（微电子学与固体电子学专业论文）12位dac电路研究与设计.pdf

摘要 摘要 学科专业：微电子学与固体电子学 论文题目：1 2 位d a c 电路研究与设计 硕士生：任雪刚导师：杨谟华教授 本文较为全面地概括介绍了数字模拟转换器( d a 转换器) 的国内外动态， 分析了d a 转换器的基本原理和结构，对电流转换和电压转换的d a c 进行了详 细的分析。 通过对温度码和二进制码这两种不同d a 转换器结构的讨论，针对高速和 高精度的要求，设计了一种新型的分段式电流舵d a 转换器：并对其进行了原 理分析和电路设计的研究。建立了完整的电流型d a 转换器基本单元电路设计 和模拟平台。 采用文章中的转换结构和基本单元电路，使得d a 转换器的转换速率达到 1 0 0 m ，其转换精度为1 2 位( d a c 的实际有效位是1l 位) 。在提高转换速度和精 度的前提下，分段式电流舵的结构可以明显的减小芯片的面积与功耗。 文章中讨论了有关d a 转换器的一些基本设计思想和手段。针对分段式结 构高速高精度d a 转换器设计常见问题，进行了理论上的分析，并给出了实际 的电流源结构、开关、锁存器等单元电路的设计方案。 本文还在d a 转换器研究的基础上对数模混合集成电路的研究和设计进行 了一些探讨。 关键词：数模混合集成繇数，模转溪妥、电流温崩、对称茬弁关 1 1 1 a b s t r a c t t h i sp a p e r p r e s e n t e dag e n e r a li n t r o d u c t i o no nd i g i t a l a n a l o gc o n v e r t e rs t u d yo f d o m e s t i ca n da b o a r d ，a n a l y s i so fd ac o n v e r t e r p r i n c i p l ea n ds t r u c t u r e s ，a n dt h e a n a l y s i s o fd i f f e r e n t c o n v e r t i n gt y p e s u c ha sc u r r e n t c o n v e r t i n g a n d v o l t a g e c o n v e r t i n g b a s e do nt h es t u d yo f b i n a r yw e i g h t e dd ac o n v e r t e ra n dt h e r m o m e t e r c o d ed a c o n v e r t e r , an e ws e g m e n t e dc u r r e n t _ s t e e r i n g d a c o n v e r t e ri s p r e s e n t e d t h e p r i n c i p l ea n dc i r c u i to f t h i sd ac o n v e r t e ra r ea l s o p r e s e n t e di nt h i sp a p e r t h i s c o n v e r t e rh a st h et h e r m o m e t e r c o d e d6 + 2 + 4a r c h i t e c t u r e t h i sa r c h i t e c t u r ei m p l e m e n t st h e12 b i td ac o n v e r t e ra n da c h i e v e sa h i g hs p e e d r e d u c i n gt h ea r e aa n dp o w e r o fd ac o n v e r t e r c h i p t h es a m p l er a t eo f t h i sc o n v e r t e r c a n b e u p t o1 0 0 m s o m eo ft h eb a s i cd e s i g nt h e o r ya n dt e c h n o l o g ya r ep r e s e n t e dw i t h i nt h i sp a p e r t h eb a s i cc e l la r c h i t e c t u r e si m p l e m e n t e di nd ac o n v e r t e ra r ea l s op r e s e n t e d t o i m p r o v et h i s d ac o n v e g e ls o m eo ft h ec e l la r c h i t e c t u r e sh a v et ob e d e s i g n e d c a r e f u l l y t h ed e t a i l so f t h e s e c e l l sa r ed e s c r i b e d k e y w o r d s ：m i x e d d i g i t a l a n a l o gi c ，d ac o n v e r t e gt h e r m o m e t e r - c o d e d ，c u r r e n t s t e e r i n g 附件三 独创性声明 本人声明所呈交的学位论文是本人在导师指导下进行的研究工作 及取得的研究成果。