f o rp o r t a b l ee l e c t r o n i cp r o d u c t s b e g i r m i g 、析t l ls t u d y i n gs t a t u sa n dd e v e l o p m e n tp r o s p e c to fs m p s ( s w i t c h i n g m o d ep o w e rs u p p l y ) ，t h ep a p e ra n a l y z e st h ep r i n c i p l ea n dt h es c h e m eo fs e v e r a ld c - d c c o n v e r t e r s a c c o r d i n gt ot h ef u n c t i o na n dp e r f o r m a n c e ，i td e s c r i b e st h ep r o c e s s e sa n d t h eo p e r a t i o nm o d e a n dt h e nw ep r o p o s et h es y s t e ms c h e m ea n di n t r o d u c et h e p r i n c i p l eo fw h o l ec h i p i nt h ec h a p t e ro fc i r c u i td e s i g n ，t h ep a p e ra n a l y z e st h ep r i n c i p l e o ft h em a i nb l o c ka n dd e s i g n sad i 百t a ls o f ts t a r tc i r c u i tw h i c hc a nb ee a s i l yi n t e g r a t e d t oa s s u r et h es y s t e ms t a b i l i t ya n ds a f e t y , s e v e r a lp r o t e c t i o nc i r c u i t sa r ei n c l u d e d i nt h eb a s i so ft h ed e s i g no fs y s t e ma n ds u b - c i r c u i t , t h ec i r c u i tu s e st h e0 6 心m b c dp r o c e s sa n ds i m u l a t e db yt h ec a d e n c e t h es i m u l a t i o nr e s u l t ss h o wt h a tt h eo u t p u t v o l t a g ec a nb eh i g ht oi3 vo v e ra ni n p u tr a n g eo f2 5 v 5 5 vt h ee f f i c i e n c yc o u l db e 8 7 t h ec i r c u i ta l s oh a ss i m p l ea r c h i t e c t u r e ，h i 曲a c c u r a t eo u t p u ta n dl o wp o w e rl o s s k e y w o r d s ：s m p s s o f ts t a r tc u r r e n tm o d e s l o p ec o m p e n s a t i o n 西安电子科技大学 学位论文独创性( 或创新性) 声明 秉承学校严谨的学风和优良的科学道德，本人声明所呈交的论文是我个人在 导师指导下进行的研究工作及取得的研究成果。尽我所知，除了文中特i i i i 以标 注和致谢中所罗列的内容以外，论文中不包含其他人已经发表或撰写过的研究成 果；也不包含为获得西安电子科技大学或其它教育机构的学位或证书而使用过的 材料。与我一同工作的同志对本研究所做的任何贡献均已在论文中做了明确的说 明并表示了谢意。 申请学位论文与资料若有不实之处，本人承担一切的法律责任。 西安电子科技大学 关于论文使用授权的说明 本人完全了解西安电子科技大学有关保留和使用学位论文的规定，即：研究 生在校攻读学位期间论文工作的知识产权单位属于西安电子科技大学。学校有权 保留送交论文的复印件，允许查阅和借阅论文；学校可以公布论文的全部或部分 内容，可以允许采用影印、缩印或其它复制手段保存论文。同时本人保证，毕业 后结合学位论文研究课题再撰写的文章一律署名单位为西安电子科技大学。 本人签名： 导师签名：雄 日期：垫蝗固 旦 日期：丝2 1 ，f ；2 第一章绪论 第一章绪论 1 1 研究背景和意义 随着电力电子和微电子技术高速发展，各类电子设备在人们工作、生活中的 应用也越发广泛，与此同时也就对电子设备的供电电源提出更高的要求。