（电机与电器专业论文）永磁无刷直流电动机的新型弱磁扩速方法研究.pdf

浙江大学硕士学位论文a b s t r a c t a b s t r a c t p e r m a n e n tm a g n e tb r u s h l e s sd i r e c tc u r r e n tm o t o r ( p m b l d c m ) h a sb e e np a i d m o r ea t t e n t i o ni nt h ep a s tt w od e c a d e sb yr e s e a r c h e r si nt h em o t o ra n dc o n t r o ls y s t e m f i e l d sb e c a u s eo f i t se x c e l l e n tp e r f o r m a n c e ，s u c ha ss i m p l es t r u c t u r e ，g r e a tp o w e r d e n s i t y ，g o o dp e r f o r m a n c eo f s p e e da d j u s t m e n t , h i g he f f i c i e n c ya n ds oo n i t sc u s t o m a r yt ou s ec o n s t a n tt o r q u eo p e r a t i o nb e l o wb a s es p e e da n dc o n s t a n t p o w e ro p e r a t i o na b o v eb a s es p e e df o re l e c t r i cv e h i c l e s d u r i n gt h ec o n s t a n tp o w e r o p e r a t i o n , t h em o t o rb a c ke l e c t r o m o t i v ef o r c ei n c r e a s e sw i t ht h er o t o rs p e e dw h i l et h e t e r m i n a lv o l t a g ec 锄tr i s ew i t l lt h el i m i t a t i o no f t h ef i xr a t i n go f t h ei n v e r t e r w h i c h c a u s e st h ec u r r e n tc a n tf l o wi n t ot h em o t o r t h e r e f o r e ，i no r d e rt og e taw i d es p e e d r a n g e ，f i e l dw e a k e n i n gc o n t r o li sn e c e s s a r yi nc o n s t a n tp o w e ro p e r a t i o n h o w e v e r ，t h e m a g n e t i cf i e l df o rp m m o t o ri sh a r dt ob ew e a k e n e d ，w h i c ht h e r e f o r ea r i s e sm a n y r e s e a r c h e r s i n t e r e s t sn o w a d a y s i nt h i sd i s s e r t a t i o n ，an o v e li n v e r t e rt o p o l o g yo f b l d c mi si n t r o d u c e di no r d e r t og e taw i d es p e e dr a n g e t h es i m u l a t i o nm o d e lo f t h et w oc o n t r o ls y s t e m si sb u i l t w i t hm a t l a b s i m u l i n k f r o mt h es i m u l a t i o nr e s u l t i t se a s yt of i n dt h ea d v a n t a g eo f t h i sn e wm e t h o d a l s ob l d c mw i t hn e wi n v e r t e rt o p o l o g yi sa n a l y z e dw i t l lt h ef i n i t ee l e m e n t m e t h o d ，t h er e s u l t ss h o wab e t t e rf i e l dw e a k e n i n ga b i l i t yc o m p a r e dt oc o n v e n t i o n a l i n v e r t e rt o p o l o g y i na d d