（材料物理与化学专业论文）24ghz电感电容压控振荡器设计.pdf

目录 图卜ln 分频锁相环结构示意图 图2 - 1单端能量补偿系统分析法 图2 2n m o s 交叉耦合对管构成的负阻振荡器 图2 3四种不同结构的负阻振荡器 图2 4 互补型电感电容振荡器结构 图2 - 5 压控振荡器的定义 图2 - 6 振荡器相位噪声典型曲线一 图2 7 本地振荡器相位相位噪声的影响 图2 - 8 振荡器单端线性等效模型 图2 - 9 振幅和相位脉冲响应函数 图2 1 0 理想电感电容回路的脉冲响应 图2 1 l 振荡器中器件噪声到相位噪声的转换过程 图3 - 1典型的c m o s 工艺剖面图 图3 2 平面螺旋电感的横向尺寸 图3 3 集成电感的工作区域( 低电阻率衬底) 图3 4 紧凑的集总模型 图3 - 5 漩涡电流损耗 图3 - 6 寄生电容损耗 图3 7 衬底损耗一 图4 一lc m o s 工艺p n 结二极管可变电容结构 图4 2m o s 管可变电容结构 图4 - 3 加了s t i 隔离的新结构m o s 管可变电容 图4 - 4 尾电流噪声引起的共模输出点和振幅的调制效应 图5 1 ( a ) 金属宽度大小对q 值的影响 图5 - l ( b ) 金属宽度大小对自激振荡频率上限的影响 图5 2 ( a ) 金属间距大小对q 值的影响一 图5 - 2 ( b ) 金属间距大小对自激振荡频率上限的影响 图5 3 ( a ) 螺旋电感圈数对q 值的影响 图5 3 ( b ) 螺旋电感圈数对自激振荡频率上限的影响 图5 42 n h 叠层螺旋电感 图5 - 5 可变电容的仿真电路一 图5 - 6 可变电容的大信号c v 曲线 一_ 矗j 瑚m m 小m 舶m m朋瑚埘埘仍埘拍埘瑚m埘脚舶弼m m 加 目录 图5 7 图5 8 图5 - 9 图5 1 0 图5 1 1 图5 1 2 图5 1 3 图5 1 4 图5 1 5 图5 一1 6 图5 1 7 图5 1 8 图5 1 9 匿5 - 2 0 图5 2 1 设计中所用可变电容的y l l 参数 大电容滤波原理一 大电容滤波技术 二次谐波谐振滤波技术 差分对管电流 电流受限模式与电压受限模式一 差分对管中的电流噪声源 差分对管中寄生电容对谐振回路的影响 带寄生参数的交叉对管小信号分析 2 4 g h z 电感电容压控振荡器电路结构 2 4 g h z 压控振荡器稳态输出波形 2 4 g h z 压控振荡器的调谐特性 2 4 g h z 压控振荡器相位噪声特性 2 4 g h z 压控振荡器差分电压随电流大小变化曲线 2 4 g h z 压控振荡器共模点的阻抗 m躬斛舭邻舶肿箸；如”盟兕弱弱 目录 表1 1 表5 1 表5 2 表5 - 3 表5 - 4 表5 - 5 无线通信系统标准r 2 n i l 叠层螺旋电感的横向尺寸参数 2 n i l 叠层螺旋电感的电学参数 2 4 g h z 电感电容压控振荡器电路主要器件参数 2 4 g h z 电感电容振荡器主要性能 电感电容压控振荡器性能比较 一3 3 8 3 9 5 0 5 4 5 5 摘要 摘要 近年来，利用射频频段作为信道的无线通信系统取得迅猛发展，而作为无线接 收机中最具挑战性的一环，全集成的c m o s 电感电容谐振压控振荡器在近年来得 到了很多关注。本论文系统论述了c m o s 电感电容压控振荡器的理论和实现方 法，设计了一个2 4 g h z 电感电容压控振荡器。 本文首先介绍单端能量补偿系统分析方法，比较了不同类型负阻振荡器的性能 特点，分析了相位噪声概念及目前主要的相位噪声理论。 在c m o s 工艺中，高品质因数的片上电感实现是电感电容压控振荡器低相噪 设计成败的关键。由此我们分析了c m o s 工艺中片上螺旋电感的结构、实现形 式、建模方法以及影响电感品质因数的物理原因。 针对电感电容压控振荡器中另一无源器件可变电容，我们论述了其在标准 c m o s 工艺下的实现形式及其品质因数与可调范围的折衷本质。 最后我们完整的分析和介绍了一个2 4 g h z 电感电容压控振荡器的设计方法及 流程。根据电感仿真工具a s i t i c 的模拟结果分析了电感的金属宽度、间距、圈数 对电感品质因数q 、自谐振频率f s r 的影响，定制了一个高品质因数的并联叠层结 构片上螺旋电感：基于对电路中各个有源器件的分析，提出了一系列降低振荡器相 位噪声的方法；同时揭示了设计中相位噪声与功耗、相位噪声与可调范围、起振条 件与可调范围之间的折衷关系。仿真结果表明本文所设计的2 4 g h z 电感电容压控 振荡器取得了良好的综合性能。 