而大规 模集成电路( l s i ) 的出现，特别是超大规模集成电路( v l s i ) 向超高速集成电路 ( v h s i c ) 的发展，使得各种电子设备的体积显著减小，迫切需要为其提供能量的电 源具有小体积( 高功率密度) 、高可靠、高效率的特点，而且能够输出低电压大电流。 显然，传统的线性电源系统无论从体积、效率、性能以及可靠性等各方面均已无 法适应要求。目前，世界各国正在大力研究开发新型开关电源，这是节约能源的 重大举措。开关电源具有体积小、重量轻、损耗小、效率高、应用范围广等特点， 在计算机、通信、雷达、电子仪器、家用电器中己得到广泛应用，逐渐取代了众 多领域内的传统线性电源，成为电子电源中的主流产品。 截止目前，全球已具规模的开关电源制造商已超过5 0 0 家。正如国外专家预 测的那样，世界开关电源的销售额由1 9 9 2 年的8 4 亿美元猛增到2 0 0 0 年的1 6 6 亿 美元，其问的平均年增长率在1 0 以上，高于世界电子产品的整体发展水平( 8 8 ) 。 其中d c d c 产品的市场占有率从2 0 上升到2 4 。刺激开关电源市场进一步扩大 并继续推动开关电源技术进步的主要用户是计算机及其外围设备。另外，快速发 展的通信及消费品市场也正逐渐引起开关电源厂商的关注。以中国开关电源产业 发展为例，在1 9 9 2 年至2 0 0 1 年十年间，通信事业快速发展，通信电源也同步增 长。1 9 9 2 年国内通信电源投资额为人民币o 8 亿元，到1 9 9 7 年增加到1 0 亿元， 到2 0 0 0 年增加到3 0 亿元。2 0 0 1 年全国通信电源市场容量已超过3 5 亿元。从1 9 9 2 年到2 0 0 1 年通信电源增长4 3 倍多。技术的进步如功率因数校正、相位调制、高 频电源转换、零电压及零电流转换、单片式转换器等己为开关电源行业的发展注 入了新的活力。随着这些实用技术的发展，开关电源的设计也将会得到较大的改 进。 开关电源技术与开关变换器理论、专用集成电路、功率半导体器件技术相结 合，运用功率变换器进行电能变换，从而满足各种用电要求。计算机、通讯、汽 车等行业的迅速发展促进了我国开关电源市场不断增长，开关电源控制器芯片的 研究已成为国内功率电子学领域中颇受关注的热点。 1 2 开关电源技术 一、开关电源的基本概念 2 基于b c d 工艺的电流模升压型d c i x ；变换器的设计 开关电源是相对于线性稳压电源而产生的。顾名思义，开关电源就是电路中 的电力电子器件工作在开关状态的电源。同时具备三个条件的电源才可称为开关 电源，这三个条件是：开关( 电路中的电力电子器件工作在开关状态) 、高频( 电 路中的电力电子器件工作在远高于工频的频率) 和直流( 电源输出是直流) 。 开关电源的核心是电力电子开关电路，根据负载对电源提出的输出稳压或稳 流特性的要求，利用反馈控制电路，采用占空比控制方法，对开关电路进行控制。 开关电源系统一般包括两大模块 7 1 ，第一个模块是功率主回路部分，完成能量的变 换和传输，主回路使用的元件只有电子开关、电感和电容，但这三种元件的不同 组合和连接形成不同类型的开关电源变换器。第二个模块是控制回路，控制回路 比较复杂，早期由分立器件组成，随着大规模集成电路的发展，现在集成电路芯 片逐步代替了分立器件，集成电路使电源产品体积减小、可靠性提高，给应用带 来了极大方便。 二、开关电源技术的研究现状 1 半导体功率器件 开关电源变换器最早出现在二十世纪五十年代，但直到七十年代，随着现代 功率半导体器件发展及其稳定性提高，开关电源变换器才得以广泛应用。功率半 导体器件仍然是电力电子技术发展的关键，电力电子技术的进步必须依靠不断推 出的新型电力电子器件。 由于功率场效应管( m o s f e t ) 的单极性多子导电特性显著地减小了开关时间， 因而很容易地便可达到1 m h z 的开关工作频率，受到世人瞩目。但是对于m o s f e t ， 提高器件阻断电压必须加宽器件的漂移区，结果使器件内阻迅速增大，器件的导 通压降增高，导通损耗增大，所以只能应用于中小功率产品。为了降低器件的导 通电阻，美国m 公司采用提高单位面积内的原胞个数的方法。如其开发的一种 h e x f e t 场效应管，其沟槽( t r e n c h ) 原胞密度已达每平方英寸1 1 2 亿个的世界最高 水平，通态电阻r 可达3 mq 。功率m o s f e t ，5 0 0 vt 0 2 2 0 封装的h e x f e t 自 1 9 9 6 年以来，其导通电阻以每年5 0 的速度下降。瓜公司还开发了一种低栅极电 荷( q g ) 的h e x f e t ，使开关速度更快，同时兼顾导通电阻和栅极电荷两者的降低。 