（电力电子与电力传动专业论文）模块化电子模拟功率负载系统的设计.pdf

北京交通大学硕士学位论文 流近似为正弦，功率因数趋近于一1 o 。 关键词：电子模拟功率负载，p w m 变流器，谐振式d c d c 变换器，功率 因数，软开关，移相控制，同步电流p i h 一 北京交通_ = 学硕士学位论文 a b s l r a c t s y s t e md e s i g no fm o d u l a r i z e d e l e c t r o n i cp o w e rl o a d a b s t r a c t t h ee l e c t m n j cp o w e rl o a di san e w t y p ep o w e re l e c t m i ci n s t r u m e n t t h a tc a nt a 】【ct h er o l eo fm 孤yl 【i n d so f 珊啊e rl o a di nt h et e s to fd cp o w e r s o u r c e ，s t o r a g cb a t t e r yd i s c h a t g e ，a n dm o t l ) ra n ds o 帅1 h ee l e c t t o n i c p o w e r1 0 a dc a l lb er e g a r da sar e s i s t o rw h o s ev a l u ec h 孤g e ss m o o t h l y 1 t t r a n s f o m st h ec n e 唱yt h a ti su s e di nt e s t st op o w e r s y s t e m 丘d md cp o w e r t oa cp o w e lt h ce l e c i m n j cp o w e rl o a dc a ns a v en o to n l yt h ep o w e r b u t a l s ot h ev o l u m eb e c a u s ej ti sl j 曲t e ra n ds m a l l e li i la d d j t i o n ，i t sm e r i t sa r e r a p i dc o s tt e c l a i m e da n dh i g ha u t o m a t j o n t h ep a p c fd i s c l l s s c st h ek e y 卸dd i 伍c l i l tp o j n to ft h ep o w e o a ds y s t e m b ys y s t e m s 柚a l y s i s ，a n dp r 叩o s e sap r e f e r a b 】ei m p l e m e n tp 确e c t f 0 rt h e s a k eo fe n h 如d n gi n s t n 帅e n ta u t o m a t j o n ，i tj s d e s i 印e db ym o d u l a r i z e d ， a n di m p l e m e n t c db ym a n yp a n l l e lc o n n e c t i o na c c o r d i n gt ot l l ed i f ：f 矗e n t e x p e r i m e n t a t i 伽p o w e rl e v e l a n a l y z i n g t h ep r i n c i p i eo f c o n t r o l ， j t i n t r o d u c t h ec c l lo fm o d u l a r i z e de l c c t r o n i cp o w e rl o a di nc o n t r o ls t r a t e g y a n di m p l c m 蛐t e dm e a n s n e s u g g c s t c ds y s t e mi c l u d e sm op a n s ：f u l l - b r i d g e 代s o n 柚tc o n v e r t e f 姐dv o l t a g cs o u f c cp w mf c c t i f i e ll t h cd e s i g i l ，m o s r 汀i sc h o s e na st h e p o w e re l e 咖n i c se l e m e n to ft h ef i i l l b r i d g ef c s o n a n to v e r t e r ，w h j c hi s 咖l t r 0 1 l e db yt h eu c 3 8 7 9 ，w 0 i k si nc o i l s t a n tc u r r e n ts o n s w i t c h i n gs t a t e s i g b ti sc h o s 锄a st h ep o w e re l e 咖n i c se l e m c n to fm ev o l t a g es o u r c e p w mc o n v e f t e r ，w h o s ec t f o lp a ni sd e s j 印e db a s e d t h ed s p d e v i c e ， 1 m 3 2 0 l f 2 4 0 7o ft e x a sh s t m m e n t s i nt h e p a p c r i t p r e s e n t s