据我所知，除了文中特别加以标注和致谢的地方 外，论文中不包含其他人已经发表或撰写过的研究成果，也不包含为 获得电子科技大学或其它教育机构的学位或证书而使用过的材料。与 我一同工作的同志对本研究所做的任何贡献均已在论文中作了明确的 说明并表示谢意。 签名：垒毕日期：舻锋瑚确 关于论文使用授权的说明 本学位论文作者完全了解电子科技大学有关保留、使用学位论文 的规定，有权保留并向国家有关部门或机构送交论文的复印件和磁盘， 允许论文被查阅和借阅本人授权电子科技大学可以将学位论文的全 部或部分内容编入有关数据库进行检索，可以采用影印、缩印或扫描 等复制手段保存、汇编学位论文。 ( 保密的学位论文在解密后应遵守此规定) 签名：盈垒掣 导师签名： 日期：年月日 第一章绪论 第一章绪论 随着通信、多媒体技术和计算机技术的快速发展，数字信号处理( d s p ) 中 的d a 转换器被广泛地应用于工业自动化各个领域，系统整机对d a 转换器提 出了更高的要求。计算机和d s p 中处理的各种数字信号，最终要通过d a 转换 技术，变为可输出的模拟信号。目前，计算机、数字信号处理的速度已经得到了 很大的提高，目前已经有1 5 g 的c p u 出现在市场上，而作为模拟输出和数字处 理中间必不可少的d a 转换器的速度却没有很大的提高。因此，必须设计出更 高速度的d a c 以满足更高速率的数据转换。现代高速d a c 的主要特点是：1 ) 集成度高，将基准电压源、单位电流源和输出放大器等外围单元电路与a d c 一 起集成在一块芯片上。2 ) 匹配性能优良，通过集成化，可以大大提高各个元件 之间的匹配系数。3 ) 低价格，低功耗。 1 1 国内外研究现状及发展趋势 在美国各大学和实验室里有大量的工作人员从事于各种数模、模数转换器 的结构于基础研发工作。大多数都是针对某一特定的应用范围而展开的，很多工 作颇有特色。 1 由美国国家科学基金资助，伊利诺斯大学的a l e x r b u g e j a 等人研制出 1 4 b i t 、1 0 0 m s p s 的自修正( s e l f - t r i m m i n g ) c m o sd a c ，采用了f l o a t i n gm s b 电流源和跟踪衰减输出级电路，在确保良好静态线性度的同时得到高的动态线 性度，并提高了输出驱动电流。 在这个设计中，采用的是电流定标d a c 结构。对于电流定标的d a c ，由于 输出电流可以直接驱动一个电阻负载，而不需要电压缓冲器，因此，这种定标方 式的数模转换器的高速线性度很好。它的缺点是静态特性受到电流源中元件参 数匹配的限制。这样，就对工艺提出了更高的要求。为获得更好的静态线性度， 诸如修调、校准、动态单元匹配d e m ( d y n a m i c e l e m e n t m a t c h i n g ) 等技术，都 应用到了电流定标的d a c 中，其器件和版图也都有独到的设计。当然，对器件 和版图的特殊设计简单，它们不需要特别的修调和校准的电路。但是静态线性性 能也不如采用了上述技术的d a c ，甚至在有的情况下，为了弥补大的寄生效应 和大信号之间的耦合而采取了大的电流源，还会破坏d a c 的静态特性。从动态 特性来讲，传统的将电流源接入到负载的设计，受到电流源和开关的限制。 通过在电路中加入自修正子电路，以克服传统电流定标的d a c 具有静态线 性度不好的缺点。自修正子电路的核心是一个可修正的浮动最高有效位( m s b ) 第一章绪论 电流源。为了保证修正是自发进行的，这个修正电路必须工作在两个过程下：测 量过程和校正过程。这样，就增加了电路的复杂程度。也就是说，良好的静态线 性度，是以增加电路拓扑结构的复杂度来获得的。 2 比利时l e u v e n 大学的g e e r ta mv a nd e rp l a s 等人提出一种四象限随机 流向开关( 矿r a n d o mw a l k ) 的新型电流控制结构，实现转换器梯度误差、系统 误差因子比传统结构改善约5 0 倍，且无须专门校准即可获得良好的静态线性度。 这个设计采用了分段式的电流舵结构。最高的8 位，通过温度码编码器编码 后，形成温度码。用来控制单位电流源的输出。剩下的6 位，控sr j - 进制加权电 流源，以形成最小6 位。该电路最具特色的地方是采用了四象限随机流向开关技 术。电流舵形式的d a c 同样具有因工艺参数不匹配而导致的静态线性度不佳的 缺点。为了克服这个缺点，g e e r t a m v a nd e rp l a s 等人采取电流源的随机选取， 可以利用误差的分布进行相互的抵消，从而减小总误差。结果显示，系统误差和 累积误差都得到有效缩减。另外，这个新型结构的芯片面积和功耗与采用了自修 正或者特殊版图、工艺的芯片相比，都很小。 