对于肖特基二极管的开发，最近利用t r e n c h 结构有望出现压降更小的肖特基二极 管，称作t m b s 沟槽m o s 势垒肖特基，而有可能在极低电源电压应用中与同步 整流的m o s f e t 竞争。 2 开关变换器理论分析方法的突破 七十年代以来，在开关变换器理论分析方法上也取得突破性的进展，而当前 研究热点之一d c - d c 开关变换器的建模和控制方法是电路分析设计的关键性环 节。早期对脉冲宽度调制型d c d c 开关变换器进行建模分析的gww e s t e 使用 电路平均法，从变换器的电路出发，对电路中的非线性开关元件进行平均和线性 第一章绪论 化处理，得到几类变换器连续导通模式的等效电路。r gm i d d l e b r o o k 和s e u k 提 出著名的状态空间平均法，至今仍然发挥重大作用【l 】1 2 】。这种方法是从p w m 型 d c d c 开关变换器的各个拓扑的状态方程出发，通过利用开关占空比加权对时间 进行平均处理而得到统一的状态方程，再经小信号扰动和线性化处理得到统一的 等效电路模型。这种方法简化电路的设计思想，对后来的研究影响深远。 3 软开关技术 p w m 开关电源按硬开关模式工作，开关过程中，开关器件的电压和电流波形 有交叠，因而引起较大的开关损耗。p w m 开关电源高频化可以缩小体积、重量， 但频率越高，开关损耗就越大。为此必须研究开关电压和电流波形不交叠的技术， 即所谓的零电压开关( z v s ) 和零电流开关( z c s ) 技术，或称为软开关技术( 相 对于p w m 硬开关技术而言) 。1 9 9 4 年2 月，i e e e 电力电子学会组织会议曾经指 出，高功率密度d c d c 零电压开关变换器和开关器件性能、无源元件性能以及封 装技术都有很大关系。并预测不久以后，在保证可靠性增加一倍的基础上，功率 变换器成本将降低一半，功率密度可提高一倍。现在，有的开关变换器产品已达 到这一目标。 4 控制技术 由于开关变换器的非线性，以及它所具有的离散和变结构特点，负载性质的 多样性，主电路的性能必须能够满足负载大范围的变动，所有这些使得开关变换 器的控制问题和控制器的设计较为复杂。一些新的控制方法，如自适应 3 1 、模糊控 制【4 】【5 】、神经网络控制，以及各种调制策略在开关电源中的应用已引起人们的注意。 电流型控制以及多环控制已在实际设计当中得到较为广泛的应用；电荷控制、单 周控制 6 - 1 、h o o 控制、d s p 控制等技术的开发以及相应专用集成电路控制芯片的问 世，使得开关电源动态性能有了很大的提高，电路结构也得到大幅简化。 三、开关电源的技术发展方向 1 高频化技术 随着开关频率的不断提高，开关电源的体积随之减少，功率密度得到大幅提 升，瞬态响应得到改善。新型功率器件的研发为开关电源的高频化奠定了基础， 功率m o s f e t 和i g b t 已完全可代替功率晶体管( o t r ) 和中小电流的晶体管，使 实现开关电源高频化有了可能。高性能的碳化硅半导体器件研制成功，将会对开 关电源高频化技术产生革命性的影响【_ 7 1 。 2 低功耗、高效率技术 各国政府特别是欧美等发达国家逐渐意识到能源短缺的危机，对节能的要求 越来越高。开关电源的低能耗、高效率逐渐成为当今电源技术研究的一大热点。 为了减小系统损耗，电路设计过程中出现了许多提高转换效率的有力措施，如采 用同步整流技术【8 】、软开关技术、软启动电路、低电源电压、低功耗待机式、远程 4 基于b c d 工艺的电流模升压型d c - d c 变换器的设计 关断式、轻载时自动降低开关频率技术【9 】等等。 3 低噪声技术 开关电源与线性电源相比的缺点之一是噪声大。开关电源中的噪声干扰源主 要有以下三个方面【1 0 l ：二极管的反向恢复时间引起的干扰；开关管工作时产生的 谐波干扰；交流输入回路产生的干扰。如何解决大噪声、抑制电磁干扰应该从这 三个方面着手。采用功率因数校i e ( p f c ) 技术和软开关技术能大大降低噪声幅度。 4 低纹波技术 开关电源体积小，而输出电压的纹波比同功率线性电源大，其途径有以下几 个：低频纹波、高频纹波、闭环调节器引起的纹波。如何降低这三个途径引起的 纹波成为开关电源应用及制造技术中的一个关键技术难点。 5 系统控制技术 由于良好的系统控制策略能大幅度提高开关电源动态性能，同时使电路也大 幅度简化。因此，对系统控制技术的深入研究有助于提高开关电源的性能，实现 开关电源的小型化，集成化，高效化【7 】。 1 3 论文的研究内容和章节安排 论文来源于西安电子科技大学电路c a d 所科研项目“深亚微米电源管理类集 成电路的关键技术理论研究与设计 ，主要研究方向为开关电源类集成电路芯片的 设计与实现。本文结合科研项目，设计了一款低纹波、高效率的电流模升压型 d c d c 变换器。论文中详细介绍了该芯片拓扑结构、工作原理及传输特性。