关键字：片上螺旋电感，可变电容，相位噪声，电感电容压控振荡器 摘要 a b s t r a c t w i r e l e s sc o m m u n i c a t i o ns y s t e m sw h i c hm a k eu s eo fr a d i o f r e q u e n c yc h a n n e lh a v e m a d eg r e a tp r o g r e s si nr e c e n ty e a r s m o r ea n dm o r ea t t e n t i o nh a v eb e e np a i do nf u l l y i n t e g r a t e dc m o s , l c v c o s ，w h i c ha r eo f l eo f t h em o s tc h a l l e n g i n gc o m p o n e n t si nr f t r a n s c e i v e r sa n dr e c e i v e r s i nt h i st h e s i s ，t h et h e o r i e sa n dp r a c t i c eo fl c v c o sa r es t u d i e d ， a n da2 4 g h zl c v c oh a sb e e ns u c c e s s f u l l yd e s i g n e d f i r s t ，t h et h e s i si n t r o d u c e st h em e t h o do f “o n e p o r to s c i l l a t o r ”a n a l y s i s ，c o m p a r e st h e p e r f o r m a n c e sa n dc h a r a c t e r i s t i c so f d i f f e r e n tk i n d so f “n e g a t i v e g m ”o s c i l l a t o r s ，a n d a n a l y z e st h ec o n c e p to f p h a s en o i s ea n dt h em a i np h a s en o i s et h e o r i e sn o w a d a y s s i n c et h ef u l l yi n t e g r a t e di n d u c t o r sw i t hh i g hq u a l i t yf a c t o ra r et h ek e yo f al c v c o d e s i g ni nc m o st e c h n o l o g y ，t h es t r u c t u r e sa n dr e a l i z a t i o n so fo n c h i ps p i r a li n d u c t o ri n c m o s t e c h n o l o g y ，t h em e t h o d so f i n d u c t o rm o d e l i n g ，a n dt h ep h y s i c a lr e a s o n sw h i c h a f f e c t st h eq f a c t o ra r ea n a l y z e d t h e nw ei n t r o d u c et h er e a l i z a t i o ni nc m o s t e c h n o l o g yo f v a r a c t o r ，w h i c hi st h eo t h e r p a s s i v ec o m p o n e n ti nl c v c o t h et r a d e o f fb e t w e e nq f a c t o ra n dt u n i n gr a n g eo f v a r a c t o ri sd e m o n s t r a t e d f i n a l l y ，w ea n a l y z et h ed e s i g nm e t h o d o l o g ya n df l o wo fa2 4 g h zl c v c o c o m p l e t e l y b a s e do nt h ea s i t i cs i m u l a t i o nr e s u l t so f t h ev a r i e t ye f f e c t so fm e t a lw i d t h ，s p a c i n ga n d c i r c l i n gn u m b e ro nq - f a c t o ra n ds e l f - r e s o n a n tf r e q u e n c y ，w eh a v ec u s t o m i z eah i g hq f a c t o ro n c h i pi n d u c t o rw i t hap a r a l l e l f o l d e ds t r u c t u r e s o m ef i l t e