i t i o n , e x p e r i m e n tb a s e do nt h en e wc o n t r o lm e t h o di sc o n d u c t e d b o t ht h e s i m u l a t i o na n a l y s i sa n de x p e r i m e n ts h o wt h a tt h i sm e t h o di sb e t t e rt h a nt r a d i t i o n a l m e t h o dw i t h o u ta n yc h a n g i n go f t h em o t o rr o t o r k e y w o r d s ：b l d c m d m i cf i e l dw e a k e n i n gf i n i t ee l e m e n ta n a l y s i s 浙江大学硕士学位论文第一章 第一章绪论 1 1电动车辆驱动电机发展概况 随着燃油内燃机汽车的迅速发展，由此引发的环境问题也逐渐为人们所认 识。汽车尾气排放的有害物质是当今大气最大的污染源，已成为全球性的公害之 一。我国已有1 0 个城市被列入全球大气污染最严重的2 0 个城市之中，城市的大 气污染已不能忽视。另外，随着中国经济的迅猛发展，汽车年产量和拥有量也在 迅速增长，这必然增加对石油进口的依赖。因此，发展一种能有效解决环境污染 和依赖新能源的新型交通工具已势在必行。 电动汽车是指以车载电源为动力，用电机驱动车轮行驶，符合道路交通、安 全法规各项要求的车辆。由于电力可以从多种一次能源获得，如煤、核能、水力 等，从而可以解除人们对石油资源日渐枯竭的担心。电动汽车还可以充分利用晚 问用电低谷时富余的电力充电，使发电设备日夜都能充分利用，大大提高其经济 效益。研究表明，同样的原油经过粗炼，送至电厂发电，经充入电池，再由电池 驱动汽车，其能量利用率比经过精炼变为汽油再经汽油机驱动汽车高，因此有利 于节约能源和减少二氧化碳的排量，正是这些优点，使电动汽车的研究和应用成 为汽车工业的一个“热点”。 电动汽车是一种安全、经济、清洁的绿色交通工具，不仅在能源、环境方面 有其独特的优越性和竞争力，而且能够方便的采用现代控制技术实现其机电一体 化的目标，因而具有广阔的发展前景。现有电动车大致可以分为以下几个主要部 分：蓄电池、电池管理、充电系统、驱动系统、整车管理系统及车体等。驱动系 统为电动车提供动力，负责将电能转化为机械能。目前电动汽车所采用的电驱动 系统主要分为有刷直流电动机系统、感应电动机系统、开关磁阻电动机系统、永 磁无刷电动机驱动系统等。 下面分别对这几种电气驱动系统进行较为详细的分析和阐述。 1 直流驱动系统 直流电动机结构简单，具有优良的电磁转矩控制特性，但普通直流电动机的 机械换向结构易产生电火花，不宜在多尘、潮湿、易燃易爆环境中使用，其换向 器维护困难，很难向大容量、高速度发展。此外，电火花产生的电磁干扰，对高 浙江大学硕士学位论文 第一章 度电子化的电动汽车来说将是致命的。此外，直流电动车价格高、体积和重量大。 随着控制理论和电力电子技术的发展，直流驱动系统与其他驱动系统相比，己大 大处于劣势，因此基本已退出了车辆驱动的舞台。 2 感应电动机驱动系统 交流感应电机以其结构简单牢固，成本低，体积小等优点受到工业界普遍青 睐。随着电力电子技术以及新型交流传动理论的不断发展，包括矢量控制、转矩 直接控制等高性能交流调速控制方法的推出，感应电机已被应用于电动汽车，并 显示出优越性。但是由于感应电机的非线性、强耦合以及控制模型对参数的依赖 使得控制复杂。此外，感应电机的铜耗发热、功率因素低、控制装置复杂等缺陷 也较大的影响着交流感应电动机在电动汽车上的应用。 3 永磁无刷电动机驱动系统 永磁无刷电动机系统可以分为两类：一类是方波驱动的无刷直流电动机系统 ( b l d c m ) ，另一类是永磁同步电动机系统( p m s m ) ，也称为正弦波驱动的无刷电 动机系统。永磁无刷直流电动机既具备交流电动机的无电刷结构、运行可靠等优 点，又具备直流电动机的调速性能好的优点，且由于无需励磁绕组，可以做到体 积小，功率密度高，控制效率高，故在工业、车辆、家电、计算机及军事等诸多 领域得到广泛应用，在电动汽车领域也备受青睐，是当前电动车电动机研发的热 点。 4 开关磁阻电机驱动系统 开关磁阻电机( s r m ) 是2 0 世纪七十年代以后才逐渐发展起来的一种新型驱 动装置，是同步磁阻电动机和电力电子开关电路相结合而产生的一种机电一体化 产品。s r m 是没有任何形式的转子导体和永久磁铁的无刷电动机，它采用凸极定 予和凸极转子的双凸极结构。由于s r m 具有集中的定子绕组和脉冲电流，其功率 变换器可以采用更可靠的电路拓扑形式。s r m 具有简单可靠、控制灵活、可四象 限运行、响应速度快、成本较低、在宽广速度和负载范围内效率和出力可维持较 高水平等优点。但s r m 固有的转矩波动大、噪声大等缺点还没有得到实质性解决， 因而也一定程度上限制了它在车辆驱动中的应用。 2 0 世纪8 0 年代以来，随着电力电子技术的发展，交流电动机的控制变得较 容易了。