该芯 片基于国外某公司的0 6 9 i n2 0 vb c d 工艺，采用c a d e n c e 和h s p i e e 仿真平台对设 计的电路进行了仿真验证。仿真结果表明该芯片具有较好的性能，符合设计要求， 具有较高的市场价值。 论文共分五章。第一章是绪论，在介绍开关电源的研究背景和意义的基础上， 对开关电源技术的研究现状和发展方向做了简要的叙述；第二章论述了基本开关 电源拓扑结构的工作原理和系统两种工作模式的优缺点；第三章对x d 8 7 1 1 系统进 行设计并对其工艺和关键技术进行研究；第四章对芯片的主要模块电路进行具体 设计和仿真验证；第五章对电路的整体功能和指标进行仿真验证，并给出了最终 的仿真波形和各项性能指标的仿真测试结果；最后是结束语。 第二章开关电源基本拓扑结构原理分析 第二章开关电源基本拓扑结构原理分析 开关电源是把半导体功率器件作为开关，将一种电源形态转变为另一种电源 形态的电路结构，或称其为开关转换器。开关电源主要分为两类：交流一直流 ( a c - d c ) 转换器和直流一直流( d c - d c ) 转换器。本文主要介绍直流一直流( d c d c ) 转换器。 开关电源分为电感式和电容式。电感式开关电源根据输入与输出电路的隔离 方式不同，可将d c d c 转换器分为非隔离式d c d c 转换器和隔离式d c d c 转换 器。常见的非隔离式d c d c 开关转换器主要有三种：升压型( b o o s t ) 转换器、降压 型( b u c k ) 转换器和降压升压型( b u c k b o o s t ) 转换器。隔离式开关转换器的拓扑结构 有许多，然而，在现代模块化d c d c 转换器中应用的主要有三种：反向( f l y b a c k ) 、 正向( f o 删a r d ) 和推挽式( p u s h p u l l ) 。在这些电路中，所有从输入电压到负载的能量 传递都是通过变压器或其它互耦的磁性元件来实现的。而电容式开关电源主要指 电荷泵，它主要利用外部电容元件的开关转换能实现一定升压、降压和负压的功 能。下面主要对非隔离式d c d c 开关转换器和电荷泵的基本原理进行详细分析。 2 1d c d c 转换器基本原理分析 一、b o o s t 型转换器( b o o s tc o n v e r t e r ) 1 l 】 b o o s t 型转换器拓扑结构如图2 1 所示。其基本工作原理是：当m 1 导通时， 电感l 的电流线性增加，能量储存于电感中，二极管 d 处于反偏，负载电流由滤波电容c o 提供，其等效 电路如图2 1 ( b ) 所示；当m 1 截止时，由于电感l 中 的电流不能突变，它会产生与电感电流变化方向相反 的感应电动势来阻止电感电流的减小，并使二极管d 导通，电感中储存的能量通过d 释放给负载r l 。和滤 波电容c o ，其等效电路如图2 1 ( c ) 所示。 根据电路在稳定状态下电感电流的变化情况( 所 谓稳定状态是指电路的输入输出电压、占空比、负载 电流都是固定不变的) ，其工作模式可分为连续导通 模式( c c m ，c o n t i n u o u sc o n d u c t i o nm o d e ) 和非连续 导通模式( d c m d i s c o n t i n u o u sc o n d u c t i o nm o d e ) 。 当电路工作在连续导通模式时，电感电流在整个开关 周期内是连续的；当电路工作在非连续导通模式时， 电感电流会在开关周期的关断期间降到零并维持一 ( 1 ) b o o s t 型d ：，d c 拓扑结构 ( b ) m l 导通状态等效电路 ( c ) m l 关断状态等效电路 图2 1b o o s t 型转换器 拓扑结构 6 基于b c d 工艺的电流模升压型d c d c 变换器的设计 段时间，直到下一个开关周期开始。一般的电路既可以工作在连续导通模式，也 可以工作在非连续导通模式，或者在不同的负载条件下工作在不同的模式。 忽略m l 和d 的导通压降以及l 的等效阻抗。在m 1 导通的情况下，根据其等 效电路得出电感两端压降为v 矾，电感电流线性上升，上升斜率为： l r - 石a = 孚( 2 - 1 ) 在m 1 截止的情况下，根据等效电路得电感两端的电压约为v 矾v o 。此时电 感电流下降，其下降斜率为： 0 = 等= 一t v o - v l , , ( 2 - 2 ) 因为b o o s t 变换器多采用脉宽调制控制方式( 简称p w m ) ，而在p w m 控制开 关电源中伏秒平衡是一个很重要的概念，即电感上的伏秒等于电感上的电压与时 间的乘积。根据法拉第定律，在一个完整的周期内电感中的平均电压等于零，这 就意味电感上施加的伏秒等于释放的伏秒。对于无损耗转换器来说，其输入的能 量一定等于输出的能量。 