3 比利时k a t h o l i e k e 大学e s a t - m i a c s 实验室y v e sg e e r t s 等利用带有数 据加权平均d w a 的三阶4 - b i t 一a 结构，减少在反馈环路中d a c 的线性要求， 并降低了过高的过采样率。d w a 算法应用的优化减小了反馈环路中引入的延迟。 荷兰的p h i l i p s 研究实验室的e j v m ld e rz w a n 等研究者于2 0 0 0 年底报道 了一种用于车载a m f m 接收机的i f 基带一1 6 位模数转换器。他们设计了 5 阶连续时间一调制器结合复杂的共轭闭环滤波器采用0 2 5 i _ 1 m 标准c m o s 工 艺，输入i f 频率1 0 7 m h z ，采样速率2 0 0 7 m s p s 。2 5 v 工作电压，整个a d c ( 含数字滤波器) 功耗1 9 m w 。 过采样技术采用远高于奈奎是斯特频率的速率对信号进行采样，根据信号 的抽样理论，提高采样频率能有效提高信噪比，因而提高a d c 的转换精度。 一a d c 转换器总信噪比性能直接取决于一调制器的噪声整形能力。一 调制器d s m 对信号的传输函数是一个全通函数，而对量化噪声则是高通函数。 因此，在过采样条件下工作的一调制器能将大部分量化噪声移至信号基带范 围以外，然后由其后的高精度滤波器将带外量化噪声滤除，并将抽样频率恢复至 奈奎斯特频率。 由于过采样技术以及一调制技术对噪声的处理能力。过采样a d c 对其前 置抗混叠滤波器的要求很低。而其后的抽取器，数字滤波器设计技术已相当完善， 因此对于过采样一转换器而言，其核心就是一调制器的设计。a d 转换 器的变换精度也完全取决于一调制器的精度。 第一章绪论 一调制器的设计，将在满足性能的要求基础上，对采样率，d s m 阶 数和m u l t i b i td s m 的b i t 数进行折中考虑。重要依据以下几个方面：尽管过采 样可能提高信噪比，但过采样率过高，会引起系统时钟相应的提高，数字电路部 分功耗增大，模拟电路部分性能下降。而采用m u l t i b i td s m 结构比采用s i n g l e - - b i td s m 结构在满足同样精度的情况下，要求的过采样率低得多，这样可有 效降低时钟频率。采用高阶的d s m 结构会提高基带内的信噪比。但阶数过高， 会引起d s m 的不稳定。m u l t i b i ( d s m 的量化器精度和d s m 的阶数选择按以下三 点考虑：( 1 ) 要使通带内量化噪声可忽略；( 2 ) 使带外噪声足够小，以使二阶连 续时间的低通滤波器( l p f ) 就足以满足后滤波的要求；( 3 ) 减少对时钟抖动的敏 感 最近，大量的研究人员对于s i g m a - d e l t a 调制技术在数模、模数转换器技术 中的应用表现了浓厚的兴趣。这种技术尤其适合与中低速度，高精度的数，模、 模数转换器。 4 流水线( p i p e l i n e ) 型a d c 。在超高速领域中，传统的全并行( f l a s h ) 结 构a d 转换器仍然占据主导地位，但由于其规模随着转换精度的提高而指数式 增大以及其内部2 “1 ( n 位分辨率) 个比较器的亚稳态和失配引起的闪烁码造成 输出不稳定，很难实现8 位以上的分辨率。目前i c 界提出了另外一种采用流水 线结构的a d 转换器。它的工作原理是将逐次比较结构a d 转换器在时间上的 串行工作转化为单元电路的流水线串行工作。这样可以在保证高速工作的同时， 实现了f l a s h 结构难以实现的8 位以上的高分辨率，并且减少了芯片面积，降低 了功耗。这样的结构也能用于d a 转换器里。通常需要一个设计在芯片内部的 运算放大器来作为缓冲器，提供模拟输出。同样，这样的设计也存在一定的难度， 对于a i d 转换器，内部一般会有子模数转换器。这个转换器的一个非常重要的 单元就是动态比较器。它的性能直接影响到整个a d 转换器的精度。对于d a 转换器，它们的动态线性特性却仍然受到传统的线性良好的快速缓冲器的限制。 这方面也有许多的国外技术人员做了很多有益的探索。 可见，国外的d a ，a d 转换技术都已经不再局限与传统的转换器技术。 比如d a 技术不再是电阻网络分压式或者加权电容的电荷分布式d a 转换器。 而a d 技术也突破了逐次逼近和开关电阻的形式。取而代之的是更新的转换技 术和适合大规模集成化的新型电路拓扑机构。目前的国际先进研究项目，都将目 标集中在了对已经证实为准确、可靠的a d 、d a 转换器技术上，并且正在对这 些技术不断的进行完善，以期让这些技术尽快应用于新一代的数模、模数转换 器产品的开发实现。 第一章绪论 国外b u r r - b r o w n 、m a x i m 、a d 和美国国家半导体n s 等设计生产模拟 i c 的专业化大公司的产品可代表当今国际数模、模擞字转换技术的领先水平。 资料显示，高速a d 转换速率达到1 0 0 0 m h z ，高精度a d 、d a 分辨率为2 4 位， 高速d a 转换速率可高达5 0 0 m h z ，并已用于各军民用信息产品领域。 