为此，电动车的电动驱动系统从直流电动机转向交流电动机，永磁电机 浙江大学硕士学位论文第一章 除了具备感应电动机所具有的结构紧凑、可靠性高、成本低的优点之外，在转换 效率方面也更占优势。永磁电机以转速更高、可实现转子轻小紧凑、低成本化设 计而成为研究与应用的热点。但是由于永磁体励磁不可调节，高速所需的弱磁运 行具有相当难度，因此，永磁电机恒功率弱磁控制的研究显得尤为必要。 1 2永磁无刷直流电机( b l d c _ t ) 的发展概况 1 2 1b l d c m 的发展历史 在传统电励磁电机当中，直流电机以其良好的转矩特性和快速响应能力而为 工业界重视。直流电机具有运行效率高和调速性能好等诸多优点，但传统的直流 电机均采用电刷，以机械方法进行换向，因而存在相对的机械摩擦，由此带来噪 声、火花、无线电干扰以及寿命短等致命弱点。 为了取代直流电动机的电刷一换向器装置，人们对此做了长期研究。1 9 1 5 年，美国人兰米( l a n g m i l l ) 发明了控制栅极的水银整流器，构成了由直流变交流 的逆变装置。1 9 1 7 年，b o l i g e r 提出了用整流管代替有刷直流电动机的机械电刷， 从而诞生了永磁无刷直流电机的基本思想。随着半导体技术的发展，1 9 4 8 年，贝 尔实验室研制成功开关型晶体管。1 9 5 5 年，美园的d h a r i s i o n 等人申请用晶体管 换向电路代替电动机机械换向器的专利，标志着现代永磁无刷直流电机的诞生。 1 9 6 2 年，诞生了借助于霍尔元件实现位置检测换向的永磁无刷直流电机。二十世 纪7 0 年代，又研制成功以比霍尔元件敏感度高千倍的磁敏二极管来实现换向的无 刷直流电动机。1 9 7 8 年，原联邦德国m a n n e s m a n n 公司的i n d r a m a t 分部在汉诺威贸 易展览会上正式推出其m a c 永磁无刷直流电机及其驱动系统，标志着永磁无刷直 流电机真正进入实用阶段。 在电力电子器件发展的同时，人们对永磁材料的研究也不断深入，相继发现 了炭钢、钨钢、钴钢等永磁材料，特别是2 0 世纪3 0 年代出现的铝镍钴永磁和5 0 年代出现的铁氧体永磁，1 9 7 3 年又出现了磁性能更好的第二代稀土永磁r 2 c 0 1 7 。 1 9 8 3 年日本住友特殊金属公司和美国通用汽车公司各自研制成功钕铁硼( n d f e b ) 永磁。随着高性能稀土永磁材料的相继面世，永磁电机进入了一个新的时期，永 磁无刷电机也相应的获得了长足发展。 浙江大学硕士学位论文 第一章 我国占有世界蕴涵量8 5 以上的稀土资源，所以在开发高磁场永磁材料( 特 别是钕铁硼永磁材料) 方面取得了得天独厚的有利条件。目前，我国的钕铁硼材 料特性水平已经达到了世界先进水平，对促进我国永磁电机的发展十分有利。 此外，近年来关于b l d c m 的无传感器控制和转矩脉动的抑制研究方面获得了 长足发展，同时也构成了近年来b l d c m 的研究热点。 1 2 2b l i ) c m 的定义 以下从b l d c m 的发展演变入手，对各种永磁无刷直流电机做分类和整理，从 而得到b l d c m 一个规范的定义。 永磁无刷直流电机是为实现无刷化而提出来的。早期的无刷直流电机是在永 磁同步电动机的基础上演变而来的。6 0 年代初期，人们利用永磁体取代了传统交 流同步电动机中的直流电励磁，构成了永磁同步电动机。但是永磁同步电机无法 实现自起动，为了能够实现电网起动，需要在转予上附加一个笼型起动绕组。起 动笼一方面提供了起动过程中所需的异步转矩使电机起动，当转速接近同步转速 时牵入同步，同时正常运行时还起到阻尼作用，以防止振荡。随着电力电子技术 的发展和大功率开关器件的不断成熟，7 0 年代末出现了逆变器驱动的永磁同步电 动机，早期出现的是采用晶闸管作逆变器功率器件的晶闸管永磁无换向电机，随 着m o s f e c t 、g t r 、i g b t 、m c t 、i p m 等自关断器件不断出现，目前的永磁同步电动 机都采用了这些自关断器件构成变频器供电。由于采用变频起动，现在永磁同步 电动机的起动无需附加鼠笼。同时为了确保不出现失步现象，在电机上安装有转 子位置检测装置，构成了根据转子速度实现频率控制的正弦波永磁无刷直流电 机。可以看出正弦波永磁无刷直流电机实质上就一台带转予位置检测器的自控式 永磁同步电机。 在永磁同步电机无刷化的过程中，人们发现当功率器件导通方式由1 8 0 。导 通方式改变为1 2 0 。导通方式时，则可由同相上、下桥臂元件间换流转变为同组 ( 共阴组、共阳组) 三相元件间换流，避免了直通事故的发生。这种电机的反电 势接近正弦，电流方波虽然可以降低成本和简化系统结构，但导致电机的转矩波 动比较大，因此，这种方式的永磁无刷直流电机只适用于那些对转矩脉动要求不 高的调速系统当中。它实际上是正弦波永磁无刷直流电机与方波永磁无刷直流电 4 浙江大学硕士学位论文第一章 机之间的一个过渡类型。 在此基础上人们发现，当永磁体产生的气隙磁密在空问方波分布时，若控制 定子相电流亦为方波，就可产生恒定的电磁转矩，而且能比相同尺寸的正弦波永 磁无刷直流电机产生更大的转矩。