对于理想的b o o s t 型转换器，在稳态的c c m 模式下，根据伏秒平衡原理有： v i d r ( 肾v l v ) ( 1 一d ) tj 嚣2 高( 2 - 3 ) 其中t 是开关周期，d 是占空比。式( 2 3 ) 就是理想的b o o s t 型转换器c c m 模 式下的直流传输函数。从该传输函数可以看出，因0 d i ，所以v o 总是大于v 玳， 故称为升压型。当输入电压v 斟或负载发生变化时，通 过控制回路改变占空比d ，就可以得到稳定的平均输出 电压v o 。 二、b u c k 型转换器( b u c kc o n v e r t e r ) f 1 2 】 b u c k 型转换器拓扑结构如图2 2 所示。其基本工 作原理是：当m 1 导通时，电感l 的电流线性增加， 能量从输入电源向输出端传送，续流二极管d 处于反 偏，其等效电路如图2 2 ( b ) 所示；当m 1 截止时，由于 电感l 中的电流不能突变，它会产生与电感电流变化 方向相反的感应电动势来阻止电感电流的减小，并使 二极管d 导通进行续流，电感中储存的能量和滤波电 容c o 储存的能量释放给负载r l ，其等效电路如图2 2 ( c ) 所示。 对于理想的b u c k 型转换器，在c c m 模式下根据 伏秒平衡原理，有： 1f - 一 【c o 丰r d t v c 几 d j ( a ) b u c k 型d c d c 拓扑结构 ( c ) m l 关断状态等效电路 图2 2 b u c k 型转换器 拓扑结构 第二章开关电源基本拓扑结构原理分析 7 ( 巧一v o ) d t = v o ( 1 一d ) tj 等= d( 2 4 ) y 鹏 式( 2 - 4 ) 就是理想的b u c k 型转换器c c m 模式下的直流传输函数。从该传输函 数可以看出，由于0 d i ，所以v o 总小于v 酣，故称为降压型。仅当开关管m i 持续导通时，设其导通时的饱和压降为v 卿，则输出电压达到最大值v o i l i 敬，即 v o 眦= 一 ( 2 - 5 ) 当输入电压v 矾或负载发生变化时，通过控制回路改变占空比d ，就可以得到 稳定的平均输出电压v o 。 b u c k 型转换器在c c m 模式下输出电压的纹波分量v o 为： ，7 0 - - - 南( 卜别 ， 式( 2 6 ) 为b u c k 型转换器工作于连续导通模式时输出纹波与输入输出电压、功 率级电感l 、电容c o 和系统工作频率厂之间的关系。由上式可以看出输出纹波的 大小同系统工作频率的平方称反比，因此相对于b o o s t 型转换器系统工作频率对 b u c k 型转换器的输出电压纹波影响更大。 三、b u c k - b o o s t 型转换器 ( a ) b u c k - b o o s t 型d c d c 拓扑结构 ( b ) m i 导通状态等效电路 ( c ) m t 关断状态等效电路 图2 3b u c k b o o s t 型 转换器拓扑 b u c k - b o o s t 型转换器为一种反压拓扑结构，如图 2 3 所示。这种拓扑结构接收一个正输入电压，输出 一极性相反的电压，且该电压在幅度上可以高于也可 以低于输入电压，这一切都取决于开关管导通时间。 因此，该拓扑结构既可以升压也可以降压。其基本工 作原理是：当m 1 导通时，电感l 的电流线性增加， 能量储存在电感中，续流二极管d 处于反偏，负载 电流由滤波电容c o 提供，其等效电路如图2 3 ( b ) 所 示；当m 1 截止时，由于电感l 中的电流不能突变， 它会产生与电感电流变化方向相反的感应电动势来 阻止电感电流的减小，电流就会通过地和负载r l 流 向处于正偏的二极管d 的阳极使其导通并进行续流， 同时给滤波电容c o 充电。其等效电路如图2 3 ( c ) 所 示。 对于理想的b u c k b o o s t 型转换器，在c c m 模式 下根据伏- 秒平衡原理，有 i = 尚 ( 2 7 ) 8 基于b c d 工艺的电流模升压型1 3 ( 2 1 3 ( 2 变换器的设计 式( 2 7 ) 就是理想的b u c k - b o o s t 型转换器c c m 模式下的直流传输函数。从该 传输函数可以看出： 当d ，电路实现升压功能。 四、电荷泵d c d c 工作原理【1 3 j 电荷泵是利用电容作为其储能元件，通过周期性的控制电容上电荷的转移来 实现电平转换。电荷泵主要由功率开关和能量存储元件电容构成。功率开关按一 定规则周期地导通和关闭，使开关电容从输入电源充电，得到电荷，然后放电， 将电荷转移至负载，从而完成电平和功率转换。通过电荷泵实现的d c d c 转换器， 被称作电荷泵转换器或开关电容转换器。 在分析电荷泵的基本工作原理前，先作如下假设：电荷泵工作在理想情况和 稳定状态下，工作过程中的一切损耗忽略不计，并忽略电容电压的纹波。