r i n gm e t h o d st o d e c r e a s ep h a s en o i s ea r ep r o p o s e da f t e rt h ea n a l y s i so fa c t i v ec o m p o n e n t sn o i s es o u r c e s t h et r a d e o f f sb e t w e e np h a s en o i s ea n dp o w e r ，p h a s en o i s ea n dt u n i n gr a n g e ，o s c i l l a t i o n c o n d i t i o na n dt u n i n gr a n g ea r ea l s od e m o n s t r a t e d t h es i m u l a t i o ns h o w st h a tt h e2 4 g h z l c v c 0 p e r f o r m sg r e a t k e y w o r d s ：o n c h i ps p i r a li n d u c t o r ，v a r a c t o r ，p h a s en o i s e ，l c v c o 2 第一章引言 1 1 研究背景 第一章引言 近年来，利用射频频段作为信道的无线通信系统取得迅猛发展，计算机无线网 络、移动通讯、无绳电话、非接触i c 卡等越来越多的领域开始使用射频技术。无 线通信产品的日益普及使得射频前端芯片设计向小型化、低成本、低功耗等方向发 展。表1 1 总结了目前主要的无线通信系统标准，其通信频段从8 2 4 m h z 直分布 到5 ，8 0 5 g h z 。 同时，随着深亚微米c m o s 工艺的不断进步，单片c m o s 实现无线收发机己 经成为近年来学术界研究的热点问题【l 】 2 】。与传统的分立器件或是特殊工艺 ( g a a s 、s i g e ) 的实现方法相比，c m o s 工艺在成本和与数字基带电路的兼容性 方面具有明显的优势。【3 】 作为无线收发机中最具挑战性的一环，频率综合器的相位噪声是信息传输质量 和可靠性的最重要参数。频率综合器通常由图1 1 所示n 分频锁相环来实现，由于 锁相环内参考时钟由片外低频低噪声的石英晶体振荡器提供，因此频率综合器的噪 s y s t e m f r e q u e n c yb a n d c h a n n e lb a n d w i t h g s ml h ：9 3 5 m h z 9 6 0 m h z2 0 0 l d z t x ：8 9 0 m 珏z 9 1 5 m h z d c s l 8 0 0r x ：1 8 0 5 g h z 1 8 8 0 i k2 0 0 l ( 1 i z t x ：1 7 1 0 g h z 1 7 8 5 h z p c s l 9 0 0r x ：1 9 3 g h z 1 9 9 g h z2 0 0 k i i z t x ：1 7 1 0 g h z 1 7 8 5 l i z d e c t1 8 8 g h z 1 9 0 g h z1 7 2 8 崦i z a m p sr x ：8 2 4 0 4 m h z 一8 4 8 。9 7 m h z3 0 k h z t x ：8 6 9 0 4 m h z 8 9 3 9 7 m l l z i s 5 4 r x ：8 6 9 m h z 8 9 4 m h z3 0 k h z t x ：8 2 4 m h z 8 4 9 m h z c t 2 8 6 4 m h z 8 6 8 m h z1 0 0 k h z h a n d i p h o n e1 8 9 5 g h z 1 9 0 7 g h z3 0 0 k h z i e e e 8 0 2 1 1 f h2 4 g h z 2 5 g h z1 m h z i e e e 8 0 2 1 l a5 1 8 0 g h z 5 8 0 5 g i l z5 m h z h i p e r l a n 5 1 5 g h z 5 3 0 g h z2 3 5 m h z 表1 1 无线通信系统标准 第一章引言 f 图卜1n 分频锁相环结构示恿图 声特性主要由压控振荡器决定。因此低相位噪声、低功耗、高性能的压控振荡器设 计变得十分关键。 c m o s 工艺上实现压控振荡器的方式主要有两种：环形压控振荡器和电感电 容压控振荡器。与电感电容压控振荡器相比，虽然环形振荡器具有较大的调谐范 围，较小的面积开销，且易于集成，但其较高的相位噪声和功耗限制了其在射频领 域的应用。f 4 1 作为锁相环和频率综合器中最关键的部件，全集成的c m o s 电感电容谐振压 控振荡器f l c v c o ) 是近六七年间学术界和工业界研究中得到了很多关注，众多学 者对c m o s 电感电容压控振荡器进行了大量研究。 