（电路与系统专业论文）新型低功耗无片外电容ldo.pdf

浙江大学硕士学位论文 摘要 低压差( l o wd r o p o u t ，l d o ) 线性稳压器具有结构简单、低噪声、低功耗 以及较小封装和较少的外围应用器件等突出优点，在便携式电子产品中得到广 泛的应用。为了稳定输出电压值，传统的l d o 通常需要巨大的负载电容，而负 载电容无法集成在芯片内部，随着系统集成度的提高，减少片外元件的需求激 发了人们研究无片外电容l d o 的热情。因此，无片外电容的l d o 开始成为 l d o 研究的最新热点。然而，由于无片外电容l d o 的实现在稳定性和瞬态响 应方面有着更高的要求，系统各种性能参数的折中更加具有挑战性。最突出的 就是高速反应能力和功耗之间的折中。 本文设计的l d o 输出电压为3 3v ，最大输出电流为1 0 0m a ，工作电压 可在3 5v 到5 5v 之间。系统采用误差放大器，微分器和大米勒电容组成并行 控制环路，通过比例调节和微分调节结合的方式分别控制输出的稳态和瞬态误 差。其中微分器电路在瞬间提供大的转换电流，克服了无片外电容的l d o 在 负载和电源电压变化时输出电压跳变过大的问题：同时这种结构对误差放大器 的带宽和转换速率要求相对较低，系统的功耗大大降低。芯片采用c s m c 公司 0 5 岬工艺模型设计并流片。测试结果表明，在5v 工作电压下，当负载电流 从1 0 0m a 在1 “s 内下降到1m a 时，输出电压变化小于6 0 0m v ；同时整个电 路的静态电流小于4 5 心。 测试结果验证了电路设计的正确性。 本文在第一章和第二章分别介绍了当今电源管理芯片市场的现状和l d o 的一般结构；第三章讨论l d o 中各个模块的设计；在前面三章的基础上，第 四章进一步讨论了无片外电容l d o 的各种结构的对比和设计的思路；第五章 提出了本文提出的无片外电容l d o 结构及其仿真测试结果；第六章给出了结 论和展望。 关键词：低压差线性稳压器；无片外电容；微分调节；米勒效应 浙江大学硕士学位论文 a bs t r a c t l o wd r o p o u tl i n e a rr e g u l a t o rw a sw i d eu s e di np o r t a b l ee l e c t r o n i cp r o d u c t sf o r i t ss i m p l es t m c t u r e ，l o wn o i s e ，s m a l le n c a p s u l a t i o na n df e wo f f - c h i pd e v i c e i n o r d e rt o g e ta l ls t a b l eo u t p u tv o l t a g e ，ah u g eo u t p u tc a p a c i t o rw h i c hc a nn o t i n t e g r a t e di nc h i pi sn e e d e d a st h ei n c r e a s i n go ft h ed e n s i t yo fs y s t e mi n t e g r a t i o n , t h ed e m a n do fd e c r e a s et h en u m b e ro ft h eo f f - c h i pd e v i c ed r i v e sp e o p l et or e s e a r c h t h en oo f f - c h i pc a p a c i t o rl d oa n dt h i sb e c o m e st h en e wh o tp o i n ti nt h er e s e a e ho f l d o h o w e v e r , t h e r ea r em u c hm o r ed i 伍c u l t i e si nt h ed e s i g no fn oo f f - c h i pl d 0 b e c a u s et h e r ea r em u c hh i g h e rr e q u e s t sb o t hi ns y s t e ms t a b i l i t ya n dt r a n s i e n t r e s p o n s ei nt h ec a s eo fn o - o f fc h i pc a p a c i t o rd e s i g n t h em o s tt o u g hi s s u em u s tb e t h et r a d e o f fb e t w e e nt h ef a s tr e s p o n s ea n dl o wp o w e rc o n s u m p t i o n i nt h i sp a p e r , an oo f f - c h i pc a p a c i t o rl d oo p e r a t e db e t w e e n3 5vt