电荷泵 在稳态下进行电平转换的工作原理可通过下例进行说明。如图2 4 所示为实现x 2 增益的电荷泵工作原理图。 从图中可见，此电荷泵包括两个开 关电容c 1 、c 2 ，以及4 个开关s 1 s 4 。 电荷泵一般工作在两个状态下，这两个 状态由振荡器o s c 产生相位互补的两个 时钟信号波形如图2 5 所示。 v m 相位西1 时，时钟痧1 输出高电平， 图2 4 x 2 增益电荷泵原理图 税输出低电平，s 1 和s 2 导通，s 3 和s 4 关闭。c 1 连接电源v 矾和地之间。v 矾 厂厂厂厂 给c 1 充电，使c 1 获得电荷。因此，该相位通 中j |iiiiii 常也被称为充电相位。稳态时，忽略开关的导通 厂 厂 厂 电阻在相位引有。：( 2 - 8 ) 图2 5 互补时钟信号波形，在相位说时，税输出高电平，西1 输出低 电平，s l 和s 2 关闭，s 3 和s 4 导通。c 1 负极板接到电源v 酣，正极板接到c 2 正 端。由于电容两端的电压差不能突变，此时c 2 正端的电压被累加了一个v n 的大 小，该电压加到c 2 上。c l 对c 2 放电，c 1 在西1 得到的电荷在税阶段被转移到 c 2 和负载，使c 2 和输出负载r l 得到电荷。该相位通常被称为放电相位。c 1 的 电荷将在西l 阶段重新得到补充。稳态下，忽略开关的导通电阻和电压的纹波，在 相位税有： 圪2 = + 圪l = 2 v 肼 ( 2 - 9 ) 第二章开关电源基本拓扑结构原理分析 9 c 2 在( p 2 时电荷得到补充，在西1 时又单独为负载r l 提供电荷。周而复始， 为负载提供稳定的电压电流。在上述示例中，忽略了c 2 为负载供电时下降的那部 分电压v r ，认为输出电压稳定在2 v 聃左右。因此，认为该电荷泵能够输出等于2 倍输入电压的电平，即实现了2 倍增益的输出。 2 2b o o s t 型d c d c 的稳态分析 根据前面所述，d c d c 变换器在稳定状 态下，根据其电感电流将其工作模式分为连续 导通模式( c c m ，c o n t i n u o u sc o n d u c t i o n m o d e ) 和非连续导通模式( d c m ， 1 l i o d i s c o n t i n u o u sc o n d u c t i o nm o d e ) 。下面就对 hk 怫 i 一 ；：。 卜， f 一 卜、 一 k 图2 7c c m 模式主要信号波形图 能量守恒定律知 到了在c c m 模式下b o o s t 型变换器的直流传输 函数 1 1 卫= 二 佗1 0 ) 1 一d 、 c c m 模式下b o o s t 型变换器的主要信号波 形如图2 7 所示。根据b o o s t 型转换器的直流传 输函数就可以得出b o o s t 型转换器的输入平均 电流和输出平均电流的关系。输入平均电流就 是电感平均电流，设为i l 榷，设电感及电容均 不消耗能量，那么电容上的平均电流就为零， 输出平均电流就是负载平均电流，设为i o ，由 l 一嘴= v j o ( 2 - 1 1 ) 将式( 2 1 0 ) 代入式( 2 11 ) 中，得 矿， 屯一孵5 亡厶jl 一嘴2 f ( 2 - 1 2 ) 可见，电感平均电流i l _ a v g 要大于输出平均电流也就是负载平均电流i o 。 在d c d c 中输出电压的纹波特性是其最重要的性能指标之一。下面我们就分 l o 基于b c d 工艺的电流模升压型d c d c 变换器的设计 析c c m 模式下b o o s t 型转换器输出电压的纹波。 在开关管导通期间，滤波电容c o 向负载放电，其放电电流为 f ：cd v c ( t ) ：- v o ( t ) 翌燮：- v o ( t ) ( 2 1 3 ) 西 吼dtr l c 忽略电容的等效串联电阻( e s r ) r e s r ，那么v c o ) = v o ( r ) ，而且输出电压是 基本恒定的，于是有 - v o a v o ( t ) a v o f 2 1 4 ) 吼c a td t 那么输出电压的纹波就为 l i = 嚣= 如果考虑电容的e s r ，那么由r e s r 引起的输出电压纹波峰峰值为 一尸= 2 a i l r e s r = 2 半d 豫腺 ( 2 - 1 6 ) 实际的输出电压纹波应是上面两个分量之和。 由式( 2 1 5 ) 和( 2 1 6 ) 可以看出在输出纹波指标、输入输出电压已确定的情况下， 需要综合考虑工作频率和功率级电感电容的取值。输出纹波的大小同系统工作频 率成反比，即在输入输出电压、功率级电感电容确定的情况下，工作频率越高系 统输出的纹波越小。由此可知当今d c d c 转换器的趋势之一是高频化。 下面分析c c m 模式下b o o s t 型转换器的效率。