5 - 9 在压控振荡器中，最重要 的指标是相位噪声、功耗以及调谐范围。其中高品质因数的片上电感是c m o s 电 感电容压控振荡器低相噪设计成败的关键。 在c m o s t 艺中，无源器件的集成面l | 缶着巨大的挑战，其中电感的最主要问题 就是品质因数不够高，一般n h 级的电感在1 - 3 g h z 频率上q 为4 6 。随着c m o s 工艺 不断进步，金属互连线层数的不断增加，深亚微米c m o s i 艺中影响集成电感高频 特性的寄生效应值得进一步研究。 可变电容作为可调单元广泛应用于射频的电感电容压控振荡器中。在c m o s 工艺上实现的可变电容主要有四种结构：p n 结电容，普通m o s 管电容，反型 m o s 管电容和累积型m o s 管电容。具有更高可调范围及品质因数的可变电容实现 方法也是一个研究热点。 在电感电容压控振荡器的两个基本无源器件的片上实现问题得到基本解决后， 接着需要解决的问题则要选择合适的电路结构，优化片上电感、可变电容和m o s 管的尺寸参数，使得压控振荡器在相位噪声、功耗以及调谐范围等性能指标上达到 一个最优结果。 第一章引言 1 2 论文研究的主要贡献 1 ) 研究了影响深亚微米c m o s 工艺片上螺旋电感品质因数的物理本质，并根 据电感仿真工具a s i t i c 的模拟结果分析了电感的金属宽度、间距、圈数对电感品 质因数q 、电感量l 、自谐振频率f s r 的影响，总结提出了深亚微米c m o s 工艺中 g h z 频段n h 级片上螺旋电感基于版图上的优化对策，并且定制了一个高品质因数 的叠层螺旋电感并成功的应用到实际设计中。 2 ) 总结和提出了电感电容压控振荡器中相位噪声、可调范围及功耗方面的折 衷关系，结合降噪技术设计实现了一个适用于2 4 g h z 频段的电感电容压控振荡 器，其综合性能指标达到或超过了同类电路。 3 ) 分析了c m o s 工艺片上可变电容的实现方法，揭示了可变电容可调范围及 品质因数之间的折衷本质。 1 3 论文的组织结构 本论文的具体内容和组织结构如下： 第二章“电感电容压控振荡器理论”介绍了负阻电感电容振荡器的基本原理、 实现形式以及性能指标，分析比较了三种主要的相位噪声模型。 第三章“片上螺旋电感分析”介绍了在c m o s 工艺上实现片上电感的方法， 分析了影响电感q 值的各个因素。 第四章“可变电容分析”介绍了c m o s 工艺实现可变电容的方法及其折衷关 系，比较了可变电容的小信号和大信号分析前提的差别，采用大信号分析方法分析 了可变电容及其对电感电容压控振荡器相位噪声的影响。 第五章“2 4 g h z 电感电容压控振荡器设计”中围绕着个适用于2 4 g h z 频 段的高性能电感电容压控振荡器的实现，着重分析了电感电容压控振荡器中相位噪 声、可调范围、以及功耗的关系，根据t s m c 0 1 8 9 m 工艺定制了一个高品质因数 的螺旋电感，并基于对电路中噪声源的分析采用了合理的电路结构和降噪技术。在 优化和折衷考虑各个参数后完成了电路的设计。 第二章电感电容压控振荡器理论 第二章电感电容压控振荡器理论 作为电子系统的重要单元之一，振荡器的分析方法由于电路结构的差别不尽相 同。通常情况下，任何振荡器都可以看作是一个两端负反馈系统，或者是一个单端 能量补偿系统。在分析传统的单端电感电容振荡器( o n 科尔皮兹振荡器) 时，通常 采用两端负反馈的系统分析方法；而在差分结构的电感电容振荡器中，往往采用单 端能量补偿系统分析方法。 与传统的单端结构相比，差分结构电感电容振荡器无疑更具优势。首先，差分 结构对环境噪声有更强的抗干扰能力，输出信号的摆幅也能达到更大；其次，由于 如今射频系统中往往采用吉尔伯特双平衡混频器( d o u b l y b a l a n c e d g i l b e r t m i x e r ) ， 使用差分结构避免了一个单端转双端转换电路，减少了电路的复杂度。因此，近年 来，使用交叉耦合对管作为负阻的差分振荡器成为了研究的重点。本文的研究也将 集中于这类差分结构的电感电容压控振荡器。 对于片上集成的电感电容压控振荡器而言，相位噪声性能是一个重要的技术指 标，与其相关的相位噪声理论更能对设计低相位噪声压控振荡器起到指导作用。事 实上只有深入了解电感电容振荡器的相位噪声产生机制，才可能设计出低相位噪 声、低功耗的高性能电感电容压控振荡器。 本章将首先介绍单端能量补偿系统分析方法，然后对不同类型的负阻振荡器的 性能进行比较，最后对相位噪声概念及目前主要的相位噪声理论作了分析和比较。 2 1 “负阻”电感电容振荡器 2 1 1 单端能量补偿系统分析方法 考虑一电流脉冲激励的简单电感电容谐振回路，如图2 一l ( a ) 所示，r 。为并联 等效的电感、电容的串联电阻。其输出响应为一周期为l 2 ，r 、l 。c 。的衰减振荡信 rr 号，这是因为在每个振荡周期里，在电容和电感之间互换的一部分能量在电阻中以 热的形式损失了。