（电力电子与电力传动专业论文）单相两级功率因数校正技术的研究.pdf

西南交通大学硕士研究生学位论文第1 i 页 a bs t r a c t w i t ht h eh ig he f f i c i e n c y , l o wp o w e rc o n s u m p t i o n , l i g h tw e i g h t ，a n dt h e 谢d ev o l t a g e r a n g e ，t h es w i t c h i n gp o w e rs u p p l yd o m i n a t e st h ef i e l do fp o w e r h o w e v e r , b e c a u s eo fi t s n o n l i n e a rc h a r a c t e r i s t i c s ，t h es w i t c h i n gp o w e rs u p p l yr e s u l t i n gi n p u tc u r r e n tc o n t a i n sal a r g e n u m b e ro fo d dh a r m o n i c s ，w h i c hc a u s es e r i o u sh a r m o n i cp o l l u t i o nf o rt h eg r i d a c t i v ep o w e r f a c t o rc o r r e c t i o n ( a p f c ) t e c h n o l o g yi st h em o s te f f e c t i v ew a y f i r s t l y , t h i sp a p e rd e s c r i b e dt h er e s e a r c hc o n d i t i o na n dt h eh o t s p o to fa p f ct e c h n o l o g y , a n a l y z e da n dc o m p a r e dt h ep a s s i v ep f c ，s i n g l e - s t a g ep f ca n dt w o - s t a g ep f ct e c h o l o g y t o w a r d st ot h eb u l kd c - l i n kc a p a c i t o ri so n eo ft h el a r g e s tc o m p o n e n t si nt w o s t a g ep f c c o n v e r t ，t h i sa r t i c l et a k et h el e a d i n g t r a i l i n ge d g em o d u l a t i o n ( l e m t e m ) m e t h o d , w h i c h i se m p l o y i n gl e a d i n ge d g em o d u l a t i o nf o rt h ef i r s tp f cs t a g ea n dt r a i l i n ge d g em o d u l a t i o n f o rt h es e c o n dd c d cc o n v e r t e rs t a g ec a ns i g n i f i c a n t l yr e d u c et h er i p p l ec u r r e n ta n dr i p p l e v o l t a g eo ft h ed c - l i n kc a p a c i t o r t h u s ，as m a l l e rd c - l i n kc a p a c i t a n c ec a nb eu s e d d e t a i l e d m a t h e m a t i c a la n a l y s e sa r eg i v e nt ot h ec a l c u l a t i o no ft h ed c l i n kc a p a c i t o rr