表1 1 、1 - 2 为代表国际先进水平的数模、模数转换器的主要技术指标。 表卜1 高速度模数转换器件 产品名称 性能 淤a d $ 8 0 0a d 9 0 5 4 m a x l l 2 分辨率b i t 1 288 模拟输入带宽m h z 4 0 03 5 02 1 0 取样速率m s p s 4 0 2 0 03 0 0 差分线性误差l s bo 4 + 2 o 一1 0o 6 信噪比d b 6 24 04 7 电源电压v + 5 o+ 55 2 功耗m w 3 9 07 5 02 9 0 0 在国内，双极与c m o s 工艺的8 位a d 转换速度分别可达到1 2 0 m h z 和 1 0 0 m h z 。采用c d = l g m 的c m o s 工艺，研制出了速度为2 0 m h z 的1 2 位a d 。 在国内设计到国外投片( c d = 0 6 t r n ) 已实现1 2 位7 5 m h z 的a d c 。 表1 2 高精度模数转换器件 n 堂称 性能指标、 a d s l 2 0 la d 7 7 3 0 m a x l 3 2 分辨率b i t 2 42 41 8 模拟输入电阻m q 4 模拟输入电容p f 8 5 积分线性度f s r o 0 0 1 50 0 0 1 80 0 0 1 5 电源电压v + 5 0+ 5+ 4 5 - 5 功耗m w 5 0 01 2 51 2 5 注：以上产品中，a d s 为美国b b 公司产品，a d 为美国a d 公司产品，m a x 为美国m a x i m 公司产品。 目前，国内a d 、d a 方面的研究主要集中在中等转换速度、中等精度的范 4 第一章绪论 畴，如a d 转换器主要是逐次逼近、瞬间转换( f l a s h ) 等较为普通的结构。高 速、高精度的新型a d 、d a 研究尚不多见，如国外流行的a 结构仅有复旦大 学作过研究。 对于上述的新结构和新技术，国内由于受到工艺条件，设计水平的限制，也 很少有人涉及其中。有些大学的实验室中曾作过这样的工作，但是也局限于电路 的模拟和仿真，没有真正与工业界接口，没有做到适合与目前国内工艺的。 显然，国内外差距较大，应及时展开新型转换器电路系统结构、新型基本电 路单元、与之相配套的特殊工艺和标准实用化器件工艺模型库等基础技术研究， 不论是从电路结构上，还是从基本的单元电路研究上，或者，电路与工艺线的实 际接口上，都应该积极的进行研究和探索。 1 2 研究方法和途径： ( 1 ) 在广泛借鉴当今国内外己取得成果的基础上，结合现有条件，基于s i 材料 展开高速d a 、a d 转换器。重点是c m o sd a 、a i d 转换器的系统结构设计和 基本单元电路。 在系统结构设计中，充分利用目前国际的先进主流电路结构，并对其不断 完善。比如，设计中去掉大量的电阻网络形式。电阻网络的d a ，a d 转换器由 于电阻一般都需要激光修调，因此对工艺的要求相当严格，导致整个转换系统的 分辨率无法再提高。如果采用了电流源阵列技术，再配合分段转换技术，以及温 度码的编解码技术。不仅可以使得整个转换系统的分辨率大大提高，而且可以减 小芯片的面积。另外，系统结构的各个单元字电路是整个系统的骨架。应当尽量 细化这些单元电路的工作，和保证每个单元电路的设计性能。同时进行相关工艺 试验及测试技术研究。对其中的重要单元，如采样保持电路，基准电压、电流 源，差分动态比较器，差分放大器，单位电流源，或者二进制的加权电流源，包 括电流源的开关，数据锁存器等等，要设计满足新技术转换器的要求。 ( 2 ) 根据电路系统设计的需要，进行器件单元电路模型建立、参数提取与建 库，提供可供选择的多种实用模型与单元结构。建立器件单元电路的模型库， 对于以后的大批量生产和进一步的研制开发工作，具有重要的意义。能够为以后 进步改进和设计更加先进的d a ，a d 转换器提供基本的单元。采用先进的模 拟电路设计工具a h d l ，对d a ，a d 设计中常用单元建立完整的单元库，其中包 括各单元的电路图结构描述，a h l d 语言描述，版图设计。还应该设计有可更改的 各种参数，能使其适用于各种不同要求。另外，还充分考虑到不同工艺的容差。 第一章绪论 ( 3 ) 适用于高速a d c 、d a c 的特殊工艺研究，多重扩散、金属硅化物互连 系统、浅结工艺等，并通过工艺模拟与实验等手段对工艺条件进行优化设计。 从工艺上确保电路系统优良性能的实现，从而达到高转换速度的目的。特别是 在不采用修正和校准技术的情况下，在工艺和版图上的特殊设计就成为了保证 转换器的高精度和高速度并存的主要手段。 ( 4 ) 由匹配参数、高精度模型参数提取和对称性设计等方面入手，研究与军 标c m o s ，双极工艺相容的接口技术。建立器件电路设计与工艺的良好衔接，确 保基础技术研究可用于工程化应用。包括有各种不同几何图形的有源和无源器件 的参数测定。选择适合的工艺生产线，为所需要的器件测出详细的s p i c e 模型分 布曲线，各种寄生效应参数的分布曲线，并由此计算参数的平均值和参数分布的 方差，为保证日后在考虑工艺容差和进行电路后仿真的时候提供可靠的数据。