这种磁密为方波( 反电势为梯形波) 、相电流 为1 2 0 。方波的无刷直流电机也被称为方波永磁无刷直流电机，或成为b r u s h l e s s d cm o t o r ( b l d c m ) 。 正弦波永磁无刷直流电机与方波永磁无刷直流电机的不同在于两类电机的 磁场波形不同。为获得不同反电势波形，定子绕组结构和转子磁极的形状都有相 应的差异。正弦波永磁无刷直流电机反电势正弦，必须通以正弦波形的绕组电流 才能产生平滑的电磁转矩。方波永磁无刷直流电机反电势梯形波，必须通以方波 的绕组电流、并与电机反电势保持一定的相位关系，才能产生平滑的电磁转矩。 为了科学界定无刷直流电机和其他类型电机，有必要对b l d c m 进行规范的定 义，a k u s k o 在1 9 8 8 年提出的包含电机本体与电路形式在内的无刷直流的定义已 被广泛接受。他提出无刷直流电机必须满足以下5 个条件： i 电机由定子电枢绕组和转子永磁体构成； 2 逆变器直流供电； 3 电机速度正比于直流电压； 4 逆变器矩阵开关函数决定定子绕组的端电压； 5 转子位置检测器的逻辑决定逆变器开关的导通时序； 本文将方波型永磁无刷直流电机简称为无刷直流电机( b l d c m ) ，将正弦 型永磁同步电机简称为永磁同步电机( p m s m ) 。 1 3无刷直流电机的弱磁研究状况 电机的弱磁扩速是基于这样一个事实：当电机转速升高，引起定子反电势增 加，当反电势高于逆变器端部电压时，由于逆变器电压、电流容量限制，逆变器 无法向电机提供电流将能量送入电机，导致了有限的扩速效果。因而，必须在逆 变器容量不变的前提下减弱磁场，实现电机弱磁，以阻止反电势随转速的进一步 上升。 但是由于永磁体励磁不可调节，高速所需的弱磁运行具有相当难度。国内外 浙江大学硕士学位论文 第一章 许多学者对永磁电机恒功率弱磁控制已有相当的研究，近年来该方向已取得了很 多进展，一方面从电机本体设计上想办法，一方面研究出更多的控制方法。适合 弱磁运行的新电机结构与控制策略层出不穷。由于同属永磁电机，永磁同步电机 的弱磁研究可以为无刷直流电机提供借鉴。 图卜1 是恒功率扩速范围c p s r ( c o n s t a n tp o w e rs p e e dr a n g e ) 的定义示意图， 它用来衡量扩速能力大小。基速即图示a 点对应的转速，定义为额定工作条件下 的电机转速，对应的转矩为额定转矩t e 。基速以下为恒转矩工作区，基速以上为 恒功率工作区，电机运行保持在逆变器容量限度即额定电压额定电流内。b 点为 上述条件下可以达到的最大转速，对应的功率p e 为额定功率。恒功率扩速范围 c p s r 定义为最大速度与基速的比值。 电 磁 转 矩 t t e n o nm “ 转速“ 图1 1 恒功率扩速范围示意图 通过控制永磁同步电机的d 、q 轴电流，可以实现基速以下最大转矩电流比、 基速以上最大恒功率速度范围的运行。当电机运行于基速以下，为保证恒转矩输 出需保持磁通恒定，因而要求逆变器输出电压频率比恒定。基速以上时，受逆变 器输出电压己达到最大限制，电机需要弱磁运行。电压极限椭圆和电流极限圆正 是在此基础上形成的，它直观的描述了p m s m 恒功率运行时转矩、转速与逆变器运 行参数问的关系，是这类电机运行分析的有效工具。 文【1 6 】对五种不同的面贴式转子结构的永磁电机的扩速能力进行了研究， 并对基速和基速以上的情况进行了有限元分析。针对永磁体导磁率低，等效气隙 大所导致的电枢反应去磁能力有限，恒功率范围很小的缺陷，作者在转子磁极间 加入了铁片，分析表明，这样可以引入磁阻转矩，在基速和弱磁所能达到的最大 转速情况下，都可以得到最优的转矩电流比。 文【1 7 中提到了一种同步磁阻电机，它利用转子磁阻的空间不均匀性产生 磁阻转矩。由于这类电机没有永磁体或者电激磁源来产生电磁转矩，全部转矩由 6 浙江大学硕七学位论文第一章 磁阻转矩构成，因而如何获得尽可能大的凸极率是这类电机设计中所关心的核 心。由于磁阻转矩就是这类电机的主转矩，因而这类电机功率密度通常不高，但 是具备宽广的速度范围，适合于恒功率运行。 根据永磁电机高转矩密度和磁阻电机宽广恒功率速度范围的特点，有学者将 同步磁阻电机和永磁同步电机相结合，形成了新型的混合式电机：轴向叠片内嵌 永磁体结构和两段式转子( 永磁段+ 磁阻段) 混合结构。文【1 8 】提出了一种轴 向叠片内嵌式永磁体结构的同步电机，电机的转子由一层软磁材料一层不导磁材 料相间地叠压而成。这样，它同时具备永磁转矩和磁阻转矩，在保持高功率密度 的同时，还具备较宽广的恒功率运行区间。由于永磁材料位于直轴磁路上，这类 电机的交轴电感l q 大于直轴电感l d 。文章中作者的样机可以获得5 3 倍的扩速效 果。这类电机功率密度较纯磁阻电机有所提高，但由于采用了软磁材料，因而它 的功率密度仍然不高，体积相对较大。文【1 9 对一种混合转子式永磁同步电机 的弱磁性能进行了分析，这种方法综合了其他设计的优点，并且有较多的设计变 量。它充分利用永磁电机高转矩密度和磁阻电机宽广恒功率速度范围的特点，同 时利用磁阻段改变电机参数，提高恒功率速度范围。