o5 5v i n p u tv o l t a g ea n dw i n l3 3vo u t p u tv o l t a g e ，10 0m ao u t p u tc u r r e n tw a sd e s i g n e d b yu s i n gp a r a l l e ls t r u c t l l r ec o n s t i t u t e db yd i f f e r e n t i a t o r , m i l l e rc a p a c i t o ra n de r r o r a m p l i f i e r b yu s i n gt h ec o m p o s i t eo fp r o p o r t i o n a lr e g u l a t i o n a n dd i f f e r e n t i a l r e g u l a t i o n ，t h ec i r c u i tc a nc o n t r o lt h es t a b l ee r r o ra n d t r a n s i e n te r r o ri n d e p e n d e n t l y d i f f e r e n t i a t o rs u p p l i e sal a r g ec u r r e n tf o rs t a t ec o n v e r s i o ni nam o m e n t t h e r e f o r e ， w h e nt h e r ea r ev a r i e t i e so fl o a dc u r r e n to rs u p p l yv o l t a g e ，t r a n s i e n to u t p u tv o l t a g e v a r i e t i e sa r en o tp r o b l e m su n d e rt h ec o n d i t i o no fn oo f f - c h i pc a p a c i t o r o nt h eo t h e r h a n d ，t h i ss t r u c t u r er e l e a s e st h er e q u i r e m e n tt ot h eb a n d w i d t ha n ds l e wr a t eo f e r r o r a m p l i f i e rw h i c hi sl a r g e l yd e c r e a s e dt h ep o w e rc o n s u m p t i o n t h i sc h i pw a sd e s i g n e d a n dm a n u f a c t u r e db yu s i n gc s m c s0 5 心 nm i x e d s i g n a lt e c h n o l o g y t h e m e a s u r i n gr e s u l t sr e v e a l e dt h a tu n d e rt h ec o n d i t i o no ft h es u p p l yv o l t a g eo f5v a s l o a dc u r r e n td e c r e a s ef r o m1 0 0m at ol m ai n1i t s ，t h er i p p l ev o l t a g eo fo u t p u ti s f o u n dt ob el e s st h a n6 0 0m vw h i l et h et o t a lq u i e s c e n tc u r r e n ti sl e s st h a n4 5p a t h ed e s i g n e dc i r c u i tw a sv a l i d a t e db yt h er e s u l t so ft h ec h i pt e s t i nf i r s ta n ds e c o n dc h a p t e r , t h ec o n d i t i o no fp o w e rm a n a g e m e n ti cm a r k e ta n d g e n e r a ll d o s t r u c t u r ew a sd i s c u s s e d c h a p t e r3i n t r o d u c e st h et h e o r ya n dd e s i g no f t h em a i nb l o c ki nl d o ，b a s e do nt h i sc h a p t e r4d i s c u s s e st h ed e s i g na n dc o m p a r eo f s o m en oo f f - c h i pc a p a c i t o rl d os t m c t l 】r e s t h ed e s i g