现假设有一电阻等于一只。与r 。的并联，重复电流脉冲激励。如 图2 1 ( b ) 所示。因为一r 。与胄。的并联阻抗为无穷大，相当于断路，因此振荡回路 会永远不停的振荡下去。虽然在实际电路中并不存在这样一个“负阻”，却可以由 有源器件等效而成。如图2 一i ( c ) ，正是由于电路中有源器件的能量供给，该振荡器 电路得以一直保持振荡。一般将上述分析方法称为单端能量补偿系统分析法。 第二章电感电容压控振荡器理论 丹矸机 擗扣广 一h 图2 1 单端能量补偿系统分析法 ( a ) 振荡回路的衰减脉冲响应( b ) 增加负电阻消除脯 量损失( c ) 使用有源电路提供负阻 2 , 1 2 “负阻”电感电容振荡器电路结构 交叉耦合m o s 对管结构通常作为“负阻”应用于差分结构的电感电容振荡器 中。我们首先分析n m o s 交叉耦台对管结构的电感电容振荡器。 ( a ) ( b ) 图2 2n m o s 交叉耦合对管构成的负阻振荡器 ( a ) 电路结构( b ) 交流等效电路 ， 叫 坩 +_圭= 一 郎 tl圭毒：耳厂空； 上。 上 第二章电感电容压控振荡器理论 如图2 - 2 ( a ) ，n m o s 交叉耦台对管的直流偏置点= ；= 。 为方便估算，假设n m o s 是长沟道器件，且忽略其二级效应，则有： 铲竽嘞叱) 2 其中x 。是n m o s 沟道中电子的表面迁移率；c o x 是单位面积的栅氧电容：是该 器件的阈值电压。 在忽略所有的寄生电容和二级效应的情况下，对该交叉耦合n m o s 对管作低 频的小信号分析，如图2 - 2 ( b ) 。在该结构两端j 3 n - - 个测试电压巧。，利用戴维南定 理( t h e v e n i nt h e o r y ) 等效分析，可以推导出对交叉耦合n m o s 对管的电阻r ： 耻吼v t e s t2 弭矿 i t i s t = 一百2 其中n m o s 管的跨导吒= 蔫l q p o i n t = d n 已( 铷s 训 由上一节单端能量补偿系统分析方法可知，若该并联回路中电阻为r 。，则保证该 回路振荡的条件是使交叉耦合对管与r 的并联总电阻仍为负值，故有： 三 = 5 ) 结构则是圆形电感与正方形电感的折中方案，其中以八边形结构居多。 第三章片上螺旋电感分析 图3 2 平面螺旋电感的横向尺寸 ( a ) 正方形电感( b ) 八角形电感 如图3 - 2 ，其横向尺寸参数有： 圈数，i l ；金属线宽度，wz 金属线间距，s ；边数，v ； 内直径，d ，。；外直径，吒。，；平均直径，以。= o 5 p 。+ d o 。) ； 填充系数，户= ( 叱，一以) + d o 。) ， 其中d o 。= d 。g + 月( w + s ) - - s ，即p = ( h ( w + j ) 一s ) 屯w 。 一些国外的学者通过面电流近似或多项式拟合的方法提出了简单精确的表达式 来计算正方形、六边形、八边形和圆形的平面螺旋总电感值 1 6 】。这些表达式都 可以在平面螺旋电感的设计和优化时作为参考。 片上螺旋电感的感值主要由上述的横向尺寸参数确定，而其寄生电容和电阻是 由横向尺寸参数和纵向尺寸参数共同确定的。一般选用最高金属层来傲电感，一方 面可以降低电感与衬底之间的氧化层电容；并且在深亚微米c m o s 工艺中，最上 层金属总是最厚的，这样有助于减小电感的串联电阻。电感内圈的抽头通过下一层 金属线和过孔连接，电感两端点之间的电容由各圈金属线与下层的金属线之间的交 叠电容引起。 此外，为了降低片上电感的串联电阻，在典型的深亚微米c m o s 工艺中，我 们还可以使用最高的两三层金属构成的平面螺旋电感相并联，构成并联叠层螺旋电 感。但这种结构同时增加了电感与衬底之间的电容，降低了电感的自激振荡频率。 在高频应用时，表面趋肤效应还会降低金属导体的有效厚度。因此，并联叠层电感 的性能提高受到了一定的限制。 第三章片上螺旋电感分析 3 2 平面螺旋电感的建模和仿真 平面螺旋电感的可用频率范围受限于它的“自谐振频率”。因为平面电感与衬 底之间( 一般2 - 5 p , m ) 形成一平板电容，该电容与集成螺旋电感组成了一个并联谐振 回路，此并联谐振回路的谐振频率称为集成电感的“自谐振频率”。只有当工作频 图3 3 集成电感的工作区域( 低电阻率衬底) 率小于此自谐振频率时，并联回路才里感性，集成电感才有效。 平面螺旋电感的感值随频率变化特性可以分为三个区域：工作区域( i ) 、自激振 荡前后区域( i i ) 、自激振荡之后区域( i i i ) 。 1 7 如图3 3 ，工作区域( i ) 是片上电感真 正工作的区域，在该区域电感感值基本保持不变。在区域0 1 ) ，片上电感的感值由 正值变为零( 第一自激振荡点) ，在变为负值。实际上在第一自激振荡频率之上，片 上电感已经表现为电容了。区域( i i i ) 是电感的容性区域，该区域电感的品质因数为 零。