（通信与信息系统专业论文）无线应用的cmos+rfic接收模块研究.pdf

r 海大学硕士学位论文 无线应用的c m o sr f i c 接收模块研究 摘要 近年来，随着无线通信技术的迅猛发展，无线终端的小型化、低功耗、低成 本、高性能已成为发展趋势，为此单片集成收发器已成为国际上研发热点，其中对 关键技术射频集成电路( r f i c s ) 的研究令人瞩目。随着深亚微米c m o s 工 艺的成熟，在r f 频段使用低成本的c m o s 工艺替代以往的g a a s 、b i p o l a r 工艺实 现收发器射频前端己成为当今热点。本文着重对无线接收前端电路中的射频接收 模块进行了深入的研究，并采用t s m co 2 5 1 a m 工艺设计实现了2 4 g h z 频段的低 噪声放大器、混频器和收发开关。 本文通过对各种无线接收机结构的比较，给出了适合无线通信应用的低中频 镜像抑制结构接收机。简要介绍了射频集成电路中的无源器件：电阻、电容和电 感。随后针对无线通信应用的2 4 g h z 低噪声放大器、混频器和收发开关进行了详 细的探讨，重点进行噪声和线性度等的分析，设计了源极电感负反馈共源共栅结 构的低噪放、基于g i l b e r t 单元的改进型双平衡混频器以及端口复用对称式串并结 构开关，并给出了详细的设计流程。采用c a d e n c e 公司的a n a l o g a r t i s t 和s p e c t r e r f 完成上述电路设计与仿真，采用v i r t u o s o 完成电路版图设计，并通过了d r a c u l a d r c 和l v s 验证。 在2 4 g h z 频段仿真结果如下：低噪声放大器增益1 1 7 4 7 3 d b ，噪声系数3 3 d b ， 三阶输入截止点( i j p 3 ) 为一2 1 4 5 d b m ；改进的g i l b e r t 双平衡混频器的转换电压增 益为1 1 0 9 4 8 d b ，噪声系数为8 8 3 6 d b ，三阶输入截止点为一3 7 2 4 5 d b m ；收发开关 插入损耗为1 0 d b ，隔离度为3 0 5 d b 。本文设计实现的低噪声放大器、混频器以及 收发开关达到了设计目标，可应用于b l u e t o o t h 、w l a n 等无线通信系统中。 关键词：射频集成电路，c m o s ，接收机，低噪声放大器，共源共栅结构，双平 衡混频器，开关 l ：海人学硕i _ 学位论文 无线麻用的c m o sr f i c 接收模块研究 a b s t r a c t i nr e c e n ty e a r s ，t h er a p i dd e v e l o p m e n to f w i r e l e s sc o m m u n i c a t i o nt e c h n o l o g i e s l e a d st oan e wd i r e c t i o n so fs m a l ls i z e ，l o wp o w e r ，l o wc o s t ，h i g hp e r f o r m a n c ew i r e l e s s c o m m u n i c a t i o nt e r m i n a t o r s s oi n t e n s i v er e s e a r c ho nm o n o l i t h i ci n t e g r a t e dt r a n s c e i v e r s h a sb e c o m ev e r yh o ta l lo v e rt h ew o r l d ，e s p e c i a l l yi t sk e yt e c h n i q u e 一一r a d i of r e q u e n c y i n t e g r a t e dc i r c u i t s ( r f i c ) w i t ht h em a t u r a t i o no f d e e p s u b m i c r o m e t e rc m o sp r o c e s s ， i ti sp r e v a l e n tt ou s ec m o st e c h n o l o g yt oi m p l e m e n tt h er ff r o n t e n do f t r a n s c e i v e r i n s t e a do f m o r ee x p e n s i v et e c h n o l o g i e ss u c ha sb i p o l a ro rg a l l i u ma r s e n i c t h i sp a p e r i n t e n d st of o c u so nt h ei s s u e so f r fr e c e i v e rf r o n t - e n di no 2 5ums i c m o sp r o c e s s m a i n l y t ot h ei