no fp r o p o s e dl d oa n di t s s i m u l a t i o na n dt e s tr e s u l t sw a sg i v e ni nc h a p t e r5 ，a n dc h a p t e r6s h o w st h e c o n c l u s i o na n de x p e c t a t i o no ft h i sp a p e r k e y w o r d s ：l o wd r o p o u tv o l t a g er e g u l a t o r ；n oo f f - c h i pc a p a c i t o r ；d i f f e r e n t i a l r e g u l a t i o n ；m i l l e re f r e c t l l 浙江大学硕士学位论文 第1 章绪论 1 1 电源管理i c 发展综述 电源管理i c 自出现以来，受到多方面的推动力，一是形形色色的移动通讯 设备、便携式娱乐设备、白色家电、车载设备等电子设备的发展日新月异，它们 越来越强调多功能、小体积以及绿色环保等特性，这将推动电源管理技术蓬勃发 展特别是为满足以3 g 智能手机、便携多媒体播放器、g p s 导航设备、m p 3 播 放器为代表的便携式消费电子产品，对长电池使用时间、大屏幕彩色l c d 屏、 高功能集成度和小外形因子等方面的需求，l e d 驱动i c 、电池充电管理i c 、 l d o 、d c d c 转换器、电源管理单元( p m o ) 等电源产品不断推陈出新。二是受 益于集成电路本身集成度不断提高，工艺越来越成熟，设计工具越来越完善和 成本不断下降，使得电源i c 功能r 趋完备，应用日益广泛。三是新的器件和 新的能源模块不断出现，对电源管理芯片设计提出了新的要求，也产生了新的 机遇。电源半导体产品市场近几年呈现快速增长趋势，甚至超过了数字处理器 和存储器等半导体的增长速度。大部分增长来源于高容量电池供电的电子产品， 如手机和数字音乐播放器。由于所有电子产品都需要有电源供电，所以电源管 理市场也跟随各种应用而格外多样。电源管理产品可划分为多种类型，包括分 立晶体管以及提供a c d c 和d c d c 转换等功能的集成电路。集成的电源解决 方案是市场主要驱动力所在，稳压器等电源转换类产品在2 0 0 6 年占据整个电源 管理市场的3 2 ，销售额达到1 8 7 亿美元。 d a t a b e a n s 预测在未来五年，总体电源管理市场将达到3 2 4 亿美元，占 到整个半导体市场的7 。稳压器市场预计从2 0 0 6 年的6 0 亿美元增长到2 0 1 2 年的1 3 2 亿美元，年复合增长率为1 6 ，这已经明显高于大多数半导体产品的 销售额预计。在未来五年，电源集成电路的销售额预计以1 1 的年平均增长率 发展，而分立电源产品销售额增长率预计为8 。 在电源i c 产品中，开关和线性稳压器一直占据主要市场份额。开关稳 压器性能更好，价格则稍微比线性稳压器高一些，这两类产品都广泛应用于所 有细分市场的各种应用。d c d c 转换器占据整个电源i c 市场的3 6 ，随后是 提供通用功能和l d o 的线性稳压器，市场份额达到3 3 。为消费者手机和音 乐播放器提供照明用途的背光驱动器占到总销售额的1 3 ，而电能量测等电池 专用产品的销售额则占总体销售额的8 。 作为发展最为迅速的领域，转换器包括开关稳压器、热插拔控制器、背 光驱动器、l d o 稳压器以及线性稳压器等多类产品。d a t a b e a r l s 预测，随着宽 带和通信设备新应用的展开，热插拔控制器市场的年平均增长最快，紧随其后 是d c d c 转换器，其在笔记本电脑和手机市场具有很高的市场容量。用于小 型显示器和其他应用的背光驱动器同样能够带动整个市场增长。 热插拔控制器的全球销售额在2 0 0 6 年估计为2 7 亿美元，我们预测到 浙江大学硕士学位论文 2 0 1 2 年将达到7 亿美元。热插拔技术主要应用集中在4 8 v 通信电源，而低电压 设备也表现出增长势头，尤其对于2 5 5 v 电压范围。拥有较大市场份额的 d c d c 转换器预计2 0 1 2 年销售额将接近8 0 亿美元。 电池管理产品方面，现有应用将不断推动专用电池供电设备所需的各种附 加功能，因此电量测量、保护器件等产品需求将会看涨。预计这类电源i c 器件 的价格下降还将推动全球销售额的增长，其单位出货量增长也更为迅速。 从应用需求来看，对电源器件的需求来自于各个细分领域。目前通信领域 的应用是该市场最大的驱动力，稳压器的平均销售价格稳定，单位出货量将随 着手机、数字音频等手持电子设备的需求增大而持续攀升。通信应用占到电源 器件市场的三成左右，消费类和计算机应用分别占到该市场的2 3 和2 4 ，汽 车电子应用大约占到总体功率器件市场的1 0 ，而工业应用达到1 3 。 用于通信领域的电源器件市场年平均增长率预计为1 9 ，随后是消费类市 场，预计能够实现1 5 的增长。计算机电源i c 预计年复合增长率为1 4 ，主 要来自于笔记本电脑以及相应需要供电的外设应用。