d c d c 转换器的效率定义为有 效输出能量所占电源总输入能量的百分比。在实际中，输入能量共分为以下几部 分：芯片控制部分维持正常工作所损耗的能量、功率级主开关的导通损耗和开关 损耗、功率级电感电容在进行能量转换的过程中损耗的能量、负载所使用的能量 等。在实际过程中能量损耗较为复杂，故在此我们不考虑芯片损耗和主开关的开 关损耗，同时我们认为电容为理想器件。为了能够更清楚的知道各个部分对效率 的影响，这里我们分两种情况考虑效率。设电感的直流串联电阻( d c r ) 为屹， 开关管m 1 导通时的饱和压降为v 赋，导通电阻为r d s o n ，二极管d 的导通压降为 v d 。 1 只考虑电感直流等效电阻时的效率 这里我们只考虑屹，忽略v 锄和v d ，那么根据伏秒平衡原理有 d ( y 0 一屹l 一口 苫) = ( 1 一d ) ( v o 一+ r l i l - 孵) ( 2 1 7 ) 结合式( 2 1 3 ) 可得 第二章开关电源基本拓扑结构原理分析 粤= l ：_ ( 2 1 8 ) ( 1 删+ 南 。 那么效率叩就为 叼2 t o = v l o l o = = 盎r l ( 2 - 1 9 ) 吼( 1 一d ) 2 从上式可以看出，吒越大，d 越大，叩越小。 2 只考虑v 赋和v d 时的效率 这里我们只考虑v 赋和v d ，忽略吒，那么根据伏- 秒平衡原理有 d 1 9 1 0 一谢) = ( 1 一d ) ( 吃一+ ) ( 2 - 2 0 ) 即 1 一d ：v i n - d v s ( 2 2 1 ) + 、 7 那么效率7 7 就为 叩= 瓦t o = 箍= 每等2 毒- 选i q 垅， 。易k + 矿竖墨巡 、。 。 吃( 1 一d ) 从上式可以看出，v 哪越大，v d 越大即r d s o n 越大，d 越大，叩越小。 综合式( 2 1 9 ) 和式( 2 2 2 ) 可知，为了提高效率，外围器件我们要尽可能地选择 d c r 小的电感和导通压降小的二极管；内部开关管的设计在版图面积允许的情况 下要尽量减小其导通电阻以减小其饱和压降；占空比的设定不宜过大。 另外，芯片内部正常工作时静态电流的大小和电容的串联等效电阻对芯片的 效率也有一定的影响。设计芯片时要尽量减小芯片的静态电流和选择串联等效电 阻较小的陶瓷电容也会提高芯片的效率。 在电路设计时，输入电压、输出电压、输出电流范围等指标确定后，电感参 数则需要根据上述范围设定。下面就推导c c m 模式下电感的最小值。 由图2 7 可知 馘：掣匕( 1 一d ) t ：阜d 丁( 2 - 2 3 ) 当屯= 2 i l 钾g 时，电路处于c c m 模式和d c m 模式的临界状态，此时的电感 值即为c c m 模式的最小电感值，即 l l i l - - v l l vd t = 2 l 一嘴= 而2 1 0 ( 2 - 2 4 ) l “一”5 1 一d 、 解得 1 2 基于b c d 工艺的电流模升压型d c d c 变换器的设计 三：v o d l ( 1 广- d ) 2t (2-25) 。1 0 所以最小电感值l m i n 就为 k 生尝￥坚( 2 - 2 6 ) 其中l “戤- v o 1 0 l i i i l l 。由式( 2 2 6 ) 可知，在具体应用电路中根据占空比的范围、 最小输出负载电流和工作频率就可以算出电感的最小值。 二、非连续导通模式( d c m ) 特性分析 ll 一 、 l ：i f。 一 f - 一 f i _ 町 d l t ；d 一 由式( 2 2 4 ) 可知电感电流的纹波电流越，只 与输入电压、占空比和电感取值有关，对于具体 a l l 的电路只要输入电压不变，纹波电流笛，就不变。 而从式( 2 1 2 ) 可以看出电感平均电流是i l 耵g 与输 t 出负载电流i o 成正比的。当输出负载电流i o 减小 时，电感平均电流i l 列。也会下降，那么电 感上的最大电流和最小电流也会下降出，当 fa a i ，时，电感上的最小电流就会降到零，电路 、，进入d c m 模式。由于二极管中电流的方向是固 ：科定的，所以电感电流降到零后会维持一段时间， 直到下一个周期开始，其主要信号波形如图2 8 图2 8d c m 模式下主要信号波形图 簖； ，i ，j 、o 同样，对于理想的b o o s t 型转换器，在d c m 模式下根据伏秒平衡原理，有 v 倒v d t = ( v o 吲4 丁v o = 等= 等 ( 2 - 2 7 ) 式中d 为主开关导通时间所在整个周期的比例，d 1 为电感中电流下降到零所 用时间所占整个周期的比例，d 2 为电感中没有能量的时间所占整体周期的比例。 