m p l e m e n t a t i o no f2 4 g h zl n a ，m i x e ra n ds w i t c hi nd e t m l f i r s t l yal o w i fi m a g e - e j e c t i o nr e c e i v e rs t r u c t u r ei sp r e s e n t e da f t e rat h o r o u g h a n a l y s i so f m o s tk i n d so f r e c e i v e r s t h e nw ei n t r o d u c es e v e r a lp a s s i v ec o m p o n e n t su s e d i nr f i c ac a s c o d el o wn o i s ea m p l i f i e rw i t hs o u r c ei n d u c t o rd e g e n e r a t i o n ，a ni m p r o v e d g i l b e r td o u b l yb a l a n c e dm i x e ra n das y m m e t r i c a ls e r i e s s h u n tt rs w i t c ha r ep r o v i d e d h e r e w ee s p e c i a l l yf o c u so nt h en o i s ea n dn o n l i n e a r i t yp e r f o r m a n c eo fl n aa n d g i l b e r tm i x e r t h e nt h ee n t i r ed e s i g np r o c e s so f e a c hc i r c u i ti se l a b o r a t e d a l lm o d u l e s a r ed e s i g n e di nt s m co 2 5umc m o sp r o c e s sa n ds i m u l a t e db yc a d e n c es p e c t r e r f t o o l s l a y o u ti sc o m p l e t e db yv i r t u o s ot o o l sa n dh a sp a s s e dd r a c u l ad r c a n dl v s l a y o u tv e r i f i c a t i o n t h es i m u l a t i o nr e s u l t sa t2 4 g h zi sa sf o l l o w i n g ：11 7 4 7 3 d bo f g a i n ，3 3 d bo f n f ， 一2 1 4 5 d b mo f i i p 3f o rl n a ；1 1 0 9 4 8 d bo f c o n v e r s i o ng a i n ，8 8 3 6 d bo f n f ， 3 7 2 4 5 d b mo f i i p 3f o rm i x e ra n d1 0 d bo f i n s e r t i o nl o s s 3 0 5 d bo f i s o l a t i o nf o r s w i t c h t h er e s u l t sr e a c ht h ed e s i g ng o a l sa n ds h o wt h a te a c hc a nb ea p p l i e dt ow i r e l e s s c o m m u n i c a t i o ns y s t e m ss u c ha sb l u e t o o t ha n dw l a n 。 k e yw o r d s ：r a d i of r e q u e n c yi n t e g r a t e dc i r c u i t ( r f i c ) ，c m o s ，r e c e i v e r , l n a ， c a s c o d es t r u c t u r e ，d o u b l yb a l a n c e dm i x e r , s w i t c h 原创性声明 本人声明：所呈交的论文是本人在导师指导下进行的研究工作。 除了文中特别加以标注和致谢的地方外，论文中不包含其他人已发表 或撰写过的研究成果。参与同一工作的其他同志对本研究所做的任何 贡献均已在论文中作了明确的说明并表示了谢意。 本论文使用授权说明 本人完全了解上海大学有关保留、使用学位论文的规定，即：学校有权保 留论文及送交论文复印件，允许论文被查阅和借阋；学校可以公布论文的全部或 部分内容。 ( 保密的论文在解密后应遵守此规定) 签名：丝新虢鲤嘲趣：；： j ：海人学硕l 学位论文无线麻用的c m o sr f i c 接收模块研究 1 1 研究目的 第一章前言 近十年来，通信技术以惊人的速度发展，而无线通信技术的发展尤为迅猛。 