另 外，还有相同器件，相同子电路的匹配系数。 ( 5 ) 在器件模拟的基础上，应用现代电路理论和e d a 软件对r a i l t o r a i l 、 混合嵌入密勒补偿、多阈值电压、动态共模反馈( c m f b ) 等新型l v l p 电路组 态进行仿真分析并应用于该基础研究。 设计高速d a c 使用的工艺，应该采用c m o s 工艺。其原因有：首先， 利于d a c 的集成化。d a c 作为数字和模拟之间的转换，是将现实的模拟领域和 电子的数字领域相连接的关键。采用c m o s 工艺，有利于将d a c 的设计与数字 电路结合起来。其次，在c m o s 工艺基础上的低功耗设计技术已经得到很大发 展。而且随着c m o s 工艺向深亚微米的挺进，它也可获得可与双极工艺相比的 高速。所以，尽管双极型与g a a s 等特殊工艺能做出很快的a d 转换器，但是所 需采用的工艺更加复杂，功耗也很大，这给实际应用带来了很大的限制，不能和 其它数字电路系统集成在同块芯片上。随着c m o s 工艺的日益成熟，现在的 工艺水平已经可以把整个电路系统集成在同一块芯片上。因此，电路的规模越来 越大，电路设计也就更加复杂。在a s i c 设计中，越来越多的电路系统需要把数 模接口电路集成到同一个系统中，为了提高电路设计的可靠性，加快设计周期， 降低设计成本，人们就希望除了能把简单的数字电路做成标准单元外，还能把一 些电路结构复杂的高速d a 转换器和高速a d 转换器做成宏单元，使之能内嵌 于整个电路系统中。第三，c m o s 工艺的集成电路的功耗小，并且c m o s 工艺 电路的设计能力正趋于完善。而伴随电路规模的增大，电路的设计难度也响应的 增大。目前的a s i c 设计里，仍然以c m o s 电路为主。为了提高电路设计的可 靠性，加快设计周期，降低设计成本，人们就希望除了能把简单的数字电路做成 标准单元外，还能把一些电路结构复杂的高速d a 转换器和高速a d 转换器做 成宏单元，使之能内嵌于整个电路系统中。 6 第一章绪论 为了便于系统集成，通常要求d a c 具有低功耗和面积小的特点。同时根据 应用场合的不同，对d a c 的性能要求有不同的侧重点，各种不同的d a c 结构 正是为了不同的性能要求而提出的。为了实现高速d a c ，对以有的各种d a c 结 构的研究，早以突破了传统的转换器技术。电阻网络分压式或者加权电容的电荷 分布式d a c 。目前比较流行的d a c 是c u r r e n t s t e e r i n gd a c ( 电流舵d a 转换器) 。传统的电阻梯形或电荷分配型数模转换器，在其输出段有降低其转 换速度的大电阻或电容负载，而且需要的电阻或电容数随转换位数的增加呈指数 增长，如过要设计出较高位数( 1 2 或1 2 位以上) 的d a c ，无论是从功耗还是 从面积上都难以接受。传统的电流分配型d a c 里，要有一个很大的器件来提供 分配电流，这也要占用很大的面积。在电流舵结构d a 转换器中，采用参考电 流与d a c 中电流源进行镜象的方法，从根本上克服了上述缺点。的这种机构的 d a c 不仅仅适合与高速的数模转换，而且如配合以分段转换技术，也能达到较 高的分辨率。 本文讨论设计了一种1 2 位分段电流夺结构的d a 转换器。 全文分为三个部分。第一部分为总论。其中包括第一章和第二章。这一部 分介绍并讨论了d a 转换技术的基本原理和概念。并概括介绍了几种典型的d a 转换器。通过不同结构之间的比较，选择恰当的电路拓扑结构以实现高速、高精 度的要求。第二部分为分段式电流舵结构的一些重要单元电路。包括温度码编码 电路、矩阵选择开关、单位电流源、锁存器、模拟开关等。第三部分是电路的模 拟结果和结论。 第二章d a 转换器的基本结构和原理 第二章d a 转换器的基本结构和原理 2 1 权电阻d a c 转换器 权电阻d a c 转换器如图2 1 。这是一个二进制单极型电流相加的d a 转换 器。它由模拟电子开关s 、权电阻解码网络、运算放大器和参考电压v 。f 组成。 图2 - 1 权电阻d a c 转换器 模拟开关s 受二进制数码b i 控制。每一位b 控制相应的一个开关s i 。当b i = l 时，s i 将电阻网络中相应的电阻r i 和参考电压v r c f 接通，当b i = = 0 时，s i 将权电 阻接地。 权电阻解码网络由n 个按二进制规律排列的电g h ( g 2 n q r ) 组成，所有电阻 的一端共同接在运算放大器的反相端，另端分别与相应的模拟开关相连。最高 位的权电阻r m s b = r ，最低位的权电阻r l s b = 2 1 r 。也就是说，二进制代码的位 权越大，对应的权电阻越小。 下面对转换输出模拟电压v o u t 与输入数字量b i 之间的关系进行定量的分析。 当输入数码中某位b i = l 时，s i 开关接至参考电压v 。f ，由于运放反相端电位 为零( 虚地) ，这时电阻支路中的电流为 五：i v , 4 ：关 ( 1 ) 2 i 2 痴 【1 当输入数码中某位b i = 0 时，s i 开关接地，i i = 0 。