集成电感的区域( i i ) 中感值的不稳定和确定第一自激振荡频率较困难使其应用 受到很大的限制。为了更清楚的了解片上电感在区域( i i ) 和( i i i ) 的特性( 串联电感 值、品质因数、第一自激振荡频率等) ，许多学者提出了建模和仿真的方法。 一般来说，c m o s 片上集成螺旋电感一般有三种建模和仿真方法：电磁场仿 真工具、分段等效的电路模型以及紧凑的集总模型。 诸如e m s o n n e t 、a n s o f t - h f s s 这样的电磁场仿真工具通过求解一定边界条件 下的m a x w e l l 方程精确模拟片上螺旋电感，但其操作非常复杂，且仿真速度慢。 在分段等效的电路模型中，采用了对螺旋电感的每段金属连线都用单独的模 型等效的方法，列出电网络中所有的节点方程并求解，得到双端口网络的端口参 数。【1 8 】但当组成螺旋电感的金属线段较多时，分段等效的电路模型会降低整体电 路的仿真速度。 第三章片上螺旋电感分析 而用紧凑的集总模型进行建模和仿真方便快速，在电感电路的设计和优化中具 有优势。在硅基集成螺旋电感的总长度远小于其工作频率所对应的波长时，可以将 整个电感看成一个集总模型，如图3 - 4 “1 9 尽管紧凑的集总模型中各参数都有直 观明确的意义，大多数参数还有简单的表达式，但由于其没有考虑邻近效应和衬底 中的涡流损失，应用上仍受到了不少限制。 图3 4 紧凑的集总模型 与此同时，一些专用于仿真螺旋电感和变压器的仿真器的工具应运而生。其中 a l l m n i k n e j a d 设计的螺旋电感建模工具a s i t i c 受到了广泛使用 2 0 。a s i t i c 通过 一定的等效和近似，将电磁场问题转换为静电场和静磁场的问题，从而大大提高了 仿真速度。而其单层金属的螺旋电感感值由g r e e n h o u s e 公式 2 1 估算，串联电阻 的阻值直接从金属线的长度估算，都有一定准确度的保障。a s i t l c 采用兀型网络建 立紧凑的集总模型，其中参数包含了上述的三种引起能量损耗的效应。单片电感的 感值一般通过将仿真或测试得到的s 参数转换到y 参数计算，然后从y 参数中提 取出以及q 的值。a s i t i c 仿真结果以s 参数形式给出，可以直接调入电路仿真 器h s p i c e 、s p e c t r e 、e l d o 对整个电路作仿真。 3 3 影响平面螺旋电感q 值的因素及其折衷考虑 在衡量谐振回路的特性时，品质因数( q u a l i t y f a c t o r ) 是一个重要指标，它一般 可以定义为回路中储存能量与每周期消耗能量之比【2 2 。c m o s 片上螺旋电感的最 主要问题是品质因数不够高，一般，删级的电感在1 - 3 g h z 频率i - q 值为3 - 7 。平 面螺旋电感中能量损耗的原因主要有以下四方面： 第三章片上螺旋电感分析 3 3 1 平面螺旋电感金属线串联电阻的能量损耗 若螺旋电感模型中电感表现为理想电感和一个电阻的串联： g = 警 则可知若想提高其q 值r 则必须减小其串联电阻ea 由r = p 专= 毒寺可知， 要使电阻减小，则要选择既定工艺中较大，的顶层金属作连线、减少线圈长度以 及增加线圈宽度。然而减少线长会直接导致电感值的降低；而增加线宽会增大金属 与衬底之间寄生电容，从而影响到自激振荡频率上限及振荡器可调范围。 3 3 2 高频下趋肤和邻近效应造成串联电阻的急剧增加 在高频下，电流不会均匀的分布整条金属导线，而是趋向于导线的表面分布 其趋肤深度为 j = 可见频率越高，趋肤深度越小，电流仅在导体的表层传导，串联电阻也就越 大。而若用几层金属线并联构成并联叠层螺旋电感来减小其串联电阻，则会增加额 外的金属与衬底、金属与金属之间的寄生电容。 此夕 ，电感线圈之间的磁场会相互影响其电流方向。图3 5 表示的是圆形电感 导线的一部分，从外至内总共有9 圈。电感线圈中的电流，。会产生磁场曰。，并 在此线圈的中心达到最大值。根据法拉第定律，变化的磁场b 。使内圈导线中产生 感应电场，由此产生了漩涡电流，增大了内圈的电阻。此时内部线圈的金属产生很 大的能量损耗，而对电感感值的贡献却有限。因此，可以将内圈做窄形成锥形螺旋 电感或者直接去除内圈做成中空结构，不过这样将以损失电感的感值或增大面积为 代价。 ! 一 第三章片上螺旋电感分析 1 h 椭j 图3 5 漩涡电流的损耗 3 3 3 金属对硅衬底的寄生电容 如图3 - 6 ，片上螺旋电感线圈与硅衬底表面之间有一层二氧化硅，形成了寄生 电容，对电路产生不利影响：使电路中电流与衬底有相互作用，减小了电感的q 值；增加了寄生电容，降低了电感的自激振荡频率。 3 3 4 衬底引入的损耗 图3 6 寄生电容损耗 如图3 - 7 ，在标准c m o s 深亚微米工艺中，外延技术一般都是重掺衬底，其衬 底电流引入的热电子效应小，但磁场感应出的衬底电流则更易流动，使损耗增加； 第三章片上螺旋电感分析 另外电感线圈电流会在衬底产生水平的与线圈电流相反的涡状电流。