射频( i t a d i of r e q u e n c y ) ，在无线电传输应用中指的是1 0 k h z 到1 0 0 g h z 的频谱范围 1 1 1 。目前在无线通信技术领域，射频多指8 0 0 m h z 到2 5 g h z 的频率范围。射频技 术在当今各个领域得到广泛应用，如：蜂窝式个人通信网( p c i , 0 、无线局域网 ( w l a n ) 、无线接入系统、无线互连( 包括b l u e t o o t h ) 、全球卫星定位系统( g p s ) 、 低轨道卫星移动通信和多媒体移动接入通信系统( m m a c ) 等等。此外还在智能 交通系统( i t s ) 、雷达等方面得到应用。 巨大的市场需求促使世界发达国家及相关大公司投巨资竟相研发适应社会需 求的无线通信系统。无线终端的微型化、低功耗、低成本、高性能是未来通信技 术发展的新趋势，而整个无线通信系统的单片集成是适应这一趋势的必然选择， 因此单片集成无线终端已成为当今无线通信系统研究开发的热点。 片上系统( s y s t e mo nc h i p ，s o c ) 的最终目的是要把接收或发射系统集成为一 块芯片，从而减小体积，降低功耗和减少成本。对于整个接收或发射系统，大体 可分为两个部分：基带部分( b a s eb a n d ) 年1 3 射频部分( r f ) 。对于基带部分，其处理的 信号为数字信号，工作频率较低，成熟工艺为c m o s ( c o m p l e m e n t a r ym e t a lo x i d e s e m i c o n d u c t o r ) i 艺。对于射频部分，其处理信号为模拟信号，工作频率在1 g h z 以上，成熟工艺为g a a s 。但是g a a s 工艺的射频部分和采用c m o s 工艺的基带部 分不能形成单片集成，也即是做不到片上系统，所以基带部分和射频部分必须选 择r 个相同的工艺。近年来，随着亚微米和深亚微米c m o s 工艺的不断进步和成 熟，其沟道长度不断减小，截止频率f t 不断增加3 1 ，因而采用c m o s 工艺设计 射频部分完全可行。所以用c m o s 工艺实现收发器射频部分，才能形成片上系统 k 海大学硕i t ：学位论史无线应用的c m o sr f i c 接收模块研究 ( s o c ) 。 由于s i 材料的价格优势，和基带i c 模块的工艺兼容性，因此研制s i 基的r f i c 引人注目，近年来国外相继研制成适用于无线通信的全集成2 4 g h zo 2 5 u m 工艺 c m o s 低噪声放大器【4 】 【7 ，单片2 4 g h z0 2 5 u mc m o s 混频器f 8 9 1 和9 0 0 m h zo 5 u m 工艺无线应用的收发开关1 0 ，c m o s 单片b l u e t o o t h 应用和w l a n 应用的收发芯 片h 1 3 】等，成果斐然，前景喜人。 我国集成电路年需求量已达到1 0 0 2 0 0 亿块的水平，市场规模达到4 3 6 亿元， 但集成电路产品超过8 2 是从国外进口的，能自主开发的仅占5 ，特别是那些事 关国家安全、附加值高的高端产品的芯片国内目前都无法设计生产，集成电路设 计业的产值在整个集成电路行业中的比重不到1 。我国集成电路产业的严重滞 后，制约了国内信息产业的发展。当今世界各发达国家及相关大公司均投巨资竞 相研制开发c m o sr f i c 以适应社会需求，而我国在该领域尚处于起步阶段，因此 尽快研发具有我国自主知识产权的i t 核心技术一一r f i c 刻不容缓。 1 2 研究目标 本文主要是针对2 4 g h z 的i s m 频段( i n d u s t r i a l ，s c i e n t i f i c ，a n dm e d i c a lb a n d ) 的无线通信系统应用的收发器接收部分射频接收机前端( r er e c e i v e rf r o n t e n d l 进行研究，采用o 2 5umc m o s 工艺设计实现源极电感负反馈共源共栅结构的低 噪放、基于g i l b e r t 单元的改进型双平衡混频器以及端口复用对称式串并结构开关。 这对于射频芯片的国产化和实用化具有较大的实际意义。 l 海上学顺i 学位论文无线应用的c m o sr f i c 接收模块研究 1 3 论文结构 第一章介绍了本论文的研究目的，国内外现状等。 第：章讨论了无线射频接收机结构的选择。通过对各种接收机功耗、集成度、 成本以及性能比较给出了本设计所采用的低中频接收机结构框图。 第三章简述了c m o s 工艺中无源器件一一电阻、电容和电感。 第四章详细讲述了低噪声放大器的设计过程，重点分析了其噪声性能，进行 了优化，并且给出了优化仿真结果。 第五章详细讲述了改进的g i l b e r t 双平衡混频器的设计过程，分析了其性能， 并且给出了优化仿真结果。 第六章分析了端口复用的收发开关的结构和性能，给出设计流程。 最后总结了全文，指出本文所完成的工作和尚待解决的问题及进一步的研究 方向。 