因此，对于b ，位产生的电流 第二章d a 转换器的基本结构和原理 可以写成 ，岛 2 巍 根据叠加原理，总输出电流为 l = 善n = 言v 善n 争 ( 3 ) 通过运算放大器，输出电压为 一鹏一鲁莩笋 ( 4 ) = 一t 2 r fr 台矿 ( 5 ) 由上面的公式可以看出，模拟输出电压的大小与输入二进制数码成比例，因 此实现了数字量到模拟量的转换。其中的警是转换比例系数，当警= 1 时， 这一系数为1 。 权电阻d i a 转换器的精度取决与参考电压v r c f 、模拟开关s i 、运算放大器及 各权电阻的精度。为了保证精度，网络中每个权电阻的阻值都要很精确，且不随 温度变化。但权电阻解码网络中阻值范围太宽，最高位电阻r m s b 与最低位电阻 r l s b 之比为i ：2 n 1 ，即 坠曼：上 r l s b 2 “一1 当n = 1 0 时，其比值为1 ：5 1 2 。若i s b = 1 0 k q ，r l s b = 5 1 2 m q 。一般利用集成 工艺制造如此大的阻值是很困难的。另外要使r l s b 有意义，r m s b 必须精确到 i 2 n 。1 之内。 2 2 倒置r - 2 r 梯形d a 转换器 图2 - 2 是一个倒置r - 2 r 梯形d a 转换器。其与权电阻d a 转换器的显著别 在于整个网络只有r 和2 r 两种阻值的电阻，而不管它有多少位。它包括由数码 b 。控制的开关和电阻。 当b i = l 时，s i 接运算放大器的反相器i 当b i = 0 时，s i 接地。根据运算放大器 虚地概念，可以看出 第二章d a 转换器的基本结构和原理 v ”f rr 图2 - 2r - 2 r 梯形d a 转换器 ，：堡 2 月 再根据该网络的特点，从任何一个纵向2 r 电阻向右看的二端网络其等效电阻都 是2 r ，所以各支路电流i l 、1 2 。i n 满足 ，l = 2 1 2 = 4 l = 一= 2 n - i ， ( 6 ) 又，总电流 l 锄。= 等善铲。 ( 7 ) 运算放大器输出电压为 v o , = - r f l 一瓤，善铲。 ( 8 ) 由该式可见，输出模拟电压与数字输入量成比例。该电路的优点是电阻值种类只 有r 和2 r 两种，且各支路电流间不存在传输时间差，提高了转换速度，缺点是 电阻数量较多。 2 3 串联d a 转换器 前面的几种d a 转换器都是属于并联型的，各数字信号的处理是同时完成 1 0 第二章d a 转换器的基本结构和原理 的。而串联d a 转换器是逐位进行的，在最好的情况下，转换一位需要一个时 钟周期，因此，n 位串联d a 转换器需要n 个时钟脉冲。 图2 3 串联d a 转换器 图2 ，3 是一个串联电荷再分配的d a 转换器的简化示意图。图中转换器包 括四个模拟开关、两个等值电容器和一个参考电压v 。卜开关的功能如下：s 1 被称为再分配开关，s 1 闭合后，c 1 和c 2 并联，通过电荷再分配使c l 、c 2 两端 电压相等。 开关s 2 和的作用为，当b i _ 1 时，s 2 闭合，使c l 预充电至，若b i = 开关s 3 闭合，c l 短路并放电至0 。在转换器工作之前s 4 闭合，c 2 放电。 整个串联d a 转换器在转换过程中需要外部电路支持，以决定开关的闭合。 这种转换电路非常简单，但是有几种误差源限制了其性能。误差源包括电容器的 寄生电容，开关寄生电容和时钟接入误差。电容器c 1 和c 2 必须匹配在o 5 l s b 的精度范围以内。该转换器的优点是元件单一，且所需面积非常小。 除了以上的几种d a 转换器结构以外，还有很多不同的转换方式。这些结 构都有自己的优点和缺点。总体说来，电压转换方式由于对负载电容和各种寄生 电容进行冲放电来实现数字一模拟的转换。因此，电压型的d a 转换器一般用于 低速的转换器内。而电流型d a 转换器的速度只受到开关速度的限制，这一类 型的转换器的速度可以做的很快。但相对电路结构比较复杂，对模拟开关的要求 比较高。在电流型的d a 转换器里存在一个很重要的问题是电流的抖动( g l i t c h ) 问题。 第三章分段式电流舵d a 转换器的总体结构设计 第三章分段式电流舵d a 转换器的总体结构设计 从上面的讨论已经知道，为实现高速、高精度的数模转换器，必须选用不 同的转换器结构。为实现转换速度为5 0 m h z ，分辨率为1 2 比特的模数转换器， 本设计中采用了基于高速模拟电流开关的电流源矩阵及二进制加权电流源的转 换方法。这种结构有利于提高采样速度，减小芯片面积和功耗。 3 1 传统的d a 转换器 传统的d a 转换器如果是电流定标的方式，电路中多采用梯形的电阻网络 进行转换：如果是电荷定标的方式，电路中采用的是电阻分压链结构。这两种 d a 转换方式相比较，电流的转换速度明显要大于电压的转换速度。因为控制电 流的开关的速度仅受管子的开启速度影响。而电压的转换速度，不仅受模拟开关 的开关速度影响，更重要的是对负载电容的充电过程的速度。在一个设计合理的 电压定标的d a 转换器中，要求在充电电流和芯片功耗之间做出折中。