这类电机直轴电感l d 大于交 轴电感l q ，使得这种结构的p m s m 的最大恒功率速度范围已达到4 倍基速。 在无刷直流电机的弱磁扩速研究方面，最早被提出的方法是调节电流超前反 电势的角度( f l p c p a 电流超前角法) 。通过增大电流超前角，可以减小与永磁磁场 交链的定子导体匝数，从而减小了与永磁磁场交链的定子绕组磁链，实现了等效 弱磁。这种方法的缺陷是随着超前角增大，电流急剧上升，扩速效果不理想。 香港大学的c c c h a n 教授等，开发了一种五相二十二极电动汽车用永磁无刷 电动机1 ，其原理如图卜2 所示。这种电机借助变压器反电势抵消旋转反电势， 成功实现了基速以上的宽范围恒功率弱磁运行。 浙江大学硕士学位论文第一章 图1 2 五相二十二极无刷直流电机 浙江大学的严岚博士，在文1 2 1 】中借鉴复合转子结构在永磁同步恒功率中 的成功运用，将这种结构引入永磁无刷直流电机中，如图卜3 ，并完成了两台不 同磁阻形式和功率、电压等级的原型样机的研制。针对原有d q 轴法的局限性，提 出了用场路结合法实现对永磁无刷直流电机的弱磁分析。并进一步提出了采用永 磁段、磁阻段双d 轴错角以扩大转速范围的新思想，并在实践中验证了这种双轴 空间错角技术的有效性。 永磁段磁阻段 图1 3 复合转子式 除了电机本体的改造以外，b l d c m 恒功率弱磁控制在控制器结构上也有所突 破，2 0 0 2 年美国o r kb r i d g e 国家实验室的j s l a w l e r 提出了一种适用于普通面贴 式无刷直流电机的双模式新型逆变拓扑结构”。( 又称为d m i c 逆变器，d u a l - m o d e i n v e r t e rc o n t r 0 1 ) ，文章称可以达到很好的弱磁扩速效果。通过在电机和逆变 器之间加入双向反并联晶闸管，抑制转速上升时反电势升高使主开关器件反并联 的续流二极管的开通造成不必要的能量回馈，从而扩大了恒功率扩速范围。 1 4 本文主要研究内容 8 浙江大学硕士学位论文第一章 如前所述，b l d c m 作为电动车辆驱动电机具有很大的优势，它结构简单、功 率密度高、调速性能好、安全可靠。但是传统b l d c m 恒功率弱磁扩速范围不宽， 极大的限制了它在电动车辆驱动中的应用。如何在对电机本体不做改造的情况 下，借鉴文【2 4 】中所提出的双模式新型逆变拓扑结构，得到较大的恒功率扩速 范围，正是本文研究的主要目标和内容。 基于双模式d m i c 逆变器的无刷直流电机结构如图2 - 6 。这种结构在逆变器 和电机之问加入了反并联晶闸管，在控制逆变器开关器件开通的同时导通该相上 反并联的s c r 。由于s c r 电流过零后自动关断，因而有效的抑制了转速上升时反 电势升高使主开关器件反并联的续流二极管开通造成的不必要的能量回馈，因而 扩大了恒功率速度范围。 本文的第二章在对无刷直流电机及其常用扩速方法做介绍的基础上，对本文 使用的方法进行了详细的介绍。第三章主要涉及这种新型d m i c 逆变器的扩速系 统的仿真，并讨论了仿真结果。第四章对这种新型d m i c 逆变器结构的无刷直流 电机进行了有限元分析。第五章介绍了基于d m i c 拓扑结构的b l d c m 控制系 统的实现及其原理，并进行了实验研究，随后讨论了实验结果。 9 浙江大学硕士学位论文第二章 第二章d h i c 永磁无刷直流电动机的基本理论 2 1 永磁无刷直流电动机的工作原理 一般的三相桥式永磁无刷直流电机原理图如图2 - i 所示。它主要由电动机本 体、位置传感器和功率逆变器组成。电机本体由定子和转子两部分组成，永磁体 放在转子上与转子同轴旋转，电枢绕组放在定子上。根据位置传感器检测的电机 转子位置信号，供逻辑电路按一定规律触发逆变器功率开关器件，给电机定子绕 组供电，随着电力电子器件构成的功率器件有规律的开通、关断，永磁转子在定 子磁动势的作用下旋转起来。 q l 苣鞠昔甜言 - 如 3 b l d c m 。 一，i a 一j m 彳= 、 乏瓯晶当幕矧 一三介兰i f 制 l 常夺鞣嬉动电略k 图2 1 三相永磁无刷直流电机原理图 b l d c m 根据转子的位置信号决定导通相次序和换相时刻，可以一台单元电机 为例来分析其工作原理和换相过程。图2 2 为b l d c m 三相六状态的相电流和转子位 置图，其中三相定子电流以流出纸面为正方向，流入纸面为负方向。 转子初始位置如图2 - 2 ( a ) 所示，此时开关元件q 1 ，q 6 导通，定子磁矢e 逆时 针方向超前转子极1 2 0 。，在定子磁场的吸引下转子将逆时针旋转。当位置传 感器检测到转子仅落后于定子磁矢瓦6 0 。( 图2 - - 2 ( b ) ) 时，导通功率器件q 1 ，q 2 ， 定子磁矢瓦跃进6 0 。，重新超前极1 2 0 。这样随着位置传感信号的变化，电 枢绕组一相一相地依次馈电，从而实现各相绕组的换流。转子旋转一周，开关元 件完成六次换流，定子电流产生的定子磁势在空间跳变六次，定、转子磁动势夹 角始终在1 2 0 。6 0 。范围内变化，周而复始，使定、转子空间夹角平均为9 0 。