i p p l ec u r r e n t r e d u c t i o n 、加也l e m t e ms t r a t e g i e sa n dt e m t e mr e s p e c t i v e l y b yd e d u c t i o n c o n f i r m e d l e m t e mc a p a c i t o rr i p p l ec u r r e n ti sl e s st h a nt h et e m t e m ，a n dt h es i m u l a t i o ni sv e r i f i e d t h et h e o r yp r o p e r l y t w o - s t a g ep f cc o n v e r t e rb e l o n g st o c a s c a d e ds y s t e m ，u s u a l l ye a c hm o d u l ei s i n d e p e n d e n td e s i g n e db a s e do ni t so w ns t a n d - a l o n eo p e r a t i o n , a n dt h e r ec o u l db ep o t e n t i a l i n t e r a c t i o ni ns u c hs y s t e m sw h e nt h em o d u l e sa r ei n t e g r a t e dt o g e t h e r i nt h i sp a p e rb yu s i n g a v e r a g em o d e l i n gm e t h o dt os m a l ls i g n a la n a l y s i s ，t h em o d e lo fp f cc o n v e r t e ra n dd c d c c o n v e r t e ra r eo b t a i n e d , t h e n ，b a s eo nt h ei m p e d a n c er a t i oc r i t e r i o n , t h es t a b i l i t yo ft h e t w o s t a g ep f cc o n v e r t e ri sd e t a i l e da n a l y z e d f i n a l l y , b o o s tp f ci nf i r s t - s t a g ea n dd o u b l ef o r w a r dd c d cc o n v e r t e ri ns e c o n d - s t a g e a r eu s e di nd e s i g n i n ga2 4 0 wt w o s t a g ep f cc i r c u i t ，g i v e nt h em a i nc i r c u i ta n dc l o s el o o p p a r a m e t e r so f t h ec a l c u l a t i o n , e x p e r i m e n t a lr e s u l t sp r o v et h ev a l i d i t yo f d e s i g n k e yw o r d s ：s w i t c hp o w e rs u p p l y ；t w o s t a g ep f c ；l e m t e m ；s m a l ls i g n a ls t a b i l i t y ； c a s c a d e ds y s t e m 西南交通大学 学位论文版权使用授权书 本学位论文作者完全了解学校有关保留、使用学位论文的规定，同意学校保 留并向国家有关部门或机构送交论文的复印件和电子版，允许论文被查阅和借 阅。本人授权西南交通大学可以将本论文的全部或部分内容编入有关数据库进行 检索，可以采用影印、缩印或扫描等复印手段保存和汇编本学位论文。 本学位论文属于 1 保密口，苟年解密后适用本授权书； 2 不保密斟使用本授权书。 ( 请在以上方框内打“扩) 学位论文作者签名： 伽彰爹 日期：沥，d 矿 指导老师签名：文e 日期：知厂9 ， 西南交通大学硕士学位论文主要工作( 贡献) 声明 本人在学位论文中所做的主要工作或贡献如下： 一、两级功率因数校正( p o w e rf a c t o rc o r r e c t i o n ，p f c ) 变换器的前级p f c 与后级 d c d c 采用开关同步的前缘调制和后缘调制方法，可有效减小前级p f c 与后级d c d c 之间直流电容的纹波电流和纹波电压的大小，从而减小该电容的容值。本文针对前级 b o o s tp f c 电路与后级双管正激变换器构成的两级p f c 变换器，分别研究了前缘后缘调 制和后缘后缘调制对中间直流电容纹波电流有效值的影响，验证了前缘后缘调制方法 可有效降低直流电容的纹波电流和纹波电压值，并通过仿真验证了理论分析的正确性。 二、目前对于级联系统稳定性的分析，多局限于分布式电源或开关电源与滤波器之 间的级联系统。对于由前级p f c 和后级d c d c 变换器构成的级联系统，通常是把后级 d c d c 变换器看成一个阻性负载而重点研究前级p f c ；然而，不同于线性阻性负载，后 级d c d c 变换器具有的非线性特性将影响级联系统的稳定性。本文在m i d d l e b r o o k 阻抗比 判据的基础上，就两级p f c 级联系统的稳定性进行了分析，研究了影响两级p f c 变换器 输入、输出阻抗的主要因数以及改善系统稳定性的主要设计原则。 三、在理论分析的基础上，设计了一个稳定的b o o s tp f c + 双管正激变换器的两级p f c 变换器。根据系统设计指标要求，给出了主电路参数设计原则和计算公式，以及控制电 路设计原理，实验结果验证了理论分析的正确性。 本人郑重声明：所呈交的学位论文，是在导师指导下独立进行研究工作所得的成果。 除文中已经注明引用的内容外，本论文不包含任何其他个人或集体己经发表或撰写过的 研究成果。对本文的研究做出贡献的个人和集体，均己在文中作了明确说明。本人完全 了解违反上述声明所引起的一切法律责任将由本人承担。 学雠文作者繇和穆 日期：如r0 叮 西南交通大学硕士研究生学位论文第1 页 第1 章绪论 电力电子技术是电力技术、电子技术、器件技术与控制技术等多学科综合的交叉 学科【l 】。目前，电力电子技术已广泛应用于电力、交通、通讯、家用电器等多个领域。 伴随着电力电子技术的巨大发展，电源作为电力电子设备的重要组成部分而得到了广 泛的关注和很大的发展，电源制造业已成为重要的基础产业 2 , 3 1 。 电源是各种电子设备必不可少的部分，其性能的优劣直接关系到整个设备的安全 性和可靠性。开关电源以其效率高、功耗小、重量轻、稳压范围宽等优点在电源领域 中占据了主导地位。然而由于开关电源自身的非线性特性，开关电源与电网连接时， 整流设备导致电网输入电流畸变，使电流中含有大量谐波，造成电源功率因数低、电 子元器件自动装置误动作、附加磁场的干扰增大等，严重影响了设备的使用寿命和正 常功能。大量的谐波涌入电网，将对电网造成严重的谐波污染，导致电网安全性及稳 定性降低，功率损耗增加，同时引起电路的“二次效应”，即谐波电流造成的谐波压降 使电网电压波形发生畸变。目前，开关电源已成为电网中最主要的谐波源之一和严重 的电力公害1 4 j 。 为提高供电品质和电能使用率，确保电力用户的电力质量。目前世界上许多发达国 家和国际性组织相继制定了相关谐波标准，如欧盟的i e c 1 0 0 0 3 2 ，i e c 5 5 5 2 以及美 国的i e e e 5 1 9 1 9 9 9 等。国际电工委员会( i n t e r n a t i o n a le l e c t r o t e c h n i c a lc o m m i s s i o n , i e c ) 也明确了对谐波限定的要求。i e c 于1 9 8 2 年制定了i e c 5 5 5 2 ，并于1 9 9 4 修订为 i e c 1 0 0 0 3 3 额定电流不小于1 6 a 的设备在低电压系统中电压波动及闪烁的限值， 1 9 9 5 年再次修订为i e c 1 0 0 0 3 2 每相电流小于等于1 6 a 的设备谐波电流的发射限 值，其标准将用电设备分为a b c d 四类，其中常用到的a 类标准对电网谐波的要求 见表1 1 【7 1 。