海凡学砸1 + 学位论文 无线应用的c m o sr f i c 接收模块州究 第二章射频接收机前端的整体设计 2 1 接收机结构的选择 2 1 1 超外差式接收机 超外差式的结构有很高的性能，它是目前应用在接收机和发射机中的最基本 的结构如图2 1 所示。射频信号由天线接收经过r f 滤波器滤波后通过低噪声放 大器进行放大，利用镜像抑制( i r ) 滤波器对镜频信号进行抑制，随后将信号送 入混频器和本地振荡器( l o ) 产生的本振信号相乘混频到较高的“中频”，然后再 对中频信号进行中频滤波、中频放大等进一步的处理。 y ，i 嚣。 ? i 急。 p ；墓l r 图21 传统的超外差接收机 超外差式接收机的优点在于具有较高的选择性和灵敏度，但它不适合丁实现 集成。因为超外差式接收机需要的高q 值元器件( 如滤波器) 在目前的集成电路 工艺条件下很难做到片上集成，只能采用片外分离元件来解决，这和现在提出的 单片集成收发器的目标相背离。另外，由于片外的m 滤波器有较低的输入阻抗， 需要l n a 有较大的驱动能力来驱动它，这既增加了功耗，又增加了l n a 设计的 复杂度。因此，为了实现接收机的高集成度、低功耗的要求，传统的超外差式接 收机结构一般不被粟用。 2 1 2 零中频接收机 零中频接收机，也称为直接变频接收机，如图2 2 所示。它使用一级混频器 零中频接收机，也称为直接变频接收机，如图2 2 所示。它使用一级混频器 4 海人学坝：f ：学位论文 无线应用的c m o sr f i c 接收模块习f 究 第二章射频接收机前端的整体设计 2 1 接收机结构的选择卜1 7 3 2 1 1 超外差式接收机 超外差式的结构有很高的性能，它是目前应用在接收机和发射机中的最基本 的结构，如图2 1 所示。射频信号由天线接收经过r f 滤波器滤波后通过低噪声放 大器进行放大，利用镜像抑制( i r ) 滤波器对镜频信号进行抑制，随后将信号送 入混频器和本地振荡器( l o ) 产生的本振信号相乘混频到较高的“中频”，然后再 对中频信号进行中频滤波、中频放大等迸一步的处理。 ，i x 。 i 。 i 装。， 图2 ，1 传统的超外差接收机 超外差式接收机的优点在于具有较高的选择性和灵敏度，但它不适合于实现 集成。因为超外差式接收机需要的高q 值元器件( 如滤波器) 在目前的集成电路 工艺条件下很难做到片上集成，只能采用片外分离元件来解决，这和现在提出的 单片集成收发器的目标相背离。另外，由于片外的m 滤波器有较低的输入阻抗， 需要l n a 有较大的驱动能力来驱动它，这既增加了功耗，又增加了l n a 设计的 复杂度。因此，为了实现接收机的高集成度、低功耗的要求，传统的超外差式接 收机结构一般不被采用。 2 1 2 零中频接收机 零中频接收机，也称为直接变频接收机，如图2 。2 所示。它使用一级混频器 f ：海人学颂上学位论义无线应用的c m o sr f i c 接收模块研究 直接将带内信号从射频变换到i f = 0 的基带，然后使用低通滤波器抑制干扰、选 择信道。 图2 2 零中频接收机结构 直接变频具有两个重要的优点。首先，镜像问题被消除了。因为i f = 0 ，所以 不需要有镜像抑制滤波器。第二，用低通滤波器和基带放大器代替了滤波器和 后续的放大器，这更有利于实现单片集成。但是，零中频接收机结构也有几个致 命的弱点。第一，因为本地振荡器与混频器的射频输入端之间的隔离度差，本振 信号很容易泄漏到混频器射频输入端，导致本振信号在混频器内自混频，在混频 器输出端产生d c 偏移，这种偏移可以高达1 0 m v ，而信号可能只有几十微伏，造 成对基带信号的破坏。另外，泄漏至天线的本振信号对邻近其它接收机形成带内 干扰；由于中频为零，c m o s 器件的1 f 噪声对信号会有严重的影响；再有正交 通道的幅度和相位不匹配也会引起误码率上升而降低信噪比。因此零中频接收机 在实现的过程中仍然会面l 临很多问题。 2 1 3 镜像抑制接收机1 1 9 i 镜像抑制接收机使用一个复杂的混频器，在混频的过程中用需要信号和不需 要镜像信号之间的关系把镜像信号消除。因此不再需要预选滤波器，而且在系统 结构的设计过程中可以不再过于考虑镜像的问题。特别是可以使用相对的低中频 来放松中频滤波、a d 转换和后续的基带信号处理的要求。下面给出两种常见的镜 像抑制结构：h a r t l e y 镜像抑制结构和w e a v e r 镜像抑制结构2 1 i 。如图2 3 ( a ) ( b ) 所示。 上海大学碗j ：学位论文 无线应用的c m o sr f i c 接收模块研究 幽2 3 ( a ) h a r t l e y ( b ) w e a v e r h a r t l e y 电路结构将r f 输入和本地振荡器的正交输出相混和，然后通过低通 滤波器，并将其中一结果移相9 0 。，最后将两个信号相加，可以看到在a 点和b 点的频谱包含了相同极性的有用信号和相反极性的镜像信号，因此得到的输出之 和就能消除镜像频率。这种结构缺点是对于相位和增益的不匹配很敏感。