， 产生最大转矩。 l o 浙江大学硕上学位论文第二章 x 蔺商x 釜谤a 。影。 图2 - 2b l d c m 绕组电流与转子磁场的相互关系 在传统的1 2 0 度导通方式下，即每个时刻图中的三相上桥和下桥均各有一个 开关管导通，逆变器功率管总共有六种触发组合状态。图2 - 3 是1 2 0 度导通方式下 开关管的触发示意图。 o o 。i 一 。一叵叵凰f 巫丑勇困二一 。一b 【遗 图2 3 传统的1 2 0 度导通方式下开关管触发示意图 浙江大学硕士学位论文 第二章 2 2d m i c 永磁无刷直流电动机的基本结构与工作原理 如前所述，b l d c m 基速以下为恒转矩运行，基速以上为恒功率运行。对永磁无 刷直流电机来说，恒转矩时采用调节电枢电压方式实现调压调速，即在无刷直流 电机功率电子开关导通时通过脉宽调制( p w m ) 来实现。为获得平稳的电磁转矩， 此时要求电流与反电势同相，即控制电枢电流超前电枢反电势的夹角y = o ，以电 流领先为正，图2 4 示出永磁无刷直流电机( p m b l d c m ) 相量图。 尊 薯 j 囊 l 檬t f 广 | 。态 l t 图2 4 永磁无刷直流电机的向量图 当转速达到基速时，p w m 的占空比达到l ，端电压达到最大，此时必须采用其他 方式来实现调速。根据电机学知识可知： e = e 矿 ，：u - e 4 r a t = c m i l d 其中，e 为电机相反电动势，c e 为电势系数，为每极磁通，u 为电机相电压，r a 为 每相电阻，i a 为电机相电流，c m 为转矩系数，t 为电磁转矩。从上面的公式可以看出， 在基速以上继续提高电机的转速，如果磁通不减小的话，电机反电势会随着转速 升高而增大，造成电枢电流减小，极端情况是反电势等于电枢电压，电枢电流为 零，无法产生电磁转矩。为了在基速以上端电压不变条件下保持一定电枢电流产 生所需的转矩，必须设法使反电势不随转速上升，这就需要减小电机磁通，即实现 弱磁控制。然而事实是永磁电机无法直接调节励磁，只能控制电枢反应产生一个 浙江大学硕士学位论文第二章 反向的电枢磁场来抵消永磁磁场，获得等效弱磁。从控制角度说，要通过改变电枢 反应去磁分量实现弱磁，就必须调整电流超前角，使电流超前反电势，即y o 。 本文中所指的电流超前角定义如图2 - 5 。此时，转矩脉动虽增大，但直轴电枢反应 x d i d 对永磁磁场起去磁作用，从而达到等效弱磁的效果。后文实验表明，普通逆 变器的电流超前角方法随着超前角增大，电流急剧上升，扩速效果不理想。在对 电机本体不做改造的情况下，为进一步提高弱磁扩速倍数，本文借鉴了文 2 7 1 中所提出的双模式新型逆变拓扑结构。 ：厂飞 r i 瀑薷f 而、 ， 7 i 7 。一弋 。一一一。一 ， ? 图2 5 电流超前角，示意图 基于双模式d m i c 逆变器的无刷直流电机结构如图2 6 。这种结构在逆变器和 电机之间加入了反并联晶闸管，在控制逆变器开关器件开通的同时导通该相上反 并联的s c r 。由于s c r 电流过零后自动关断，因而有效的抑制了转速上升时反电势 升高使主开关器件反并联的续流二极管开通造成的不必要的能量回馈，因而能够 扩大恒功率速度范围。下文中普通逆变器的电流超前角方法我们称为c p a 方法， 基于新型d m i c 逆变器的控制方法我们称为d m i c 方法。文 2 7 1 中还提到，恒功率 运行时将开关管从超前1 2 0 度导通型变为超前1 6 0 度导通型有利于扩速倍数的提 升。 浙江大学硕士学位论文 第二章 图2 6 基于双模式逆变器拓扑结构的b l d c m c p a 模式下，基速以下宣采用1 2 0 度导通方式，任何时刻有2 个主开关元件导 通，第三相由于主开关元件关闭，没有连接到母线上，此阶段相电流是断续的。 当电机运行在基速以上时，随着转速增长，反电势增大，原来没有开通的第三相 虽然主开关元件关断，但是与之并联的续流二极管会导通，造成能量回馈，电流 也变为连续。 图2 7 为仿真分析的c p a 全1 2 0 度导通对应3 0 度超前角下的相电流、反电 势波形。可以看出在a 相反电势还为正时，a 相电流过零为负，由于反电势和电 流符号相异，能量通过续流二极管回馈到电源。正是基于这一点，在新型d m i c 逆变器中才加入晶闸管，利用晶闸管电流过零自动关断的特点，截断负电流分量。 图2 7c p a 全1 2 0 度导通对应3 0 度超前角下的相电流、反电势波形 图2 8 是基于d m i c 结构的b l d c m 开关元件控制信号示意图。主开关元件仍 然按照正常超前导通换向，在开通主开关元件的同时送触发脉冲给所在相的 s c r 对于如图超前开始的t o 时刻，送触发信号给0 1 的同时送脉冲给t l ，在6 0 度 时，考虑n o 一6 0 度内0 1 的电流可能减4 , n o ，补发一个脉冲给t 1 。虚线对应的是 1 2 0 度导通延长至1 6 0 度导通方式。其他开关元件的控制类似。 1 4 图2 8 控制信号示意图 是电票三兰兰：竺竺雾芝竺进行分析，必须建立其状态方程的数学模型，主要 盏黧鬻黧j 黧到永洲磁蹒空磊：。