我国国家技术监督局从1 9 9 4 年3 月开始执行国家标准g b t 1 4 5 4 9 9 3 电 能质量公用电网谐波，标准中明确规定了电网标称电压3 8 0 v ，电压总谐波畸变率( t h d ) 限值5 以下，其主要目的是控制电网中电压和电流波形失真在允许范围内。因此如何 改善交流输入端电流波形、降低电磁干扰、提高功率因数问题，是电力行业发展的必 然趋势。 为了抑制开关电源的谐波，有源功率因数校正( a c t i v ep o w e rf a c t o rc o r r e c t i o n ， a p f c ) 技术是最为有效的方法，成为开关电源研究的重要领域和电力电子研究的热点 之一。采用功率因数校正技术，可使开关电源的功率因数达到o 9 5 一0 9 9 ，甚至接近于 1 。 两级功率因数校正技术是有源功率因数校正技术中的一种，相对于单级功率因数 校正技术，两级功率因数校正技术具有优良的性能：输入电流总谐波畸变率低，功率 因数值高，输入电压范围宽，前级p f c 电路输出电压恒定，易于后级d c d c 变换器 西南交通大学硕士研究生学位论文第2 页 的优化设计。此外，由于前级p f c 输出端电容电压值很高，对于一个给定的保持时间 可采用较小的储能电容【6 1 。因此，两级功率因数校正电路得到了广泛的应用。 表1 1i e c 6 1 0 0 0 3 2 a 类标准对电网谐波的要求 1 1 功率因数 1 1 1 功率因数的定义 1 功率因数( p o w e rf a c t o r ，p f ) 4 5 】 p f 是交流输入有功功率p 和视在功率s 的比值，定义如下： p f ：i p ：u i 了1 c 了o s o ：1 1 _ c o s 0 ：y c 。50 (1-1) su i i i = ( 1 2 ) 其中：u 是电网侧交流输入电压有效值，是电网侧交流输入电流有效值，是 输入电流基波有效值，厶、，。是输入电流各次谐波有效值，7 是输入电流的波形畸 变因数( d i s t o r t i o nf a c t o r ) ，c o s 0 是电压与电流的相移因数( d i s p l a c e m e n tf a c t o r ) 。 由式( 1 1 ) 可以看出，功率因数是波形畸变因数7 和相移因数c o s 0 的乘积。功率因 数的优劣主要取决于这两个因数。早期的用户使用端多为线性负载，所以多考虑c o s 0 对功率因数的影响，但随着目前电力电子技术的迅速发展，电子产品大多为非线性负 载，功率因数不再是单纯的电压与电流相位差的问题，还要考虑7 对功率因数的影响。 2 总谐波畸变( t o t a lh a r m o n i c sd i s t o r t i o n ，t h d ) 西南交通大学硕士研究生学位论文第3 页 t h d 用来衡量电网的污染程度，是所有谐波电流分量的总有效值与基波电流有效 值的比值。其表达式为： 脚= 巫：4 巫1 2 2 + q + i l i l e h l l 七可得p f 与t h d 的关系为： p f = 。：l _ 一c o s 0 l + t h d 2 当8 = 0 时， p f ：。： 1 + t h d 2 p f 与t h d 的关系如表1 2 ，可看出当t h d 4 2 v , r 。删= 4 2 x 2 6 5 v z3 8 0 ( 2 1 ) 2 为后级负载提供足够的功率保障。当正弦交流输入电压在零点附近时，电 压值很低，输入功率很小，不能满足后级负载功率应用的需求，所以在此阶段需 要一个大电容作为储能元件，保证后级电路的正常工作需求。 3 在很多电源应用场合，需要一个大的电容储能，使电源断电后具有一定的维持 工作时间( h o l d u pt i m e ) ，o 作为后级d c d c 变换器的储能电容，需为负载提供一 定的维持时间，所以选择一个大的储能电容是必不可少的。 l + 3e + t + + 奉、 牛 _ _ - - l i 严 - _ - i 图2 1 两级p f c 变换器中间直流电容 为了满足大电容值的要求，两级变换器中常使用铝电解电容作为中间直流电容。 