w e a v e r 电路结构它用一个第二级正交混频代替了h a r t l e y 电路中的9 0 。移相器。这种技术 实现了信号频带转换，且没有镜像干扰。可以看到从d 点的频谱中减去c 点的频 谱得到了有用信号并且消除了镜像信号。w e a v e r 结构复杂，对不匹配也很敏感， 但它避免使用一个r c c r 网络，因此尽管工艺和温度变化，它还是能得到一个更 好的镜像抑制。 2 2 射频前端整体结构 通过对上述接收机结构的分析可知，为了实现低价格，就要避免使用外部滤 波器，而超外差式接收机需要很多片外分立元件，因此其集成度很低。零i f 设计 不需要镜像滤波器，有利于高集成度的实现。但它常会把d c 偏置加到输出信号上， 而且本振馈通抑制很差，因而实现零i f 设计比较复杂。因此我们综合考虑以上三 种接收机优缺点、可实现性和集成度等因素。确定了本设计的方案一一低中频 h a r t l e y 镜像抑制接收机，射频前端整体结构如图2 4 所示。 l 海大学硕t 学位论文无线觑用的c m o sr f i c 接收模块研究 图2 4 射频前端整体结构 l ：海- 人学硕t 学位论文 无线廊用的c m o sr f i c 接收模块研究 第三章无源器件 模拟射频电路有别于数字电路的一个特点是需要大量的无源器件。因此了解 它们的特性是成功设计的关键。由于主流集成电路( i c ) 工艺主要是围绕着满足 数字电路的要求而发展的，所以供射频i c 设计的只有少数的一些无源器件。例如， 大于大约1 0 n i l 的电感占据显著的芯片面积并且具有很差的q 值( 通常低于1 0 ) 以及很低的自谐振频率。具有高q 值和低温度系数的电容是可以实现的，但它们 的精度相对较差( 例如，大约2 0 或更差) 。此外，最节省面积的电容往往具有很 高的损耗和很差的电压系数，而具有低的自电容和低温度系数的电阻是很难制造 的，因此仔细选择和适当优化无源器件是很重要的。 3 1 电阻 在标准c m o s 工艺中选择好的电阻的余地不大。大致有多晶硅电阻、源漏扩 散区电阻、阱电阻、m o s 管电阻和金属互连线电阻等。 多晶硅电阻是采用多晶硅互连材料，因为它的电阻率比金属的更大。然而， 现在大多数多晶都采用专门的金属硅化( s i l i c i d e d ) 工艺来降低阻值。电阻率大约 在每方块5 1 0 欧姆( 即方块电阻) 附近，因此多晶主要适用于中等程度的小电阻。 它的精度往往不理想，而它的温度系数( t c ) 通常在1 0 0 0 p p n “附近。未硅化 ( n o n s i l i c i d e d ) 的多晶具有较高的电阻率，并且它的t c 与具体工艺有关。由于 通常很难严格控制，因此未硅化的多晶如果最终作为一种选择的话，通常具有很 差的精度( 例如5 0 ) 。多晶电阻除其较低的t c 外，还具有单位面积相对较低的 寄生电容，以及标准c m o s 工艺中所能采用的电阻材料中最小的电压系数。 源漏扩散区( d i f f u s i o n ) 电阻的电阻率和温度系数通常类似于硅化多晶硅，重 掺杂时可以得到更低的t c ，但同时也存在较大的寄生电容和显著的电压系数。前 者限制了电阻可以应用的频率范围，而后者限制了可以外加的不造成显著失真的 电压的动态范围。这些特点往往限制了扩散电阻只能用于非关键电路中。 j ：海人学坝士学位论文 无线应用的c m o sr f i c 接收模块研究 阱( w e l l ) 可以用来作为高值电阻，因为它的电阻率通常在每方块1 1 0 k 1 2 的 范围内。遗憾的是，由于在阱和衬底之间形成的大面积“p n 结”使寄生电容很大， 所形成的电阻具有很差的初始精度( 士5 0 一8 0 ) 、较高的温度系数( 由于轻掺杂 的缘故，通常为3 0 0 0 5 0 0 0 p p m 。c ) 以及较大的电压系数。因此，阱电阻的使用必 须谨慎。 m o s 晶体管可被用来作为一个电阻，甚至是一个可变电阻。当提供一个合适 的栅源电压时，就可以形成一个尺寸紧凑的电阻。从一阶理论可知，一个长沟道 m o s 晶体管在线性区的交流小信号电阻是： z k 詈吲叱，1 _ 1 3 1 这个公式本身就意味着m o s 管电阻具有很差的精度( 因为它取决于迁移率和阈值 电压) 和很高的温度系数( 由于迁移率和阈值电压随温度变化) ，并且它表现出很 大的非线性( 因为它与v d s 有关) 。这些特点常常限制它只能用在信号路径以外的 非关键电路中。 金属互连线电阻通常作为小电阻。金属的电阻率通常在5 0 m d 每方块的数量 级上，因此得到l o n 左右的电阻是实际可行的。 3 2 电容 一般在c m o s 工艺中有四种类型的电容可以选择。分别是m i m 电容、m o s 电容、p n 结电容和p l o y - p l o y 2 电容。 m o s 电容即栅电容其底极板由发射极扩散区构成，电介质为一层薄氧化层， 顶极板为金属或多晶硅。m o s 电容一般具有较大的电容密度( 单位面积的电容值较 大) 和中等的q 值，但它是非线性的而且还需要一个特定的直流工作电压，同时栅 极电容由于栅极氧化层较薄使得崩溃电压较低。 