汽车电子应用领域的增长 也很乐观。由于涉及到更多的电子器件以及车载网络安全系统和传动系应用， 汽车电子产品逐渐用到更多电源管理产品。 1 2 常见电源i c 常见电源i c 分类如图1 1 所示，可见电源i c 已经成为一个大家族。 图1 1 常见电源i c 分类 一2 一 浙江大学硕士学位论文 1 2 1d c d e 产品应用现状及展望 绝大部分电子产品不能从交流电源处直接供电。在线产品需要经过a c d c 电路得到直流电源，移动设备需要从电池( 组) 得到电源。但是目前技术水平 下，a c d c 产品或者电池( 组) 往往不能提供高效稳定的电力，需要d c - d c 转换。目前常见的d c d c 产品主要有以下种： 低压差稳压器( l d ol i n e a rr e g u l a t o r s ) 基于电感器储能的d c d cc o n v e r t e r s ( i n d u c t o rb a s e ds w i t c h i n g r e g u l a t o r s ) 包括以下几种 b u c k b o o s t b u c k b o o s t ； 基于电容器储能的c h a r g ep u m p s ( s w i t c h e dc a p a c i t o rr e g u l a t o r s ) ； 1 2 2l d o 线性低压差稳压器 l d o 线性低压差稳压器是最简单的线性稳压器【l 训，由于其本身利用d c 无 开关电压转换，所以它只能把输入电压降为更低的电压。它最大的缺点是在热量 管理方面，因为其转换效率近似等于输出电压除以输入电压的值。例如，如果一个 驱动图像处理器的l d o 输入电源是从单节锂电池标称的3 6 v 在电流为2 0 0 m a 时输出1 8 v 电压，那么转换效率仅为5 0 ，因此在手机中产生了一些发热点，并缩 短了电池工作时间。虽然就较大的输入与输出电压差而言，确实存在这些缺点， 但是当电压差较小时，情况就不同了。例如，如果电压从1 5 v 降至1 2 v 效率就变 成了8 0 。 当采用1 5 v 主电源并需要降压至1 2 v 为d s p 内核供电时，开关稳压器就 没有明显的优势了。实际上，开关稳压器不能用来将1 5 v 电压降至1 2 v 因为无 法完全提升m o s f e t ( 无论是在片内还是在片外) 。标准低压差( l d o ) 稳压器也 无法完成这个任务，因为其压差通常高于3 0 0 m v 。理想的解决方案是采用一个低 压差( l d o ) 稳压器，输入电压范围接近i v , 其压差低于3 0 0 m v , 内部基准接近 0 5 v 。这样的l d o 稳压器可以很容易地将电压从1 5 v 降至1 2 v , 转换效率为 8 0 。因为在这一电压上的功率级通常为1 0 0 m a 左右，那么3 0 m w 的功率损耗 是可以接受的。l d o 的输出纹波可低于l m v p p 。将l d o 作为一个降压型开 关稳压器的后稳压器就可容易地确保低纹波。 1 2 3 开关式d c d c 稳压器 当输入与输出的电压差较高时，开关稳压器避开了所有线性稳压器的效率 问题。它通过使用低电阻开关和磁存储单元实现了高达9 6 的效率，因此极大地 降低了转换过程中的功率损失。 选用开关频率高的d c d c 可以极大地缩, j , p f 部电感器和电容器的尺寸和 一3 一 浙江大学硕士学位论文 容量，如超过2 m h z 的高开关频率。 开关式d c d c 升降压稳压器按其功能分成b u c k 开关式d c d c 降压稳压 器、b o o s t 开关式d c d c 升压稳压器和根据锂电池的电压从4 2 v 降低到2 5 v 能自动切换降升压功能的b u c k b o o s t 开关式d c d c 升降压稳压器。 1 2 4 电荷泵( c h a r g ep u m p ) 电容式电荷泵通过开关阵列和振荡器、逻辑电路、比较控制器实现电压提 升，采用电容器来贮存能量。电荷泵是无须电感的，但需要外部电容器。工作于较 高的频率，因此可使用小型陶瓷电容( 1 “f ) ，使空间占用最小，使用成本低。电荷泵 仅用外部电容即可提供士2 倍的输出电压。其损耗主要来自电容器的e s r ( 等效 串联电阻) 和内部开关晶体管的r d s ( o n ) 。电荷泵转换器不使用电感，因此其 辐射e m i 可以忽略。输入端噪声可用一只小型电容滤除。它输出电压是工厂生 产时精密予置的，调整能力是通过后端片上线性调整器实现的，因此电荷泵在设 计时可按需要增加电荷泵的开关级数，以便为后端调整器提供足够的活动空间。 电荷泵十分适用于便携式应用产品的设计。从电容式电荷泵内部结构来看，它实 际上是一个片上系统。 