t h e s y n c h 啪伽sc u n c n tp ic o n t r o lt c c h i l i q u eu s e df o rc n c r g y - f e dv o l t a g es o u f c e 北京交通人学硕士学位论文a b s t r a c t p w mc o n v e n e rc o n n e c t e dt 0t h ea cm a i n s t h ee x p e i m e n t a lr e s u l t sv e r i f yt h a tt h ee l e c t r o n i cp o w e rl o a di sw e l l d e s i g n e d r e q u i f e dp e r f b m l a n c ei so b t a j n c d ：m i n u su n i tp o 、e rf a c t o ra n d t h eo u t p u tc u r r e n t t h ec 1 0 s et os i n u s o i d a l k e y w o r d s ：e l e c t 姗i cp o w e r l o a d ，p w mc o n v e n e r r e s o n a n td c ，d c c o n v e n e r p o w e rf a c t o r s o n s w i t c l l i n 舀s h i f t - p h a s cc o n t m l ，y n c s h m n o u s c u r r e n tp lc o n t i d i 一一 北京交通人学硕士学位论文 第一章绪论 1 1 选题背景 第一章绪论 目前随着科技的发展，电力紧张、石油价格飙涨，能源问题已经成 为大家越来越关心的问题，能源的紧缺使得各种各样节能装置的研制倍 受关注。随着电力电子技术、控制技术以及计算机技术的飞速发展，各 种电力电子装置的智能化、模块化的研制也成为市场的迫切需求。 现实的工业生产中，各类电力电子产品得到了广泛的应用，对这些 装置的试验考核、出厂前的检验至关重要，关系到整个系统的安全性和 稳定性，例如：通讯电源、整流柜的出厂试验、大功率充电电源等出厂 前的检验。还有其他设备的试验考核，如蓄电池的放电试验、电机的出 厂试验、柴油机、汽油机的出厂试验等等。试验时，传统上使用的负载 主要是采用电阻、电阻箱等形式，这类负载多为有级调节，有固定的负 载特性曲线，形式单一，不仅占用较大的安装空间，而且试验设备消耗 掉了大量的电能，经济损失巨大。 基于此，本课题对电子模拟功率负载系统进行了模块化研制，它是 一种利用电力电子技术、计算机控制技术及电力系统自动化技术设计实 现的能量回馈式的负载，可根据试验考核功率的实际要求，配备多个相 同模块并联实现。该电子模拟功率负载效率高、功率密度大，节约了能 源，减少了体积和重量，而且所模拟的负载功率连续可调，试验装置自 动化程度高。 同电阻型负载相比有以下的优点： 1 、采用的是能量回馈电网的工作方式。不仅节约了能源，降低了 电费开支，而且工作过程中不会产生大量的热量，避免了试验场所环境 温度升高等问题。 2 、体积小、重量轻。由于该电子负载功率密度大、效率高，没有 将试验测试所需的功率全部变成热量，因此不必使用体积庞大的电阻箱 北京交通大学硕士学位论文帑一章绪论 及冷却设备，节约了试验场所的安装空间。 3 、所模拟的负载功率连续可调。电阻负载在功率较高时不得不采 用有级调节，在使用时受到很大限制，该电子负载只需用户具体使用时， 通过上层中央控制器的计算机界面方便地设定所需要的功率( 或电源输 出电流) 时间变化曲线，设备起动后，其负载大小就严格按设定运行。 4 、设备投资成本回收快。一般的讲，设备的投资将因该设备的使用 所节约的电费在4 5 年内收回；若考虑使用该设备后节省的供电容量、 减少安装空间的费用，设备的投资将在小于4 年的时问内收回。 该课题研制的模块化电子功率负载与一般电子负载的区别在予： l 、系统采用的是模块化设计。可根据试验装置实际试验考核所需 要的功率要求，配备多个相同模块并联实现。使用时，只需通过上层中 央控制器的友好界面方便、快捷地简单操作。 2 、系统的效率高，功率密度大。节约了能源、节省了成本和开支。 该电子负载从被试电源等试验考核装置吸收电能，继而高效地将能量回 馈电网，可为被试的试验考核装置循环使用，其损耗仅仅是功率变换器 的开关损耗和线路损耗，节约了能量。 3 、友好的人机交互网络监控系统。基于上位机的工业组态软件和 c a n 通讯的监控分系统完成对整个电子负载系统的运行控制和性能监测 的作用。监测并且显示每个电子负载箱的工作状态，比如：启停情况、 温度、端电压、输入电流、输出电流、系统的功率因数、效率及输出电 流、电压总的谐波含量等等。 4 、应用领域更为广泛。由于所采用的是模块化设计，d c d c 变换 器、p w m 变流器均工作在开关状态，可以很方便、很容易地实现大功率 应用的要求，具有广阔的应用领域和前景。 1 2 电子负载系统的主要性能指标 本课题主要是针对深圳中兴公司通讯开关电源出厂实验所需电 子负载而设计的。以通讯开关电源z x d 5 0 0 0 为被测试电源，研制模 北京交埔夫学硕士学位论文 第一章绪论 块化电子模拟功率负载e p l 2 0 0 0 。 单个电源z x d 5 0 0 0 的输入电压为交流3 8 0 v ，额定输出电压5 4 v ， 额定电流1 0 0 a 。对该通讯电源的试验要求： 1 输出电流在一定范围内连续可调，输出电流纹波很小。 2 具备反接、短路、过流、缺相、过欠压等保护功能。 