这些效应都导 致电感感值和q 值的下降。 图3 7 衬底损耗 这可以通过在硅基集成螺旋电感和衬底之间插入铝或多晶硅构成的地阻隔层解 决。 2 3 插入地阻隔层后，相当于将衬底用小电阻短路来阻止通向衬底的电流，此 时电感的并联等效电阻趋于无穷，提高了电感的q 值。为了阻止地阻隔层中涡流 的产生，将地阻隔层做成放射状图样，可以有效的切断阻隔层感应涡流的通路。 第四章可变电容 第四章可变电容 在电感电容压控振荡器中电感的感值一般保持恒定，可变电容作为压控振荡器 的可调单元广泛用于射频压控振荡器电路中。根据压控振荡器的参数要求，我们希 望可变电容能有大的电容可调范围c 。c 。以实现振荡器大的频率可调范围；以 及高品质因数以满足压控振荡器的低相位噪声要求。 本章分析了可变电容在标准c m o s 工艺下可变电容的实现形式及其特性，确 立了反型m o s 管可变电容和累积型m o s 管可变电容在电感电容压控振荡电路中 的主导地位。虽然振荡器谐振回路的q 值主要由电感的决定，但由于可变电容串 联电阻过大也会显著的降低其q 值，最终影响到振荡器整体的相位噪声性能，所 以在设计时也须综合考虑各方面因素。另外，在比较可变电容的小信号和大信号分 析前提的差别后，我们采用大信号分析方法分析了可变电容及其对电感电容压控振 荡器相位噪声的影响。 4 , 1 标准c m o s 工艺下可变电容的实现形式 在c m o s 工艺上实现的可变电容主要有四种结构：p n 结二极管可变电容，普 通m o s 管可变电容，反型m o s 管可变电容和累积型m o s 管可变电容。 4 1 1p n 结二极管可变电容 在传统的分立器件振荡器中，可变电容往往p n 结二极管可变电容来实现。如 图4 1 ，通过改变p n 结二极管可变电容的反偏电压以控制p n 结之间耗尽层电容 的大小。从而实现可变电容的功能。在当今主流的阱c m o s 工艺中，p 结二极 管可变电容可由月+ 1 , 衬底或是，n 阱p 衬底的连接得以实现，但是一般p 衬底接零 电位，这样就需要一个额外的负电平用来使p n 结反偏。因此更为常见的做法是在 阱上作一层p + 有源区，实现一个p + n 阱之间的p n 结二极管可变电容。p + n 阱 之间的结二极管可变电容的串联电阻也比较小，一般可变电容的q 值可以做到 2 0 以上。但考虑到谐振电压振幅较大时，p n 结有可能会进入正偏状态，使得漏电 流增大，品质圆数降低，故在片上电感电容压控振荡器的设计中，p n 结二极管可 变电容已经逐渐淡出。 第四簟可变电容 ( q 】1 1 f | l 嘞“哆 、毋 _ 一 图4 1c m o s i 艺p n 结二极管可变电容结构 ( a ) p + n 阱结构可变电容( b ) 其典型的c v 曲线 4 1 2m o s 管可变电容 另外一类可变电容的实现方法是利用c m o s 工艺中最普通，也易实现的m o s 管。可以通过改变m o s 管的电压，使其工作在不同区域( 强反型区、耗尽区和累 积区) 从而改变其电容值。在标准的c m o s 工艺中，p 衬底电位固定而阱的电 位可调，所以一般选用p m o s 管作可变电容。根据m o s 管的源、漏及衬底的不同 接法，一般有三种不同的实现形式可以形成m o s 管可变电容。f 2 4 图4 2 显示了 这三种实现形式的剖面图及其典型的小信号电容一电压曲线。 众所周知，若将m o s 管的漏( d ) 、源( s ) 、以及衬底( b ) 三端短接，并与栅极一 起构成了一个与y 。相关的电容。这就是普通m o s 管可变电容的原理。如图4 2 ( b ) ，对于常用的p m o s 可变电容而言，当y 品 i l 时，反型沟道形成( 其中j i 是该p m o s 的闽值电压) ；当 1 巧 时，p m o s 管工作在强反型区；当巧； k 时，p m o s 进入累积区。在强反型区和累积区中，p m o s 电容c 。大小近似等同 1o 翻矿， 于氧化层电容c k 。的大小。其电容值为c 。= 二二二三! 二= 其中f 。：为栅氧的厚度，晶 ，“ 为真空介电常数，和三分别是沟道的宽度和长度。在强反型区到累积区之间， p m o s 依次经过了中反型区、弱反型区以及耗尽区。此时可以将p m o s 电容c 。 看作是氧化层电容c & 与耗尽层电容c 。的串联，这会导致c 。的减小。 第网章可变电容 占 u u u m 删 ul 二jp - 蚪 m 删l u ul j 叫 b - _ d l 。jr 飞 “j 蔓。蔓j j 1 “。 图4 2m o s 管可变电容结构 ( a ) d = s = b 结构( b ) d = s = b 结构的c - v 曲线 ( c ) 累积型可变电容( d ) 累积型可变电容的c v 曲线 ( e ) 反型型可变电容( f ) 反型型可变电容的c v 曲线 图4 2 ( b ) 显示的是普通m o s 管可变电容是扫描其两端直流电压后得到的电容 值，所以可以理解为该可变电容的小信号电容一电压曲线。