西南交通大学硕士研究生学位论文第1 6 页 我们知道，电容的体积与其电容值以及耐压值成正比，大的电容电压导致电解电容体 积庞大，从而导致整个两级p f c 变换器体积庞大，因此减小中间直流电容的体积有利 于减小整个变换器的体积。同时，前级p f c 变换器输出电流中含有二次纹波，当二次 纹波电流对白进行充放电时，直接导致直流输出电压含有大量二次纹波，并且由于铝 电解电容不是理想电容，e s r 值很大，电容损耗也很大，这将缩短整个铝电解电容的 寿命和降低整个系统的效率【3 5 , 3 6 j 。正是如此进行电容的设计是十分重要和必要的。 同步技术，即在一个开关周期内，前级p f c 的功率开关管导通时间与后级d c d c 的功率开关管关断时间相同。正确的同步前后两级，可以有效地减小中间直流电容的 纹波电流和纹波电压，进而减小中间直流电容的体积。为了实现两级p f c 的p f c 功率 级和d c d c 功率级的同步，需要在前级p f c 采用前缘调f l j 0 ( l e a d i n ge d g em o d u l a t i o n ， l e m ) ，后级d c d c 采用后缘调带l ( t r a i l i n ge d g em o d u l a t i o n ，t e m ) 3 7 , 3 8 j 。 图2 2 所示为b o o s t + b u c k 两级p f c 变换器在两种调制方法下的电流流向示意图， 采用t e m t e m 调制时，在一个开关周期内，前级b o o s tp f c 的功率开关管q 1 与后级 b u c k 变换器的开关管q ，同时导通，此时电感厶充电储能，负载所需能量完全由电容c 。 提供，如图b ) 所示。采用l e m t e m 调制时，在一个开关周期内，前级b o o s t p f c 的 功率开关管q l 截止时，后级b u c k 变换器的开关管q ，导通。此时，负载所需的能量由 电容c 。与电感厶共同负担，厶直接给负载提供大部分能量，而不是完全由中间直流电 容c 。提供，因此可以减小c 。的负担，进而减小c 。的体积，如图c ) 所示。 ，、v _ 、 卜j前 i i | 一r 上 - i l t ig 2d 2 下1 r i g l ll a ) 变换器拓扑 均 。；之 i i ； 、 一、一 、 、 _ 一一，r 1 、r i l ： 一 一i 一 1 i 5 y l 严 d + 一 b ) t e m t e m 电流流向 西南交通大学硕士研究生学位论文第1 7 页 ，、，l 矗 h j 。奶，v ；k f i 7 _ 喇 、 l l i t i - _ l t z i ii 与 严 d 2 ；下1 亏 c ) l e m t e m 电流流向 图2 2b o o s t + b u c k 两级p f c 变换器电流流向示意图 2 2 脉宽调制技术 脉宽调制p w m ( p u l s ew i d t hm o d u l a t i o n ) 技术，即是对脉冲宽度进行调制的技术， 通过对一系列脉冲宽度进行调制，等效地获得所需要的波形( 包括形状和幅值) ，能 有效地抑制谐波，在d c d c ，d c a c 等电力电子装置中都有广泛应用。 产生p w m 信号最简单的方法如图2 3 所示，将参考控制信号和固定频率的调制波 信号( 锯齿波信号或三角波信号) 通过比较器比较【6 j 。当参考信号高于调制信号时， p w m 为高电平；当参考信号低于调制信号时，p w m 为低电平，如图2 4 所示。 参考信号 删 图2 - 3p w m 电路 i 调制信号 名一7- 7 k 。，争：乎j h _ 卜了 ， ：，- 一一一一嚣一， ：一一 - 一一；一 一一一一l i 一寺7 一一一一一一 i ， ；1 一”。 3 0 1 5 09 2 6 6 3 0 1 4s 8 96 3 0 19 8 2 11 6 3 0 2 2 1 8 5 3 t i c r e ( i c ) 输入电压瞬时值为0 v 时 图2 1 6l e m t e m 开关管驱动信号与电容电流波形 西南交通大学硕士研究生学位论文第2 9 页 图2 1 6 为l e m t e m 模式时，前后级开关管驱动信号及p f c 电容纹波电流的波形 图。