1 2 5 线性稳压器与开关稳压器的比较 表1 1 线性稳压器与开关型稳压器性能比较 线性稳压器开关性稳压器 功能只能降压、输入电压必须 升压、降压、反相 高于输出电压 效率低一中等，实际电池寿命取高，除非在很轻的负载下 决于负载电流和整个工作周期( 1 aa m p s ) ，此时开关电源的静 内的电池电压，如果v i n - v o u t态电流相对较大 相差很小时，效率较高 消耗热 如果平均负载电流输入一低、功率低于1 0 w 时元器件 量输出压差较大时消耗热量较高 不发热 复杂度低，通常仅需要调整管和中等一高，除i c 外通常还需 小的旁路电容要电感、二极管、滤波电容，大 功率电路中需外接场效应管 尺寸 小一中等，需要散热时体积低功耗应用中尺寸大于线 较大性稳压器，大功率应用中不需散 热器，尺寸比线性稳压器小 总体成 低中等一高，主要取决于外部 本 元件 波纹噪低，没有纹波、低噪声，中等一高，波纹与开关频率 ：| j 电源噪声抑制有关 户 一4 一 浙江大学硕士学位论文 线性稳压器与开关稳压器的比较可从表1 1 清楚看到。可见l d o 的优点是 输出纹波和噪声小，缺点是效率与输入输出电压差成正比，开关稳压器效率高， 输出电流能力强，缺点是输出电压纹波较大。因而在有些应用中，会在开关稳 压器后面叠加一个高p s r r 的l d o ，利用开关稳压器把电压降到输出电压附近， 再用l d o 进行稳压，达到效率和噪声都令人满意的效果。 1 2 6l d o 的常见应用 l d o 的常见应用如图1 2 所示，共有四种： 一种是交流电源下的应用，作为a c d c 的后级调整，这种应用需要l d o 有较好的p s r r 和线性调整性能。 第二种是电池供电时的单级应用。这种应用是最常见的，当电池刚刚充满 电时，输入输出电压差比较大，l d o 的效率比较低。当电池的电压开始降低时， 效率逐渐提高，但是当电池电压低到比输出电压高一个d r o p o u t 电压以内时， l d o 不能维持输出电压不变，需要更换电池或充电。 第三种是电池供电时的多级并联应用。在电源管理单元内，由于需要提供 很大的电流给负载，集成的l d o 数目可以有几十个，如何为每个l d o 分配负 载成为一个重要的问题，这往往由一个单独的电路模块调度。 第四种是开关电源串联l d o 的形式，这种应用可以从交流电源得到能量 并输出高质量的直流电压，因而被广泛使用在大型精密仪器上， 3 与歼美l i 妻巍串联的蹴用 | 多赂输 i 的虑用 图1 2l d o 的典型应用 一5 一 浙江大学硕士学位论文 1 2 7l d o 的性能分类 从上面介绍的应用来看，虽然l d o 作为最先发展的电源管理i c 有着比较 成熟的设计和应用方案，但是系统集成度的不断提高，对l d o 的性能有了更 高的更苛刻的要求。但是一个实用的l d o 不可能满足所有的应用。所以针对 不同应用，l d o 大致可以依据以下几个性能进行分类： 高p s r r ：l d o 越来越多的与开关稳压器集成在同一个芯片中，或者作为 开关稳压器的后续调整级使用，不可避免的受到数字噪声的干扰，高的p s r r 越来越具有重要的意义。 低噪声：低噪声是l d o 相对于开关稳压器和电荷泵电路的最重要优点， 也是l d o 赖以存在的关键特性之一，在高性能模拟电路的电源管理方案中， 低噪声的l d o 起着不可替代的作用。 低功耗：低的功耗对电源管理芯片的非常重要，除了常规芯片面临的同样 的散热的问题和绿色环保之外。更重要的是，电源管理芯片的功耗决定了电池 电源的效率，从而决定了它们的使用寿命。 大的输出电流能力：以手机为例，越来越多的功能集成到系统中，系统的 供电电流越来越大，l d o 的输出电流越大，系统同时需要的l d o 数目就越少， 从而芯片面积就越小夕h 围接口也就越简单。 低输入电压：在一些系统中，比如由输出电压是o 9 1 2 v 的燃料电池和镍 电池供电的系统中，希望l d o 可以在低输入电压( o 9 1 2 v ) 下工作，这对低 压设计提出了一定的要求，同时低压工作要求超低的d r o p o u t 电压以保证效率。 无片外电容l d o ：无片外电容结构既有利于减小面积也有利于简化外围电 路。这对于系统集成有着非常重要的意义。如图1 2 所示的l d o 各种应用电路 中，l d o 都需要一个比较大的片外电容来稳压，这个电容的值一般在微法级， 这是一个相当大的器件，不能集成到系统内部，所以一般的l d o 的p c b 布局 中片外输出电容使系统的面积明显加大，而且外围器件数目难以降低。和前面 分析的几种传统要求不同，无片外电容的l d o 是近年来新出现的课题，这是 因为没有片外电容的l d o 需要解决快速响应和系统稳定两方面的问题。 一6 一 浙江大学硕士学位论文 第2 章l d o 的介绍和系统参数定义 l d o 结构如图1 所示。其输入电压k n 接外部的直流电源，电流经过功率 管( p o w e rm o s ) 给负载毗供电。功率管相当于一个受控电流源，可以通过负 反馈环路来调节。b g 代表带隙基准产生与输入电压和温度都无关的精确的参 考电压。电阻尺l 和r 2 组成分压网络，取样输出电压值，并把这个值与f 比较 产生一个误差电压，误差放大器放大这个电压并调整为合适的极性作为控制信 号加到功率管的栅端形成负反馈。