p n 结电容取决于所加的偏置，因此这种电容常用于电子调谐电路，用于这种 用途的二极管叫做变容二极管。如果不希望有变容作用，那么结电容是一个很差 的选择。 内人学硕t 学位论文无线应用的c m o sr f i c 接收模块硼f 究 p l o y - p l c y 2 电容虽然具有较大的电容密度，但是由于p o l y 层的高阻性使得其o 值很低，这就限制了其在射频电路中的应用。 m i m 电容是c m o sr f i c 设计比较常用的一种电容，这是因为它具有很好的 线性度和较高的q 值，如5 0 pm + 5 0 um 的m i m 电容值是2 5 p f ，在1 g h z 的频率 上取得的q 值是2 0 。下面是m i m 电容的结构图和等效电路模型。 ( t m o x i d e c b x l 图3 1m i m 电容结构图 图3 2m i m 电容等效电路模型 m i m 电容是由两层金属平板中间加氧化物隔离制成的电容。c t m ( c a p a c i t o rt o p m e t a l ) 是m i m 电容的顶层金属，c b m ( c a p a e i t o rb o t t o mm e t a l ) 是电容底层金属。图 3 。2 中所示的c 。是我们想要的电容值，黜、l s 是电极上寄生的电阻、电感，c d 、 r p 是底层金属对地的寄生电容和寄生电阻。m i m 电容的q 值较高，工艺误差较 小，电容值较为稳定，但是m i m 电容密度不大，因此它通常是一种很理想的匹配 电容。现代5 个金属层的c m o s 工艺中单位面积的总电容可以通过采用两个以上 的互连层来加大：将金属层l 和会属层3 相连、将金属层2 和会属层4 相连，形 l 一海人学碗j 二学位论文无线应用的c m o sr f i c 接收模块研究 成所谓的s a n d w i c h 型m i m 电容，如图3 3 所示。该结构可以使相同面积的m i m 电容值增加大约三倍。因此常用于旁路电容或隔直流电容。 协n 3 3 电感 b o l t o i n l a y e r 。黑专 图3 3s a n d w i c h 型电容的结构和等效电路 在射频通信电路中，电感广泛应用于压控振荡器、低噪声放大器、无源滤波 器、阻抗匹配网络等部件中，而且电感的性能对这些射频电路可靠性和电路设计 的效率影响很大，特别是电感品质因素的影响。从射频电路的观点看，不能制造 质量好的电感是至今标准i c 工艺最明显的缺陷。尽管采用有源电路常常可以综合 得到等效的电感，但它们比起“真正”的用几匝导线制成的电感来，总是具有较 高的噪声、失真以及功耗。 唯一广泛使用的片上电感是平面螺旋电感，它是用最顶层可用的金属层来实 现的，而与螺旋线中央的连接则是用某一较低的金属层越过它底下来实现的。自 从在硅衬底上实现螺旋型电感的概念被引入后【2 “，很多高性能的片上电感出现在 各类文献中，这首先得得益于工艺技术的进步。这些特殊的工艺技术包括：使用更 好导电性的金属以减少电感的电阻损耗口3 】：利用多层金属串联或者并联以减少电 阻损耗和减少电感所占的面积；使用低掺杂的衬底或者绝缘衬底来减少衬底 损耗【2 6 】：使用厚的氧化层或者浮置电感将电感和衬底隔离吲【2 8 】。图3 4 为一个片 l 螺旋电感的比较完全的等效电路模型。 士甲 海夫学硕士学位论义无线应用的c m o sr f i c 接收模块目f 宄 图3 4 片上螺旋电感的模型。 l 。：平面螺旋电感的电感量。 r 。：金属连线本身的串联电阻，代表了金属有限的电导率所引起的损耗。 c ；：电感主线圈与引出线之间的耦合电容。 c 。：金属层与衬底之间的氧化层所引入的耦合电容。 c 水金属层与衬底之间的耦合电容。 r s i ：衬底本身的寄生电阻，代表了电感和衬底之间的电场耦合引入的损耗。 标准c m o s 工艺的片上螺旋电感的品质因数q 通常都很低，大概在l o 以下， 这主要是因为存在的寄生串联电阻和衬底耦合损耗引起的。如何提高c m o s 片上 螺旋电感的q 值一直都是r f i c 设计领域的难题。目前有以下几种方法优化q 值： 第一，铜互连技术。金属线损耗是影响电感性能因素之一，减少金属线的电 阻是增加q 值最有效的方法【2 3 】。通过采用低电阻率的铜( 1 7uq c m ) 代替铝( 2 7 1 tq c m ) 做电感，可以降低串联电阻。因为铜的电阻率比铝更低，而且由于铜 的互连工艺采用大马革结构的镶嵌工艺和化学机械抛光( c m p ) 平坦化代替了刻蚀 工艺，因此铜线可以比铝做得更厚，超过3h m 也不会发生断裂。目前，国际上铜 互连技术已经应用于深亚微米集成电路工艺中。 第二，多层布线技术。多层布线技术在超大规模集成电路中己经普遍使用。 目前，6 到8 层的金属布线金属也已经成熟，这为制作高q 值电感提供了一条重 要途径。为了减少金属线的串联电阻损耗，采用多层金属各做一个尺寸完全相同 并在位置上对准的电感，并用大量的金属间通孔将多层电感连接起来，这相当于 一个更厚的、电阻率更低的金属电感。如图3 5 所示。 海大学硕i 。