其中，为前级b o o s tp f c 开关管驱动信号，虼为后级双管正激开关管驱动信号 ( = v o ) ，厶为电容电流，所为调制波。图a ) 为输入电压瞬时值为峰值 时稳 态波形图，图b ) 为输入电压瞬时值为时的稳态波形图，图c)为输入电3压00瞬v150v时值 为最小值o v 时的稳态波形图。由图2 1 6 可知开关管q 1 在每个开关周期末关断，为前 缘调制，开关管9 、q 在每个开关周期开始时导通，为后缘调制。 在图b ) 中，开关管q 1 关断，q 、q 导通时，部分电感电流未经过中间直流电容 c 。，而是直接对负载供电，c 。仅作为b o o s tp f c 电路中电感电流不足部分的补充，所 以电容电流绝对值小于图2 1 1b ) 中的值；当q 1 、q 2 、g 均关断时，电感电流对c 。充 电，厶为正；当q l 导通，q 2 、g 关断时，g 不充电也不放放电， 厶为o ，仿真波形 与理论分析吻 ，；i 广、，、一u 、f 、a o 疗、，、u ，、气u 、p- ，、n t 、u ，v k ，、n 、= ，、一 ， ， a ) 中间直流电容电压波形 电容电压( v ) b ) 中间直流电容电压波形放大图 图2 1 7l e m t e mp f c 输出电容电压仿真图 图2 1 7 为中间直流电容纹波电压的波形图，由图可见在前缘后缘调制下，p f c 输 西南交通大学硕士研究生学位论文第3 0 页 出电容纹波电压为1 0 5 v ，在相同条件下，相比后缘后缘调制，前缘后缘调制可减少 电容纹波电压约3 0 。 2 5 本章小结 本章重点分析了两级p f c 变换器中间直流电容c 。的作用及其对整个变换器的影 响。针对两级p f c 变换器中中间直流电容体积庞大，介绍了前缘后缘调制的同步技术。 选取前后级具体的拓扑结构，分别在前缘后缘调制和后缘后缘调制时，对中间直流电 容纹波电流的有效值进行了详细的数学推导，公式推导证明了前缘后缘调制可有效减 小中间直流电容纹波电流的大小，并搭建了仿真电路，验证了理论的正确性，证实了 前缘后缘调制时电容的纹波电流小于后缘后缘调制时电容的纹波电流。 西南交通大学硕士研究生学位论文第3 1 页 第3 章两级p f c 级联稳定性分析 电力电子级联系统是由不同种类电力电子变换器和负载按照需求互相联接而成的 复杂系统。两级p f c 变换器是由前级p f c 变换器和后级d c d c 变换器两级系统级联 而成的，系统中两个子模块( 子系统) 都是独立设计，设计时仅仅保证自身运行的稳 定性。由于开关变换器的非线性特性，以及模块间存在潜在的交互作用，即使前级b o o s t p f c 变换器和后级d c d c 变换器各自独立工作时有良好的稳定性，其级联后的系统仍 可能出现不能稳定工作的现象，使系统的负载适应能力变差【州3 1 。因此，要保证两级 p f c 变换器在各种负载条件下稳定工作，需对此级联系统进行稳定性分析和判断。 本章根据级联系统的阻抗比规范，详细分析了两级p f c 变换器级联稳定性，当系 统不能稳定时，详细分析了改善系统稳定的相关参数。 3 1 级联系统建模方法 3 1 1 建模方法分类 在研究两级p f c 变换器系统稳定性时，首先需要对系统建立低频小信号模型。两 级p f c 变换器中的开关管、二极管工作在导通和截止两个状态，整个系统是一个强非 线性、时变的电路，因此电路动态特性的分析方法很复杂。在建立系统模型时，须做 一些简化，否则模型过于复杂，不能很好获得所需结论。为简化模型，假设开关理想 化，即忽略开关管的正向压降和反向漏电流以及导通和关断时间，开关管在任何时候 只处在导通和关断两个状态中的一个。 变换器建模常分为三种类型：细节模型、平均模型和线性化模型。细节模型能够 精确描述开关动作时的电压和电流，但不适合在系统级联分析时应用；平均模型是在 细节模型上的一些简化，保留了系统的非线性和低频响应，可以通过传递函数进行控 制设计，比细节模型具有更强的实用性；线性化模型是在工作点附近通过线性化将大 信号模型简化为小信号模型，在工作点附近有效。 