另外， 在电压定标的d a 转换器里，如果位数较多时，电阻链过长。例如八位d a 转 换器要有2 5 6 个电阻和5 1 0 个m o s 开关管。因此，必须分段制作。目前，在选 择定标方式的时候，对高速、高精度d a 转换器而言，宜采用电流定标的d a 转换器。 但是，传统的电流定标方式d a 转换技术，不适合做高精度、高速度的d a 转换器。因为在其输出段有降低其转换速度的大电阻，而且需要的电阻数随转换 位数的增加呈指数增长。这对于减小芯片面积和功耗，都是不利的。 图3 - 13 位电压分压式d a 转换器原理图 第三章分段式电流舵d a 转换器的总体结构设计 3 2 电流舵d a 转换器 为了克服传统d a 转换技术的缺点，一种不需数量很多的电阻或电容的电流 舵d a 转换技术被提出。它的制作工艺可以和数字电路相兼容，有利与系统的 集成化。在这种新型的d a 转换技术里，采用了单位电流源矩阵。在单位电流 源矩阵里，用大量的模拟电流源来代替电阻。由于电流源的设计精度明显高于电 阻或电容的设计精度，因而电流源之间的匹配系数也比电阻或电容高很多。在电 流舵d a 转换器里，使用的是m o s 晶体管，而不采用双极晶体管和电容，因而， 芯片的功耗比传统的梯形电阻网络小。 电流舵d a 转换技术的关键是匹配性能良好的电流源矩阵。在电流源矩阵 里，每一个电流源的大小是最低有效位( l s b ) 电流的大小。因而，这种电流源转 换技术，实际是一个单位电流源转换技术。 输入的二进制数字信号首先要经过一个温度码的编码器，经过编码后形成温 度码，分别控制每个电流源的输出方向。如果一个单位电流源开关的控制信号为 “1 ”，就意味着该电流源被选中，相应的电流源输出为正向输出端。反之，如果 一个单位电流源开关的控制信号为0 ，就意味着该电流源没有被选中，相应的 电流源输出为反向输出端。这两个输出端形成一个互补的输出对。单位电流源的 转换位数也不宜过多，因为每增加一位单位电流源转换的位数，相应的单位电流 源就要增加2 倍。但是，它的单位电流源之间的良好匹配性能和高速开关性能， 仍然使之成为高速、高精度d a 转换技术的首选结构。 图3 - 2 分段式d a c 的总体结构图 第三章分段式电流舵d a 转换器的总体结构设计 3 3 温度码d a c 与二进制加权d a c 的比较 3 3 1 二进制加权d a c 图3 3 是一个二进制加权d a c 。二进制加权d a c 的好处是其设计的简单性， 且不需要任何的解码逻辑。但是它的缺点仍然是与最高有效位m s b 有关。在传 输的中点( 0 1 1 1 1 1 1 ) 至r j ( 1 0 0 0 0 0 ) 处，m s b 电流需要与其余所有的电流源之和匹 配，误差必须小于0 5 l s b 。这样的精度对于高分辨率，位数在1 0 位以上的d a c 很难做到。由于静态的各种分布，目前的工艺也难以到达如此精度。匹配问题对 于所有的传输过程都很重要，但其严重性是与位数，即加权电流的大小有关。图 3 4 是一个d n l 随输入码变化的图。可见，处于变化中的权电流越大，则d n l 也就越大。另外，由于开关的动态行为，如电荷注入和时钟馈通，会引起的输出 信号和抖动电流。这一问题在中间码变化时更为严重。因为在中间码处，所有的 开关都是同时变化的。 3 3 2 温度码d a c 图3 5 是个l o 位温度码d a c 。每增加一位l s b ，就会多有一个电流源打开。 它的好处是：1 、匹配要求放松了。好的电流源匹配性能i n l 0 5 l s b 。在中间码 的地方，也只有一个电流源开关变化。这大大减小了输出电流的抖动。 总的说来，在温度码结构里，抖动电流几乎不对非线性度造成什么影响。这是 因为抖动电流的实际大小是与开关的翻转数目成正比。所以，步长小，则抖动电 流 图3 - 3 二进制加权d a c 原理图 图3 - 4 二进制d a c 的抖动现象 第三章分段式电流舵d a 转换器的总体结构设计 图3 5 温度码d a c 原理图图3 - 6 不同开关数目的抖动比较 也小。反之，如果步长很大，那么抖动电流也大。既然翻转的开关数目与信号的 步长在两个连续的时钟周期内是成正比的，那么抖动电流的大小就直接正比与信 号步长的大小。图3 - 6 是一个例子。在1 l s b 和4 l s b 里，抖动电流的形状和持 续时间是相等的。但是幅度却大了3 倍。如果抖动电流严格地与信号步长成正比， 他不会产生任何d a c 输出端的非线性度误差 为仔细讨论，考虑图3 7 中的正弦波。x 例是采样r l 的数字数字输入。y 例 是模拟输出。对于每一个采样x ( n 一圳都包括有： 2 ) 图3 7 温度码d a c 的采样过程 非阴影区是不变化的部分。这一部分是在前一采样向一时就已经定义 好的。非阴影区部分的值等于a x ( n 一砂。a 是不便的单位电流源，x ( n 一砂 是前一时钟走器的数字输入。 阴影区域等于b x 例- x ( n 一1 ) 1 ，b 是变化的单位电流源，肛例- x ( n 一1 ) 1 是 当前数字输入信号与前一数字输入信号之差。对于温度码，a 和b 是 常数，且与信号步长无关。