系统在稳定状态下功率管提供的电流等于负 载需要的电流，保证输出电压稳定且为设计值【3 j 。 图2 1 传统的ldo 结构 系统的特性分为四大类，直流特性( 稳态特性) ，瞬态特性( 调整特性) ， 交流特性( a c 特性) 和温度特性。 2 1直流特性 直流特性包括输出电压，输出电压精度，最大负载电流，静态功耗( 电流) ， 漏失电压和效率等参数。 2 1 1 输出电压( v o u t ) 和输出电压精度 输出电压指l d o 设定的电压输出值，根据反馈计算 v o u t = 啪+ 争 ( 2 1 ) 一7 一 浙江大学硕士学位论文 如果误差放大器的增益被理想的视为无穷，则有圪，= 珞 v o u t 以h 套 由于误差放大器增益的有限性， 压圪，从而有 = 一圪 ( 2 2 ) 误差放大器的输入需要一个非零的误差电 ( 2 3 ) 当负载电流最大时 圪，一= 一缶 ( 2 4 ) 其中反馈系数= 瓦争i ，彳v 是l d 。的开环增益 所以l d o 的输出电压的偏差。一= 气萨 2 5 ) 由式( 2 - 4 ) 得 ，一= 4 - 硒, i l o a d 吼, m a x r o u t 了 2 6 ) 最大负载电流和反馈系数确定后，输出电压的精度主要由l d o 的增益决 定，所以为保证输出电压的精度，l d o 的开环增益通常要大于6 0d b 2 1 2 最大负载电流 根据饱和区m o s 的电流公式【5 】 i = i 1 以巳w t 、y 岱, 一) 2 ( 2 7 ) l d o 可以提供的最大负载电流主要由开关管的尺寸和驱动电压决定，后面 将会分析开关管尺寸和驱动电压受到其他性能的约束，需要很仔细的设计。 静态电流由偏置电流和调整管的栅极驱动电流组成。如果不考虑瞬态过程， 对m o s 调整管而言，栅极由电压驱动，几乎不产生功耗。在稳压器承载小负 载或空载时，漏失电压极低，静态电流等于稳压器工作时的总偏置电流。设计 时注意使p m o s 调整管的导通电阻和漏电流尽可能做小，各模块电路在小电流 状态下能正常工作。 2 1 3 功耗和效率 低压差线性稳压器的功耗为输入能量与输出能量之差，即 一8 一 浙江大学硕士学位论文 p w = k 厶一v o i o = ( k v o ) i o + k ( 2 8 ) 上式中，前一项是调整管产生的功耗，后一项是静态电流功耗。 稳压器效率如前所述可表示为： 刁：盥一1 0 0 ( 2 9 ) ( i o + 厶) k 功耗与效率的表达式充分说明对于低压差线性稳压器，低漏失电压、低静 态电流意味着低功耗、高效率。 2 1 4 漏失电压( m p o u t ) 漏失电压定义为维持稳压器正常工作的最小输入输出电压差，它是反映调 整管调整能力的一个重要因素。对采用p m o s 管作调整管的电路，漏失电压由 导通电阻( r 。) 和负载电流( i o ) 确定，即： u 删= i o k ( 2 1 0 ) 漏失电压限制了最低输入电压，也就决定了l d o 最高的效率： = ( 一警卜 亿 2 2 瞬态特性 瞬态响应包括负载调整率和线性调整率。 2 2 1 负载调整能力 负载调整能力指当输出电流变化时，输出电压维持一定值的能力，定义为 蹦厶，它表征了负载变化而稳压器维持输出在标称值上的能力，该值越小 越好。线性调整能力指当输入电压变化时，输出电压维持一定值的能力，定义 为蹦a k ，它表征了输入电压变化而稳压器维持输出在标称值上的能力，该 值也是越小越好。对图2 - 1 的电路结构其负载调整能力和线性调整能力分别为： _ a v o ：士f 掣粤1 ( 2 1 2 ) 虬g m 4l 恐 、 筹= 志i ( 警 亿埘 k l ( 凡+ 引g m 钆_ jl 恐j ”7 其中为调整管的跨导；如为误差放大器的开环差模增益；凡为调整管 源漏间的等效电阻；r i 为负载电阻；r i 、心为取样电阻。由上式可见，减小 一9 一 浙江大学硕士学位论文 蹦厶、蹦k 的关键是尽可能增大晶和如，也即增大系统的环路增益。 图2 2 所示是典型的负载调整曲线【2 9 1 ，其中虚线所示是负载电流的变化， 实线所示为响应的输出电压变化曲线。通常，大的负载电流称为l d o 工作在 重载情况下，小的负载电流则称为轻载。可见在初始时刻系统处在轻载状态， 然后在某个时刻，负载电流加大，输出节点电流供给小于需求，输出电压下降， 并通过过反馈系统经过垃，调整功率管使得供电和负载平衡。这时，输出电压的 偏离达到最大值圪一一，由于系统采用的是电平检测，反馈系统将继续调整功 率管，输出节点电流供给大于需求，输出电压回升，再经过厶系统输出达到稳 定。 砷糯嘲 图2 2 典型的负载调整曲线 由于系统存在延时，输出电压不可避免的出现振铃现象，振铃的次数和持 续的时间取决于系统的稳定程度。重载转轻载的过程。 t 。是系统的响应时间，包括了大信号和小信号两方面，一一是在系统 的响应时间内输出节点的电流不足的一种积累，其计算公式为【6 】 。x = 击r l ( l o a d - - i v 掷( t ) ) 班( 2 1 4 ) 其中k ( f ) 是功率管供给负载的电流， 对于手工计算，可以认为负载管的电流维持不变，从而有 一1 0 一 浙江大学硕士学位论文 v _ u = a 吒a t l - ( 2 1 5 ) 电流的变化往往由负载给定，所以在电路设计中圪一一由系统响应时间和 负载电容决定。