学位论文无线应用的c m o sr f i c 接收模块母f 究 蛐e t a l 4 图3 5 多层金属平面螺旋电感 第三，采用“中空”的结构。即去掉电感中最里层的一个或几个匝数。因为 它们对于总的磁通量几乎没有什么增加而却明显地增加了总的损耗。 第四，使用低损耗衬底。在现代的标准工艺条件下，衬底损耗很大，使得电 感的品质因子很低。在衬底轻度掺杂时衬底损耗很小，电感的质量主要由金属线 引入的损耗决定；当衬底重掺杂时，衬底损耗将成为决定电感质量的主要因素。因 此降低衬底掺杂浓度可以减小衬底损耗。 第五，使用屏蔽层。一个做成图案化的接地屏蔽如图3 6 所示，可以阻止同有 损衬底之间的容性耦合而又避免磁通量的短路。另一个优点是这一屏蔽大大减少 了从衬底到电感的噪声耦合。 r “r r r 匪j ll 己鉴 i ，一? 氍 j 7 ； ； !i i 。；， i 图3 , 6 图案化的接地屏蔽 ：海人学埘l j 学位论文无线应用的c m o sr f i c 接收模块研究 第四章低噪声放大器 低噪声放大器( l o w n o i s e a m p l i f i e r ) ，简称低噪放( l n a ) ，是射频接收前端 中最重要的模块之一。它位于接收机第一级，直接与天线信号相连。其噪声性能、 增益大小、线性度好坏都直接影响整个接收机的整体性能【2 9 1 - - 3 1 i 。低噪声放大器的 主要功能是提供足够的增益来克服后续各级( 如混频器) 的噪声。除了提供这一 增益而又附加尽可能少的噪声之外，一个l n a 应当能接收大的信号而又不失真， 并且由于低噪声放大器的前一级通常是天线或无源滤波器，它们的品质对终端阻 抗很敏感，为了达到功率的最大传输，低噪声放大器的输入级通常要与前端元件( 天 线或无源滤波器) 的特性阻抗( 5 0q ) 相匹配。 4 1 低噪声放大器的噪声分析 4 1 1 c m o sl n a 的噪声源3 2 4 1 1 1 电阻的热噪声 电阻的热噪声可以等效的用图4 1 中所示的两个电路来模型。图4 1 ( a ) 是用电 压源的形式，其均方值为 e ：= 4 k t r a f 而图4 1 ( b ) 是电流源的形式，其均方值为 垂：皂2 4 k r a f4 k t g a f ” r 2 r 其中t 是绝对温度，k = 1 3 8 1 0 。2 3 j k ， 电压源和电流源的箭头只是为了参考， 4 1 4 2 f 是噪声带宽。需要注意的是，图4 1 中 并不代表真正的极性。事实上，电阻的热 卜海夫学硕| _ 学位论文 无线应用的c m o sr f i c 接收模块 i j f 究 噪声的期望( 即均值) 为零。 量 ；k i lr o i t a ) 图4 1 电阻噪声模型 4 1 1 2m o s 管的漏端电流噪声 通过详细的理论分析，我们可以推导出由下式给出的场效应管漏端电流噪声 ( 也称作沟道热噪声) 的均方值 i 耐z = 4 k t ? g d o a t4 3 其中，g d o 是v d s 为零时的漏源间跨导。参数t 是与偏置相关的热噪声系数并且在 v d s 为零时等于1 ，而在长沟道器件的饱和区逐渐减小到2 3 。在短沟道器件中，v 远超过由长沟道理论所给出的预测值。它的典型值为2 3 ，但是也可以大很多。至 今为止，对y 的精确估计仍然很困难。 4 1 1 3m o s 管的栅极噪声 沟道电荷的热扰动产生了起伏的沟道电势，而此电势通过栅极电容耦合到栅 极。所以栅极噪声也被称为栅极耦合噪声。可以证明，栅极噪声可以表示为 毫= 4 k t t 5 ；g g a f 其中参数g g 为 4 4 r 海大学顺 = 学位论文无线应用的c m o sr f i c 接收模块研宄 g ，：竽2 生2 4 5 6 8 5 乳o 1 。j 6 是栅噪声系数。在长沟道器件中，6 为4 3 。栅极噪声不是白色的，是随着频率 的增大而增大。 栅极噪声与漏端电流噪声是部分相关的。相关系数c 为 。：望4 6 f ：乇 其中对于长沟道器件，c 的值大约是j o 3 9 5 。 把沟道噪声和栅极噪声结合在一起，可以得到场效应管的完整的噪声模型， 如图4 2 所示。其中r 0 是场效应管的输出电阻。 图4 2m o s f e t 完整的噪声模型 4 1 2 m o s f e t 的最小噪声系数 给出m o s f e t 的噪声模型后，我们能够推导出m o s f e t 的等效二端口网络的 四个噪声参数如表4 ，1 所示 3 3 】。 表4 1m o s f e t 两端口噪声参数 参数g 。 丑，r 。 g 。 表达式 0 c l 罔 塾：兰土d j 0 6 一m g 。2 1 2 g 。 5 9 d o 因此我们可以得到使噪声系数最小的源导纳的虚部和实部分别为 一肛卅c 。i i + a i c l 周 4 7 l 海大学硕k 学位论文无线应用的c m o sr f i c 接收模块研究 g 卯， ，厨咔f ) 最小噪声系数可表示为 4 8 m 凡 g o p t + g 。 小去昙厕羽 4 ， 从公式( 4 9 ) 我们可以注意到，如果完全没有栅电流噪声( d = o ) ，那么最小噪声 系数将等于0 d b ，单就这一不现实的预测就应当足以怀疑栅噪声实际上必定存在。 