再由能量守恒定律知 l 一口苫( d + 日) = v o o ( 2 - 2 8 ) l 一嘴= 缶= 西v o ( 2 - 2 9 ) 而由图2 8 可知 l 一孵一_ 丁a i l = 瓦d t 7(2-30) 故由式( 2 2 9 ) 和( 2 3 0 ) 可得 第二章开关电源基本拓扑结构原理分析 每= 盟d l = 丽2 v o l (2-32l 1 ) 1 d 豫工 、7 将式( 2 3 1 ) 代入式( 2 2 7 ) 并解得 生：监 y 搿 2 式( 2 - 3 2 ) 就是理想的b o o s t 型转换器d c m 模式下的直流传输函数。比较式( 2 - 1 0 ) 和式( 2 - 3 2 ) 可以看出，c c m 模式与d c m 模式的直流传输特性有很大的区别。在 c c m 模式下，输出电压只受输入电压和占空比影响；而在d c m 模式下，输出电 压不仅受输入电压和占空比的影响，还与电感、工作频率和输出负载有关。 下面推导d c m 模式下电感的最大值。 将式( 2 - 2 7 ) 代入( 2 31 ) 可得 k 关2 ( d 黑d(2-33)i+) 、7 糕j ：d 1 = 1 一d 一砬代入上式得 一丝铲 其中r i 晌- v o 】 o i i l 麟，由式( 2 3 4 ) 可知，在具体应用电路中根据占空比的范围、最大 输出负载电流和工作频率就可以算出电感的最大值。 2 3b o o s t 型d c d c 的系统分析 开关电源系统属于非线性系统，系统中有很多变量同时起作用，所以开关电 源的建模是一个难题。由于非线性主要由功率开关引起，因而功率级建模是开关 电源建模的关键所在。自七十年代起，很多学者致力于这方面的工作，取得了令 人瞩目的成绩。 r d m i d d i l e b r o o k 和s c u k 于1 9 7 6 年提出了状态空间平均模型，其主要步骤 是：首先写出功率级电路在“o n 与“o f f 状态下的线性差分方程；再选取电 感电流和输出电容上的电压作为状态向量，分别写出两种状态下的状态方程；最 后对两组状态方程在一个周期内进行平均，就得到了功率级开关电路的线性化小 信号状态方程。 根据状态空间平均模型分析可得到占空比到输出的小信号传递函数： 鬻= 志i 卜矗旧= 尚h l - -sd 酬 ：一= 一i l 一l p i s ，= _ = 一 i ，f z p i j ，z j ) 1 0 ( 5 ) ( 1 一d ) 【 尺工( 1 一d ) 2j 、7 ( 1 一 ) 、7 。7 、7 1 4 基于b c d 工艺的电流模升压型d c d c 变换器的设计 其中 脚) = 瓦l 而 s r e s r c + 等“ s 2 + r e s r ( i - d ) + r , + ! 一k + r m r ( 1 - d ) + r z + 1 l l c r l l c r l l c ( 2 - 3 6 ) 哪) = 1 - 高 _ 乃 _ p _ i s 各式中d 为开关管的开关占空比，r 腺和气分别为输出电容c 和电感三 的串联等效阻抗，毗为负载电阻。式( 2 - 3 5 ) 就是b o o s t 转换器功率级的线性化模型。 有了功率级的线性化模型后，我们就可以建立b o o s t 型转换器线性化的控制环 路。图2 9 即为b o o s t 型转换器线性化的控制环路框图。图中的g g ( s ) 为误差放大 电路的数学表达式，m ( s ) 为调节 电路的数学表达式，o p ( s ) 为功率 电路数学表达式，h l ( s ) h e ( s ) 为输 出滤波电路的数学表达式。这样 我们就可以使用线性系统中的 巴克豪森判据和n y q u i s t 稳定性 判据来对b o o s t 型转换器的反馈 婚四 图2 9 控制环路框图 控制系统进行稳定性分析，并利用增加补偿网络对系统进行频率补偿以保证设计 完成的开关转换器的稳定性，使之不会因为稳定性问题出现临界振荡和发散振荡 而导致系统设计失效。 由式( 2 3 5 ) 可知，b o o s t 型转换器的拓扑结构本身固有两个零点z l 、c o z 2 和两 个极点国p l 、c 0 尹2 ，它们分别是 吐。：掣( 2 - 3 8 ) 吐l2 二 尺艘1 =一专兰一面16022 ，( 2 - 3 9 ) 2 一市兰一面 一1 唧- 2 面 兰二! ! 型( 2 - 4 0 ) 4 z c 1 一d fr 叼 o p 2 一面1 右 其峨= 南+ ( 与) ( 2 4 1 ) 第二章开关电源基本拓扑结构原理分析 由式( 2 - 3 8 ) n - j 知t o z 。是由电感引起的右半平面零点，右半平面零点与左半平面 零点的不同是在右半平面零点频率处，其幅值曲线的斜率按+ 2 0 d b d e c 变化，而 下c 一 图2 1 0 电压模升压型系统开环增益曲线 系统的开环增益曲线如图2 1 0 所示【1 7 1 。 相位曲线却按9 0 0 d e c 变化。因此为了避 免系统受右半平面零点