由于一般的数字模块希望供电电压瞬间的最大波动不大于1 0 ， 所以系统往往需要大的负载电容和很快的响应速度，才能满足应用要求。 k 是轻载转重载时输出电压的稳态误差，根据式( 2 6 ) ，有 k ：型量芷t( 2 1 6 ) 2 f l ( 1 + f l a 、，) 对于高精度的模拟电路，输出电压的稳态误差也必须非常的小，因此要求系 统具有很高的增益。 由上面的分析可见，系统的和精度和速度是矛盾的两个方面。系统速度包 括两个方面即小信号速度和大信号速度。增大系统的小信号速度，就是要提高 系统的带宽。在保证增益的情况下，尽量减少极点数目。选择带宽比较高的补 偿方案；大信号方面，在大电容的节点处增大充电电流。为此，常常采用加缓 冲级的方法。 2 3 交流特性 交流特性包括系统的稳定性，电源抑制比两个参数。 2 3 1 稳定性分析和频率补偿 系统的稳定性是指系统受到外界干扰后回到原来稳定状态的特性。设计电 路以校正系统的频率响应以达到系统稳定的措施称为频率补偿。通常情况下， 出于增强稳定性和控制输出电压瞬态跳变的考虑，需要很大的片外电容，不可 避免的存在寄生参数，对系统影响比较大的是e s r ，这个e s r 和负载电容本身 产生了一个零点，可以用来作为频率补偿。而且由于e s r 的存在，高频时c o 表现为一个固定的电阻，所以需要一个低e s r 的旁路电容来滤除高频杂波。 l d o 常见的补偿方案分为外补偿和内补偿两种。 所谓外补偿就是利用芯片外接的原件进行频率补偿的方案，而内补偿则是 利用芯片内部的电路进行补偿的方案 2 3 1 1 负载电容e s r 补偿 片外补偿中最常见的是利用负载电容及其串联寄生电阻( e s r ，e q u v a l e n t s e r i e sr e s i s t a n c e ) 产生的零点作为主要措施的频率补偿方案。以图2 3 【2 9 1 所示 的系统为例， 浙江大学硕士学位论文 。纭 图2 3 传统的片外补偿方案 图2 3 表明了决定l d o 系统的稳定性的内在因素，即误差放大器，功率管， 反馈电阻，负载电流( 及其等效的负载电阻) ，输出电容及其串联电阻，旁路 电容。误差放大器可以被看作一个带有无穷输入阻抗和一定输出阻抗的差动输 入的跨导级( 压控电流源) ；而功率管可以被看作带有很大输入电容( 来自功 率管的栅极) 的及一定输出阻抗的跨导级( 压控电流源) 。系统需要接成负反 馈，此处示例为p 型功率管，当接n 型功率管时，需要将误差放大器的极性反 转。尺l 和r 2 的比值取决于设定的输出电压和参考电压的值。一般情况 下f 的值是固定的，在需要改变输出电压的时候，往往选择改变尺2 ，有于犬2 只能是正值，所以，应选择不大于输出电压最小值f 。可见当负载关断时， 流过功率管的静态电流全部流过r 。，所以尺l 的绝对值应该仔细的考虑。当选 择比较大的尺时，可以减小系统的静态电流，提高效率，但是需要较大的面积： 或者为了减小面积而选择较小的电阻值而牺牲功耗。最终的选择，应该取决于 设计指标。 为了分析系统的稳定性，我们把图2 3 所示的电路从a 点断开。可以求出 系统的开环传递函数为 1 + 瓯c 0r + r 其中，g 嫩是误差放大器的跨导，是功率管的跨导，c 0 是功率管的栅 端寄生电容，z o m 是系统的输出电阻，是输出节点的等效阻抗 z o m = r o _ p 蟠i ie l 唰i 却半 ( 2 1 8 ) 因为低功耗的考虑蜀+ r ：远远大于r l 和尺呷弱。所以z o 。t 等效为 一1 2 一 浙江大学硕士学位论文 z 伽t = 矸丽i 面r x 瓦( i + 而s r 髂石, c 瓦o ) 丽 ( 2 1 9 ) 其中，r x = 心岬l i 墨。 可见系统是一个有三个极点和一个零点的系统，必须仔细的设计以保证系统 的稳定性。 因为足 氏所以系统的零极点为： z = 二 2 万k c o 考虑到一般情况下g c b ， 和图2 5 所示【2 9 1 ， 墨4 0 藏 c 焉约 ( 2 2 0 ) ( 2 2 1 ) ( 2 2 0 ) ( 2 2 1 ) 所以零极点的典型排列有两种方式，如图2 4 图2 4 片外补偿方案典型的零极点排布一 一1 3 一 壶赤壶 = = = 丑 b 叁； 浙江大学硕士学位论文 _ ， 量 曩 o o f r e n q e n c y ( h z ) 图2 5 片外补偿方案典型的零极点排布二 片外补偿的思想是在单位增益带宽内插入一个零点以获得足够的相位裕度。 两种排布的不同在于所以，排布一是把零点放在主极点和次极点之间而排布二是 把零点放在次极点和单位增益频率之间。这样，单位增益带宽内至少有一个两个 极点和一个零点，当p 3 在单位增益带宽之内时系统相位裕度大于4 5 0 ；反之，系 统的相位裕度小于4 5 0 。 2 3 1 2 改进的片外补偿( 混合方案) 以上这种传统的片外补偿方案存在很大的问题。