我们同时注意到，尽管要求相关系数不现实地接近1 才能较大程度地减小噪声系 数，但从原理上讲，提高在漏和栅电流之间的相关性确实可以改善噪声系数。另 外一个重要的观察是随着工艺尺寸的缩小，脚r 的改善也改善了任一给定频率时的 噪声系数。 4 2 共源共栅结构低噪声放大器口4 卜口6 1 4 2 1 低噪放的电路组态 为了保证最大的功率传输，l n a 必须提供5 0 q 的输入阻抗。在c m o sr f i c 中一般有四种l n a 的电路组态，如图4 3 所示。 订吐ei 。士 匠工 c 一 i z 。 图4 3c m o s 低噪放电路组态 海大学硕 学位论文 无线应用的c m o sr f l c 接收模块研究 图4 3 ( a ) 中用一个5 0q 的电阻跨接在一个共源放大器的输入端上，电阻会附加 上它自己的热噪声，并且使晶体管前的信号衰减。这两种效应合在一起一般都会 产生不可接受的高噪声系数。这种结构现在很少用到。 图4 3 ( b ) 中的电路被称为并联一串联反馈电路组态。电阻反馈网络会产生自己 的热噪声，且功耗较大，因为它是一个宽带电路。但是，在现代通信系统中，比 如无线局域网和g s m 系统，一个宽带的前端常常并不必要。因此该结构本文不讨 论。 另一种低噪放结构如图4 3 ( c ) 所示。设g 。为场效应管的小信号跨导。由于这 个电路的输入阻抗约为1 g m ，这个电路也叫做1 g m 结构。可以证明该结构最小噪 声系数为2 2 d b ，大于图4 3 ( d ) 结构能够给出的最小噪声系数。 图4 3 ( d ) 是最常用的c m o s 低噪声放大器的电感源端负反馈结构。由于栅源 电容c g 。的存在，可以用一个感性的源端负反馈来在输入阻抗中产生一个纯电阻分 量。这是一个窄带的结构，因为放大器必须被调谐才能工作。由于不存在有噪声 的电阻，因此该结构的最小噪声系数最小。 4 2 2 低噪放的最小噪声系数 为了比较图4 3 中四种形式输入匹配的噪声特性，我们不妨忽略m o s f e t 的 栅极噪声电流，令所有的电阻( 包括源电阻) 均为r 。 对于图4 3 ( a ) 电阻匹配结构，利用二端口噪声理论可得其噪声系数为 胛：兰剑型： i ： 在忽略栅极噪声电流后，可得到 g 。= 0 g 。= i 1 g 。，= g ， 代入i _ _ = ：端口噪声理论，得到 4 1 0 4 1 1 4 1 2 4 1 3 海人学坝 ? 学位论文 无线应用的c m o sr f i c 接收模块研究 一拍心崛 - 2 + 鲁一詈去 4 1 4 对于图4 3 ( b ) 并联一串联反馈电路结构，拆环以后可得到与电阻匹配结构相 类似的电路形式。若只作粗略估计，只考虑开环结构的话，则并联一串联反馈电 路结构的最小噪声系数与图4 3 ( a ) 的最小噪声系数一致，即 珈z 引g o p t + g c m + 等一詈去 。s 对于图4 3 ( c ) 共栅结构，在忽略栅极噪声电流后得到 g 。= g 。 4 1 6 从而图4 3 ( c ) 共栅结构的最小噪声系数为 r i 。3 = l + 2 r 。【g 。，+ g 。】= 1 + 兰兰 4 1 7 a 对于图4 3 ( d ) 电感源端负反馈结构，根据公式4 9 令5 = o ，则最小噪声系数为 f n l 。4 = 1 4 1 8 这四种结构的最小噪声系数总结于表4 2 。从表4 2 中可以看出，在四种结构 中电感源端负反馈结构具有最小的噪声系数，这也就是在低噪放设计中普遍采用 这种结构的原因之一。 表4 2 忽略栅极噪声电流后四种结构的噪声性能比较 结构g 。g 。 n f ( a ) 电阻匹 l1 2 + 坐上 配 r丑 口g 。r ( b ) 反馈结 11 2 + 皇上 构 月 月 口g 。r ( c ) 共栅结 g ， g l + 竺 构 口 ( d ) 电感源 ool 端负反馈 l 海大学硕l 学位论文无线应用的c m o sr f i c 接收模块研究 4 2 3 共源共栅结构低噪放 叫申 k 长 j 1 、_ q _ a 4 3 低噪声放大器的设计过程 源极电感负反馈c a s c o d e 结构低噪声放大器拓扑结构如图4 5 所示。该低噪放 工作于2 4 g h zi s m 频段。 | 二晦大学硕士学位论文无线应用的c m o sr f i c 接收模块研苑 r f 图4 5 低噪声放大器拓扑结构 设计过程如下： 1 根据固定的功耗p d 和电源电压v d d 要求，来设定漏极工作电流i d 。 p d = v “id 4 1 9 这里我们预定功耗为1 2 m w ，工作电压v d d 为2 5 v ，因此漏极工作电流i d 约 为5 m a 。 2 在限定功耗的条件下，从噪声优化角度确定最优器件栅宽。 由功耗约束噪声优化理论可知 。j 3 丽14 琢1 4 2 0 其中c 。= 6 0 x 4 2 1 f 甜 由t s m c0 2 5 c m o s r f m o d e l 知。：5 1 m 、工盯= o 2 4 “m ，计算约为3 0 0 “m 。c a s c o d e