由于其小信号电容一电 压曲线是非单调性，会导致其电容变化范围以及振荡器的谐振频率范围的降低。而 在振荡器的实际应用中，可变电容两端的压降随着振荡器的振幅作周期性的变化， 其电容值也随之周期性的变化。所以m o s 管可变电容的大信号“有效电容”是该 周期内小信号电容值的权重平均值。由于大信号效应的存在，实际电路中的电容一 电压曲线斜率会比小信号的电容一电压曲线的平缓，其调节谐振频率的能力也要差 了，；f。 、；，。、，、一一一 = 蠢 | ： ：乏 ： 。曼。 | 。掌 了、 ， 吾 第四章可变电容 一些。 累积型m o s 管可变电容是使其m o s 管一直工作在积累区和耗尽区。与一般 的n 阱中扩散p + 的制备工艺不同，累积型m o s 管可变电容是在阱中扩散n + 的 漏和源。这样一来避免了出现反型的情况，而使该器件一直工作在积累区和耗尽 区，故其小信号电容一电压特性曲线单调：且由于阱里的”+ 扩散可以直接偏置 阱的电位，无需额外的欧姆接触，因此减小了所需面积以及相应的寄生电阻。 反型m o s 管可变电容在结构上与一般的m o s 管无异，只是在其阱上接了 电源电压，使该器件只在反型区工作。小信号电容一电压特性曲线单调；另外其 阱接商电位也使该器件不易发生闩锁效应。 随着深亚微米c m o s 工艺尺寸不断减小，电源电压不断降低，这就意味着更小 的可调电压范围，因此近年来许多学者致力于更大电容可调范围的m o s 管可变电 容的研究。其中j u d i t hm a g e t 在2 0 0 1 年提出了一种类似于累积型m o s 管可变电容的 新结构 2 5 2 6 ，如图4 ，3 ( a ) 。与一般的累积型m o s 管可变电容不同的是，在胛+ 扩 散区与m o s 管栅极以下区域之间分别插入了浅沟隔离结构( s h a l l o wt r e n c h i s o l a t i o n ) 。s t i 已经是现代深亚微米c m o s 工艺中的必要一环，所以该结构的制备 不会有额外的困难。如图4 3 ( b ) 所示，新结构的m o s 管仍然通过改变。来调整耗 尽层电容c 。，大小得以实现m o s 管电容可调。g 与氧化层电容c 。串联，并与交叠 电容e 以及散射电容c ，并联。由于s t i 的厚度比栅氧大很多，交叠电容e ，比原先 的小许多：又由于s t i 的存在加大了栅氧到h + 扩散区的距离，散射电容c ，也小了 不少，故该结构提高了电容的可调范围。 图4 3 船了i 隔离的新结构m o s 管可变电容 ( a ) 剖面图( b ) 寄生参数集总模型 第四章可变电容 综上，在当今主流c m o s 工艺中，反型m o s 管可变电容和累积型m o s 管可 变电容适用于电感电容压控振荡器。实测结果表明，采用累积型m o s 管的电感电 容压控振荡器具有更小的功耗和更好的相位噪声。【2 4 4 1 3m o s 管可变电容可调范围与品质因数的折衷本质 由于压控振荡器希望有更大的频率可调范围以及更低的相位噪声。近年来许多 学者都致力于研究更大电容可调范围、以及更高品质因数的m o s 管可变电容。 由善= 鼍= 姜= 碱，欲使c 。c m 尽聪大t 就要求可变电容中 的最大电容尽可能大，以及可变电容中的最小电容及其寄生电容尽可能小。由上一 节的分析，我们不难看出反型和累积型m o s 管可变电容的可调范围与m o s 管沟 道长度的关系： 兰坠上 c m 。_ 。 与此同时，我们将的串联推导反型和累积型m o s 管可变电容看成电容c 和电 阻r 的品质因数的串联，则其品质因数为： q 2 丽1 r ：上f 堡w + 鱼三1 矽lq l n 2w c = c 乙1w 矿 其中r 。代表包括多晶硅和扩散区的接触电阻、多晶硅和扩散区的接触孔在内的多 晶硅串联电阻，如代表沟道电阻，矿为多晶硅栅的叉指数，吒为单位面积的栅 氧电容。容易推导得： q c cf - 2 可见在可变电容的可调范围与品质因数之间存在着折衷关系。 而在j u d i t hm a g e t 提出的新结构m o s 管可变电容中，同样将可变电容看成电容 c 和电阻r 的串联，则其品质因数为： q = 面i r = r g + r 。i + l 2 ( r 。2 + 胄。3 ) c = ( c 。+ c 。4 ) _ 1 + 2 ( c ，+ c o ) 第哩章可变电容 如图4 - 3 ( b ) ，其中r 。表示多晶硅上的串联电阻，r r w 2 和r 3 分别代表从耗尽区 到”+ 扩散区的各段衬底寄生电阻。与一般的累积型m o s 管可变电容相比，新结构 中的寄生电容非常小，所以可变电容的c 。近似于( c 。_ + c 。一叮；但同时由于耗 尽区到n + 扩散区的距离加长，衬底电阻增大，降低了该可变电容的品质因数。 4 2 可变电容的大信号分析 在一般的电路的交流小信号分析