由于系统的稳定性非常依赖 p 2 和z l 从而依赖负载电容的寄生参数e s r 。因而要求电容的e s r 的值在一定的范 围之内。而在电容生产中，尤其是在温度比较低的情况下，e s r 的值不能很好的 控制，这要求系统设计要非常仔细的确定零极点的位置并且留出足够的裕度，这 增加了设计的难度。 为了克服这个问题，有人提出了一种可以适应e s r 大范围变化的负载电容的 补偿方案【7 】：零极点对组( p o l e z e r op a i r s ) 补偿。采用这种方案的l d o 简化结构 如图2 6 所示， 一1 4 浙江大学硕士学位论文 ! f 图2 6 一种零极点对组补偿方案的简化结构 系统的输入级和增益级用一个带二极管负载的差动运算放大器表示，缓冲级： 是带电流源负载的源极跟随器。而功率管被接成多个小单元并联的形式，详细结 构如图2 7 所示【7 j 图2 7 零极点对组补偿的功率管设计 可见尬和c c 形成前馈并产生一个零点从而在误差放大器内部也产生一个零 极点。同时借助于各个功率单元的寄生电容和所加的电阻，在e a 的输出端形成 了一个r c 网络，从而形成了几对零极点对，从而使得系统形成一个有限级的分 布式放大器 零级点对组补偿的理论基础如图2 8 所示【刀。 一15 浙江大学硕士学位论文 图2 8 零极点对组补偿的相位曲线 零极点对组补偿的思想是，通过电路设计，在单位增益带宽内得到一组零极 点对，并把它们合理的排布，以得到最优化的a c 特性，获得足够的相位裕度。 如图2 8 所示，各个零点z i 被设计为l o 倍于相应的极点p i ，结果，由于每一零极点 对都相互抵消，所以四对零极点对的相移只有4 5 度左右。平均的增益下降只有 1 0 d b 十倍频程，所以可以用一条直线来代表增益曲线。这样的系统被证明在以 下几种负载电容情况下都是稳定的。 当没有负载电容时，系统显然是稳定的，其开环a c 特性如图2 9 中曲线1 所 示。因为系统相移只有4 5 度的相移，相位裕度高达1 3 5 度。 当系统外接一个低e s r 的负载电容时，系统将增加一个低频的输出极点p l ， 如图2 9 中曲线2 所示。这个极点最多产生9 0 度的相移，因此系统拥有至少4 5 度的 相位裕度，仍然可以稳定。 当系统外接一个负载电容，且该电容的e s r 产生一个低频零点z e s r 时，如图 2 9 中曲线所示【7 1 ，零点会减缓增益曲线的下降速度，但是只要这个零点频率比输 出极点频率高( 也就意味着r e s r 小于r l ) ，那么，相位裕度会比没有这个零点时 更高一些。 一1 6 一 篮胃v盘一礴套-铀甜嚣_z 浙江大学硕士学位论文 j 豳 勺 ， 篁 儡 o o 图2 8 不同负载电容情况下零极点对组补偿的增益曲线 综上所述，零极点对组补偿能够满足无负载电容，及负载电容e s r 小于负载 电阻的系统的稳定性要求。这种方案实际上是一种片内补偿和片外补偿相结合的 方案。 内补偿方案的种类很多，其中米勒电容补偿和零极点抵消补偿是最常见的两 种。 2 3 1 3 米勒电容补偿 为了不在片内使用大面积的电容，往往需要某种形式的米勒补偿0 1 。凡是 把电容跨接在反相增益级两端都可以归入米勒补偿这一大类中。 简单米勒补偿 简单的两级放大器米勒补偿的原理如图2 9 所示 g 图2 9 两级放大器及其米勒补偿电路 两级放大器如图2 9 所示，对于c m o s 电路每一级的直流输入阻抗可以近似为 无穷大，所以可以用一个理想的跨导级及输出电阻和输出电容表示。近似的每一 级将产生一个极点， e = 去 r ，乙， 一1 7 一 ( 2 2 2 ) 浙江大学硕士学位论文 昱= 去 ( 2 2 3 ) 因为两级的放大器第一级往往是增益级而第二级是缓冲级所以第一级的输 出电阻比负载电阻大，而负载电容通常远远大于内部的寄生电容，所以这两个极 点往往比较接近。假设只有这两个极点，同时两个极点比较接近，系统的增益将 以4 0 d b 十倍频程的速度下降，而系统的相位裕度在十倍频程除降为为零。这意 味着限定这两级放大器的直流增益不得大于4 0 d b 。为了解决这个问题，我们在 第二级的输入和输出之间增加一个米勒电容，假设c l c o l ，c n 户 c o l ，g m l g m l 则简单米勒补偿的传递函数为 ， g m l g m l r 。l 尺l 【1 一s 竺) 】 堡：7 鱼k ( 2 2 4 ) ”g m l r l ) ( 1 + j 鲁_ ) 可见系统有两个极点和一个右半平面零点，其中主极点为p 1 = 1 i 足o l 凰，非主极点是p 2 = g m 胡气，右半平面的零点为z i = - 9 1 n l c i m 。为 了保证米勒补偿放大器的闭环的稳定性，p 2 和z 1 都应该处于比单位增益频率更 高的频率。这可以用一个大电容g 将p 3 d b 移动到更低的频率来达到。然而， 与此同时g b w = g m l c 减小了，所以应该注意不能过度补偿。 比较补偿前和补偿后可见，米勒补偿后相当于有一个舢倍的电容接在了 第一级放大器的输出端。从电路上理解，就是每当米勒电容的输入端电压变化 v ，通过反相放大器，其另外一端就变化