1 9 7 6 年美国加州理工学院r d m i d d l e b r o o k 和s l o b o d a nc u k 在前人的基础上提出 了状态空间平均法，较好地解决了p w md c d c 变换器的稳态和动态低频小信号的分 析问题。针对不同变换器拓扑结构，状态空间平均法首先列出两个开关状态下变换器 的状态方程，根据两个状态方程求出其平均状态方程；再对其平均状态方程加小信号 扰动，并进行线性化处理，即忽略小信号的二阶分量，得到小信号模型；最终得到一 个表征变换器稳态和动态小信号特性的数学模型。状态空间平均法建模可以获得一个 适合于频域分析的线性模型，能直接进行拉普拉斯变换或频域分析，方便进一步对变 换器的控制器设计和动态性能评估【列。 西南交通大学硕士研究生学位论文第3 2 页 此后，相继出现了其他一些与状态空间平均同样精确的建模方法，如电流注入等 效电路法、三端开关器件法、等效受控源法等。同时，为了便于较高信号频率的分析， 也出现了一些精确度更高的方法，如取样数据法，离散平均法等。 3 1 2 等效受控源法建模 等效受控源电路模型的电路形式与变换器拓扑完全相同，只是把开关管和二极管 分别用相应的受控源代替，用此模型分析的结果与用状态空间平均法所得的结果相同。 这种方法的优点是等效电路与原电路结构相同，保留的信息最多，处理简单，概念清 楚，适用范围广。等效受控源电路模型实际上是一种变换器的时间平均值电路模型。 建立p w m 开关变换器受控源模型的关键问题是开关元件的平均值模型的建立。 变换器开关元件的作用是使某一支路以一定的导通比开通和关断，所以这些元件的电 流或电压的平均值常常与电路中另外某一支路的参数有关，因此这些开关元件可以用 一个与导通比有关的受控源来近似代替，其形式和具体变换器拓扑结构有关。 图3 1a ) 是p w m 开关变换器的平均模型。开关管关断时承受的电压和开关管导通 时流过的电流经过低通滤波作用后，在负载端口和电源端口的等效作用被平均化。分 析时，忽略开关动作而保留各自开关管端口电压和电流平均值之间的关系，而滤波作 用是建立开关平均模型的物理基础】。 在一个开关周期内，对p w m 开关a 、c 端的电流和p c 、a c 端的电压进行平均化处 理后，可以得到如式( 3 1 ) 的关系式，这就是在一个开关周期内的等效平均电流关系和 等效平均电压关系，用如图3 1b ) 等效电路描述。 i o ：= a i c p ， 根据图3 1b ) 所示的开关等效电路，进一步建立变换器的等效受控源模型，再由其 平均模型建立变换器的稳态模型和低频小信号模型，进而分析变换器各参数之间的平 均值关系。 如图3 2 是一个b o o s t 变换器，其p w m 开关用虚线框标示，现用等效受控源方法 建立该b o o s t 变换器的模型。具体方法是：原电路拓扑和主电路参数尺、三、c 元件均 不变，用相应的受控源模型代替原电路中的p w m 开关元件，并带入相关的i c 、v 删值。 在b o o s t 电路中，t = 一i l 、屹。= 一v o ，b o o s t 变换器等效受控源模型如图3 3 所示。 西南交通大学硕士研究生学位论文第3 3 页 c p c a ) p w m 开关b ) 等效受控源模型 图3 1p w m 开关等效受控源模型的建立 g 图3 - 2b o o s t 变换器模型 图3 3b o o s t 变换器受控源等效模型 3 2 级联系统稳定性分析方法 3 2 1 阻抗比m i d d l e b r o o k 判据 + 蟛 + 1 ，d m i d d l e b r o o k 教授等提出的关于解决开关电源及其输入滤波电路交互作用引起的 不稳定现象的设计方法可以认为是制定阻抗规范的最早贡献。实际上，从小信号模型 的角度，输入滤波器可以等效为一个开环工作的变换器，也即是现在提到的源变换器。 为了防止变换器与输入滤波电路间的交互作用，m i d d l e b r o o k 提出了阻抗比分析方法， 该方法后来被广泛应用到级联系统稳定性的分析中，同时，这一设计准则除了确保系 统稳定，还能保证变换器和输入滤波电路之间的动态解耦。 如图3 4 所示是一个典型的级联系统的简单模型，其中g 1 和g ，分别是源变换器和 西南交通大学硕士研究生学位论文第3 4 页 负载变换器自身输入到输出的传递函数。