这样，总的模拟输出函数y 例是这两部分 之和： 第三章分段式电流舵d a 转换器的总体结构设计 y = a x 似一1 ) + b x ( n ) - x ( n - 1 ) ja 、b 是常数 那么y 只是线性依赖于x 俐。 温度码d a c 的一个主要缺点是面积。因为每一个l s b 都需要一个电流源， 一个开关，一个解码电路，以及一个二进制温度码的解码器。 为了比较二进制d a c 与温度码d a c 的性能，采用数学软件m a t l a b 进行 了模拟。首先，用m a t l a b 里的函数生成1 0 2 4 个正态分布的单位电流源。为 简单起见，这1 0 2 4 个电流源服从均值为l l s b ，标准方差为o 0 2 的正态分布。 其概率密度分布函数为： 1 一( x - , u ) 2 厂( z ) 2 覆1 荔8 2 8 2 - - 0 0 x 栅2 1 , f i = 0 0 2 图3 - 8 m a t l a b 模拟用d a c 结构 二进制d a c 和温度码d a c 使用的都是同样的电流源。对于二进制d a c ， 其m s b 使用的是5 1 2 个这种单位电流源的和，次最高位m s b ( 2 ) 使用2 5 6 个这 种单位电流源的和，依次类推，知道l s b 仅使用1 个单位电流源。为获得更详 细的的d n l 及1 n l 的模拟结果，使用m a t l a b 模拟了1 0 0 次，并将这1 0 0 次 的模拟绘制在同一张图上。如图( 1 ) ，是1 0 0 次温度码d a c 的d n l 模拟结果，图 ( 2 1 是1 0 0 次二进制d a c 的d n l 模拟结果。可见，两者的i n l 相近，而d n l 却相差很远。为了便与处理和观察，图( 8 ) 是1 0 0 个模拟结果的方均根值，即对 每一位的误差统计后的标准方差。对i n l 而言，两者实质是一致的，且峰值都 很接近与理论值1 酊= o 5 + 1 - i 0 2 4 6 。系数o 5 是因为i n l 曲线的两端都位于y 轴的零点。当j = o 0 2 l s b 的时候，i n l = 0 3 2 l s b 。温度码的d n l 与期望值 0 0 2 l s b ，也就是6 很接近。但是与温度码相比，二进制的d n l 就相差很远。中 间初d n l 高达0 6 4 l s b 或者3 2 5 。这与理论值4 1 0 2 4 8 相吻合。 从图里可以看到，对于同样的模拟单元的面积，两种情况的i n l 标准方差都 很相似，并且都等于1 6 6 。但是对d n l 而言，温度码d n l = 8 ，二进制d n l = 3 2 5 。 1 6 第三章分段式电流舵d a 转换器的总体结构设计 上述情况可以用来估计两种结构的面积考虑。如果要求d n l 和i n l 相等。 做一级近 温度码二进制 第三章分段式电流舵d a 转换器的总体结构设计 广一 i e 厂一 4 ：古；茜毒 图3 1 01 0 0 个m a t l a b 模拟结果的方均根 1 似，有a r e ao c 去。 ( 9 ) 0 例如，假设对于温度码结构，要求d n l = o 5 l s b 时，最小单元面积为a o n m 那么，总面积为1 0 2 4 a u n i t 。对1 n l 而言，两者要求的面积相等。如果要求 i n l = o 5 l s b 所需要的总面积是2 5 6 a t j n j t 。 表3 1 二进制码和温度码的面积要求比较 r e q u i r e m e n tb i n a r yw e i g h t e d t h e r m o m e t e r c o d e d i n l1 6 g1 6 a d n l3 2 ga a r e a ( i n l 5 0 5 、2 5 6 * a u n i t2 5 6 a u n i t a r e a ( i n l 2 0 5 1 6 4 a u n i t6 4 * a u i _ i t a r e a ( d n l = 0 5 、1 0 2 4 * a u n i ta u n i t 3 4d a c 设计中应该考虑的问题 对于1 2 位的本征d a c ，要求能够很好的处理所有可能的各种误差，这些 误差包括：系统误差，随机误差和梯度误差。在这些误差里，应该仔细考虑其 中的因素。 1 ) 随机误差 器件的失配 2 ) 系统与梯度误差 电流源和开关的输出阻抗 边缘效应 电源线和地线的电压下降现象 l_j_)一zh 产，it)，i，自 第三章分段式电流舵d a 转换器的总体结构设计 热梯度 。与c m o s 有关的误差，包括掺杂过程里杂质的分布梯度，s i 0 2 层的 厚度梯度 随机误差 电流源的随机误差是有匹配性能决定的，匹配性能同样也决定了电流源管 ( m 1 ) 的尺寸大小。对m 1 的最小的沟道买年纪的估计，严格的说应该通过m o n t e c a r l o ( 蒙特卡洛) 方法来模拟，得到电流源匹配精度和所需最小面积的函数。 如：对于匹配精度要求在9 9 7 以上的d a c ，则要求相互电流源之