磊蒜嚣 等篡霎凳。觜惭黼愀醌作三磊弃裟篓 定子电压方程可写为： 一“兀州毪。返徉 刚jl 苫o ：o 料镌7 阻。 耋竺? 她压博为相电流，兄为绕组相帆等为定子磁链，它又 可以表示为： l j “ 刚jl l 乏。耋剁- 芝o f ， 浙江大学硕士学位论文 第二章 位置对称性，故有：k = k = 乞= k = k = k = m ，乞= = k = 三， 芝 = 莒吾三 差 + ( 妻兰錾 鲁睡 + 丢 夔 删等品褂”巾，= 目 其中啡为转子电角速度，s ( e ) 为随转子位置变化的反电势系数函数。其中 巳等为相反电势。于是有： 萋 = 莒吾兰1 隧 + 妻笔錾1 丢睦 + 巨 c z s ， 晓 西 魂 加 d i c 击 ( 2 4 ) 其中l s = l - m 转矩方程和运动方程分别为： t = p 兰半= p ，若3 ，( 臼) c 2 5 l p l ) d 廊a l r 一= 正一五 ( 2 6 ) 其中z e 为电磁转矩，p 为极对数，j 为转动惯量，q 为转子电角速度，t l 为负 载转矩，这里忽略阻尼转矩的影响。 1j 巳 l 一 1；j 口k0 。，。l1；j o o r o r o 墨o o 。l 一 1，j 。l1j o o 1 o l o l o o 。l 浙江大学硕十学位论文第二章 电机的总瞬时功率表达式： 匕2 巳+ + e a 2 正 其中= q ( 1 p ) 为转子机械角速度。 ( 2 - 7 ) 浙江大学硕士学位论文第三章 第三章d m i c 永磁无刷直流电机的仿真研究 3 1 永磁无刷直流电动机的仿真模型 基于上一章所述的无刷直流电机动态数学模型，本文在m a t l a b s i m u l i n k 环 境下建立了仿真模型，能够分析瞬态的电路情况。建立的仿真模型如下图3 - 1 所 示，图中超前角y 的定义如图2 5 中所示。 图3 1 仿真模型 下面对图3 - 1 的各个模块做简要的说明： ( 1 ) b l d c m 本体模块 此模块根据b l d c m 数学模型的等效电路构建，仅考虑普通的面贴式b l d c m ， 见图3 2 所示，其中，反电势通过压控电压源送入等效电路。反电势通过查表法 得到，简单直观，模块原理见图3 3 ，其中，转子位置角口为零的时刻取a 相反 电动势过零时刻。缈是机械角速度，单位是r a d s 。k 为相反电动势系数，如果知 道的是线反电动势系数，由于反电动势为梯形波，需要除以2 得到相反电动势系 数。 浙江大学硕士学位论文第三章 图3 - 2 无刷直流电机模型 图3 3 反电势产生模块 ( 2 ) 电压逆变模块 电压逆变模块指的是图3 - 1 中的i n v e r t e r 模块和s c r 模块，该模块采用 s i m u l i n k 下s j m p o w e rs y s t e m s 库里的逆变器模块和晶闸管器件来实现。o m i c 结构在传统逆交器基础上加入了三对双向晶闸管。逆变器和晶闸管的触发信号由 m 函数编程来实现。通过位置信号判断电机所处的运行阶段，给出相应的触发信 号。以o m i c 方式下全1 2 0 度导通为例，a 相上桥，a 相下桥，b 相上桥和b 相下 桥的s c r 及开关管触发信号波形依次如图3 4 所示。 1 9 浙江大学硕士学位论文第三章 图3 4s c r 及开关管触发信号 图3 1 中的t h e t a 计算及映射模块是用来计算电机所处的位置的。在由机械 转速积分获得转子位置角0 后，将其映射到0 到2 7 r 内，用来查反电势表。这个 功能也是由m 函数实现的，其中用到了m a t l a b 内部的f i x 函数，它的功能是用来 取整。 ( 3 ) 其他部分说明 图3 一l 中的转矩计算模块如图3 5 所示，它是按b l d c m 的转矩关系式来实现 的，用到了第二章3 节的公式2 - 6 ，电磁转矩由公式2 5 得到。瞬时功率求解模 块是利用公式2 7 来实现的，用于观察三相瞬时功率的变化情况。 另外，转矩计算模块还包含有负载切换子模块，该模块利用m 函数实现了在 电机达到基速后的某时刻按照给定的超前角进行切换。电机在基速以下的负载是 恒转矩负载，基速以上是恒功率负载。恒功率负载的具体值根据额定功率除以当 前机械转速计算得出。 浙江大学硕士学位论文第三章 图3 - 5 转矩计算模块 龌 基于以上建立的仿真系统，我们对一台参数为：三相1 0 极、1 0 0 0 w 、额定转 速2 0 0 0 r m i n ，等效自电感为4 8 9 m h ，相电阻1 4 7 q ，相反电势系数为0 5 6 2 9 v s r a d ，额定转矩为4 3 2 n m ，额定电压2 2 0 v 的无刷直流电机进行了研究。通过仿真得 到基速以及对应于各个超前角度下三相电流，采集一个周期的数据用来为后续的 电机有限元分析提供三相电流输入。 仿真采用变步长的o d e 2 3 t ( m o d s t i f f t r a p e z o i d a l ) 方法，最大步长限制 5 e 一4 ，相对误差、绝对误差限制为5 e 一5 。