乙，、乙：分别是源变换器的输出阻抗和负载 变换器的输入阻抗。级联系统的传递函数可以表示为4 5 】： 卜v 圪o _ _ z 2 ，= 瓦g i g 瓦2 = 器 ( 3 2 ) 圪ll + 乙l 乙21 + 乙 、。 其中g l = 象，g 2 = 篆，z o l - - 帆，z i n 2 - - 吲l ： 乙= 乙。z , 。： 源交换器负载变换器 z o ，时，zg i g 2 ， 系统稳定性取决于两个子系统的稳定性。乙： f c 时，乃急剧减小，闭环输出阻抗近似等于开环输出阻抗。 由开环输出阻抗表达式( 3 1 1 ) 可知，此时开环输出阻抗近似等于输出电容的阻抗。 当系统不稳定时，常用方法是改变主电路参数的配置，减小前级b o o s tp f c 的输 出阻抗，进而改进系统的稳定性。在频率小于带宽的低频时，闭环输出阻抗小，符合 稳定性要求；在频率大于带宽的高频阶段，闭环输出阻抗近似等于开环输出阻抗，也 即是近似等于输出电容的阻抗，若要减小前级b o o s tp f c 输出阻抗，可增大电容c 的 值，使输出阻抗接近于容抗。这是效果最明显的方法，这样做的好处也可以理解为隔 西南交通大学硕士研究生学位论文第4 2 页 离了前级b o o s tp f c 模块和后级d c d c 模块，此方法简单有效，但是会使动态响应速 度变慢，同时大电容会增加两级p f c 的体积，其值的选择要折中处理。 另外，由图3 1 4 可知，增大系统的带宽尼，可以使闭环输出阻抗在更大的带宽范 围内，受乃的影响迅速减小，但是由于输出电压圪含有二倍输入频率谐波，为了防止 二次纹波被引入反馈环，影响p f c 效果，电压带宽一般低于1 0 0 h z ，因此增大带宽对 于减小闭环输出阻抗意义不大。当然，在前级采用非线性控制方法改变输出阻抗也是 一种可行办法，这种方法可以从根本上结解决问题，但复杂度更高。 综上可知，增大电容c 以及增大系统带宽疋均可以减小前级b o o s tp f c 的闭环输 出阻抗，其中增大电容c 是使系统稳定最有效的方法。 图3 1 4 开环和闭环输出阻抗b o d e 图 3 4d c d c 变换器建模分析 3 4 1d c d c 开环建模分析 在两级p f c 变换器中，前级p f c 电路用作功率因数校正，后级d c d c 起到调节 电压的作用，一般是将p f c 电路输出端4 0 0 v 的直流电压降低至相关的需求值。为了 便于分析，采用电压控制的b u c k 电路对后级d c d c 阶段的稳定性进行分析。首先， 在忽略电感漏抗和电容等效串联电阻的情况下，采用等效源小信号建模方法对b u c k 电 路进行建模，如图3 1 5 所示： 西南交通大学硕士研究生学位论文第4 3 页 l j ! s s 2 ri = 0 9 8 效率：考虑整机的传输效率r = 8 5 4 1 1 前级b o o s tp f c 变换器校正原理 由于c c mb o o s t 变换器结构简单，功率因数高，输入电流纹波小，常选择c c m b o o s tp f c 电路作为两级p f c 变换器的前级。 图4 1 a ) 所示是c c mb o o s tp f c 变换器的主电路图。在一个开关周期内，开关管q ， 导通时，4 关断，电感电流由零开始线性上升；当t 到达输入电压采样值时，q 关 断，q ，导通，f ，开始线性下降，直到0 。在每一个开关周期里，f ，的平均值跟随正弦 半波输入电压，从而实现p f c 的功能。 ， a ) b o o s tp f c 电路b ) 电感电流波形 图4 1 前级b o o s tp f c 电路原理图 在b o o s t p f c 中，设定网侧电压( f ) = , 4 r 2 v s i n ( c o t ) ，则整流后的输入电压为： 西南交通大学硕士研究生学位论文第4 9 页 ( f ) = 压y s i n ( 甜) l ( 4 1 ) 其中，y 为正弦输入电压的有效值，缈为输入交流电压的角频率。 在一个开关周期里，电感电压为： 圪书2 d 为开关管的占空比，不为开关周期。 0 t d 疋 。 ( 4 2 ) m r s t 五 、 由伏秒守恒可得b o o s t 变换器输入输出电压表达式如下： 1 = l