经过仿真分析，这样的条件下不会由于 仿真精度问题而解出不符合实际的波形，仿真时间也合理。 3 2 基于普通逆变器c p a 模式的b l d c m 的扩速效果分析 将图3 1 中的s c r 模块除去，即得到基于普通逆变器结构的b l d c m 的仿真模型。 将超前角设置为0 ，在此模型下仿真得到稳态转速为1 9 5 5 r m i n ，如图3 - 6 所示， 这个速度即是额定转速，也是扩速的基速。基速稳态的相电流波形如图3 - 7 所示， 这个电流是额定点下逆变器流过的电流，在不改变逆变器容量的情况下，扩速后 的电流不能大于基速时的电流，否则逆变器容量需要增加。三相反电动势波形如 图3 - 8 所示。 浙江大学硕士学位论文 第三章 图3 6 基速波形 图3 7 基速相电流波形 图3 8 基速三相反电动势波形 浙江大学硕士学位论文第三章 我们先对普通逆变器模式下基速以上以下均1 2 0 。导通的控制方法进行电流 超前反电动势的仿真分析，然后再分析基速以上1 6 0 度导通的情况。图3 9 为超前 角分别为2 0 、3 0 、3 5 、4 0 度时普通逆变器下全1 2 0 。导通的稳态电流波形。仿真 结果表明，在小超前角时切换，电流波动较小，稳态电路电流峰值小于额定电流， 电流波形仍然类似于基速时。当超前角较大时，电流波形变化，呈现正弦化的趋 势，电流峰值随之也变大。在3 5 度左右时电流峰值已开始大于额定值，4 0 度时电 流峰值已较大的超过了额定值，即超过了逆变器所能允许的最大电流，所以3 5 度 是c p a 全1 2 0 度导通方式下所能达到的最大超前角度。图3 - 1 0 是c p a 拓扑下超前3 5 度时对应的转速波形，此转速为c p a 方式下的最大转速，为2 2 8 7 r m i n ，由此可知， 在保持逆变器容量不变条件下，普通逆变器拓扑能达到的最大扩速倍数只有1 1 7 倍左右。 图3 - 9 超前角分别为2 0 ，3 0 ，3 5 ，4 0 度时c p a 全1 2 0 。导通的稳态电流 浙江大学硕士学位论文第三章 图3 1 0 转速波形( c p a 全1 2 0 度导通，超前3 5 度) 再分析c p a 模式下1 6 0 度导通的情况，通过仿真可知在基速以下1 6 0 度导通， 基速只能达到1 0 4 8 r m i n ，如图3 1 1 所示，达到基速时的稳态电流如图3 1 2 所示， 此电流远远高于基速以下1 2 0 度导通时的电流。可见，基速以下并不适合1 6 0 度导 通，而适合1 2 0 度导通方式。这是由于1 2 0 度导通方式能够使得定、转子磁动势夹 角平均为9 0 度，从而产生最大转矩，所以会比基速以下1 6 0 度导通得到更大的转 速和更小的稳态电流。c p a 模式基速以下1 2 0 度导通基速以上1 6 0 度导通( 下文简 称1 2 0 1 6 0 度混合导通) 方式下，超前2 0 、3 5 、4 0 、4 5 度时的稳态电流波形如图 3 - 1 3 所示，由图可知在4 0 度左右时电流峰值逼近额定值，4 5 度时电流峰值已超过 额定值，所以4 0 度是c p a 模式1 2 0 一1 6 0 度混合导通方式下能达到的最大超前角度。 图3 1 4 是c p h 模式下超前4 0 度时对应的转速波形，此转速为c p h 方式下的最大转 速，为2 5 1 2 r m i n ，由此可知，在保持逆变器容量不变条件下，普通逆变器c p a 模式1 2 0 一1 6 0 度混合导通方式能达到的最大扩速倍数为1 2 8 倍。 浙江大学硕士学位论文第三章 图3 一1 1c p a 方式基速以下1 6 0 度导通基速波形 图3 1 2c p a 方式基速以下1 6 0 度导通稳态电流 图3 1 3 超前角分别为2 0 ，3 5 ，4 0 ，4 5 度时c p a 混合导通的稳态电流 浙江大学硕士学位论文第三章 图3 一1 4 转速波形( c p a 模式混合导通，超前4 0 度) 3 3 基于喇i c 模式的嗍的扩速效果分析 d m i c 逆变器中，电机运行到基速以上仍然按照c p a 的方法进行电流超前控 制，另外在每次触发导通某相的开关管时还应该给相应相的晶闸管送触发窄脉 冲。当相电流过零时，晶闸管自动关断。 在基速以下，反电动势与电流符号相同，没有使晶闸管关断的负的电流， 所以d m i c 拓扑基速以下的运行状况基本和普通逆变器一样，同样适合1 2 0 度导通 方式，当然双向晶闸管上会有一定的导通压降，表现为在相同的外加母线电压和 负载下，d m i c 逆变器下的电机的额定转速略有下降，出仿真可知为1 9 4 0 r m i n 。 先分析d m i c 方式下基速以上以下均1 2 0 度导通的情况。图3 1 5 是d m i c 拓扑下 全1 2 0 度导通超前角分别为3 0 ，4 5 ，6 0 度时的电流波形。在6 0 度左右时电流峰值 逼近额定值。图3 1 6 是d m i c 拓扑下全1 2 0 度导通超前6 0 度时的转速波形，此转速 为d m i c 方式全1 2 0 度导通下的最大转速，为3 7 2 0 r m i n ，由此可知，在保持逆变器 容量不变条件下，d m i c 逆变器