3 能实时监测电源的工作状态，报警故障状态。 4 多台通讯电源( 总电流达l 0 0 0 0 安培) 并联试验时，保证交 流侧并网无环流，对电网无污染。 5 有较高的功率密度。 6 拥有相当高的抗电磁兼容性和较高的绝缘等级。 依据试验考核的总体要求，模块化电子模拟功率负载箱e p l 2 0 0 0 的系统设计应当满足以下要求： 1 额定输入电压：4 8 v 一6 0 vd c 。 2 额定输入电流：3 0 0 a 。 3 吸收电流线性度：1 。 4 额定输出电压：3 8 0 v a c ( 一1 5 + 1 0 ) ，频率5 0 h z ( l9 6 ) 。 5 输出形式：三相四线制。 6 输入输出电气隔离。 7 系统功率因数：大于o 9 9 。 8 系统效率：大于8 5 。 9 谐波总畸变率t h d ：小于3 。 1 0 系统具有故障自保护及报警功能。 1 1 能实时监测系统的运行情况： 包括监测电流、电压、温度、功率、功率因数、系统效率、 谐波畸变率。 1 2 模块化设计。 1 3 冷却形式：强迫风冷。 北京交通人学硕士学位论文第一章绪论 1 3 本课题主要研究内容 本课题主要研究以下几个方面的内容： 1 研究实现能量回馈式电子模拟功率负载系统的主电路拓扑结构、控 制策略，确定设计实现的总体方案。 2 结合d s pt m s 3 2 0 l f 2 4 0 7 a 和移相控制器u c 3 8 7 9 ，研究d c d c 变换器 移相控制的零电压软开关技术、d c a c 电压型脉冲变流器基于空问 矢量技术的同步电流p i 控制策略。 3 基于移相控制技术和空间矢量技术对控制系统进行仿真，验证控制 策略的可行性。 4 设计本系统单元模块实现的硬件电路。包括确定主电路的拓扑形式、 主电路元器件参数的选择、控制电路的设计。 5 根据电路原理图，制作p c b 板并构建单个模块的试验系统。 6 依据控制系统的功能要求，编写单元模块控制系统的软件程序。 7 单元模块的系统试验调试。包括硬件电路调试、软件硬件系统联调， 并对实验结果进行分析，检验控制方案的正确性，研究探讨实际应 用中存在的问题。 本论文详细的讨论了模块化电子模拟功率负载系统的工作原理，对 负载单元模块( e p l 5 0 4 8 ) 进行了系统的软件、硬件的设计实现。第二章 和第三章对整个系统的组成、功能、控制原理 x 北京交通丈学硕i ：学位论文第二章系统分析 2 1 系统组成 第二章系统分析 整个电子功率模拟负载系统由l n 个电子负载箱( e p l 2 0 0 0 ) 并 联而成，系统的结构框图如图2 1 所示。中央控制器( e p l l 0 0 0 ) 通 过a 州通讯，控制电子负载箱的启动、停止：发送每个电子负载箱的 参考电流值；计算整个系统的功率因数、效率及输出电流、电压总的谐 波含量；监测并且显示每个电子负载箱的工作状态，比如：启停情况、 温度、端电压、输入电流等。电子负载箱组的输入来自并联的直流测试 电源( 被测试电源1 至n ) 的输出，该用来试验考核的直流电源输入为 工频的3 8 0 v 交流电，额定输出电压为5 4 v ( 4 8 ￥6 0 v ) 。电子负载箱 组输出工频交流电，同工业电网并联，实现能量的回馈。 单个模块化电子负载箱的结构如图2 2 所示，每个电子负载箱均 由9 个( 根据试验的需要也可以设计成m 个) 电子负载单元模块并联 而成。每个负载箱均拥有自己的单元控制器( e p l 3 0 0 0 ) ，该控制器通过 o 总线对电子负载单元模块执行集中控制、同上层的中央控制器传 递控制和状态信息。 图2 一l系统结构框图 f i g i l 鹏2 1s t n l c t i l md i a 乎蜘o fs y s k m 5 0 h z 8 v ) 北京交通大学硕上学位论文 第一章系统分析 图2 2 电子负栽箱的结构图 f t g u r c 2 - 2s t 翔c t u 托d i a g r 锄o fe l e c t r o n i cl o a db o x 2 2 系统的功能 模块化电子模拟功率负载系统的整个控制层由两部分构成：能够实 现友好人机交互的中央控制器和位于底层电子负载箱中的负载箱 单元控制器( e p l 3 0 0 0 ) 。 系统的通信实现由两层网络完成：由电子负载系统的中央控制器和 电子负载箱构成上层网络，电子负载箱内的负载控制器同各负载单元模 块组成底层网络，底层网络和上层网络均由c a n 总线实现通讯。 2 2 1 电子负载中央控制器 系统的中央控制器是最上层的控制平台，借助工业组态软件，为用 户提供友好、方便快捷、功能齐全的操作界面，通过由c a n 总线实现的 网络通讯传递控制指令给各电子负载箱，同时监测和反馈每个电子负载 箱的工作状态。其主要功能主要有以下几个方面：中央控制器通过c a n 总线控制电子负载箱的启动、停止；发送每个电子负载箱的参考电流值； 计算整个系统的功率因数、效率以及输出电流、输出电压总的谐波含量； 北京交通大学碗士学位论文第= 章系统分析 监测并且显示状态信息，比如：启停情况、温度、端电压和输入电流等。 运算功能 中央控制器根据用户通过操作界面输入的测试所需功率大小，计算 出试验时所需投切电子负载箱的组数；实时计算整个系统的功率因数和 效率；实时计算输出侧电流、电压总的谐波含量。 控制功能 控制每个电子负载箱的启动和停止，执行负载箱的投切指令，依据 操作界面输入功率的大小发送负载箱电子负载单元模块的参考电流值。 监测功能 实时监测并且显示每个电子负载箱的工作状态：负载箱的启停情 况：负载箱的温度、环境温度：直流侧输入的电压；负载箱总的输入电 流、单个负载箱的输入电流：输出侧电流和电压；总的输入功率；系统 的功率因数；总的输出电流、输出电压的谐波含量。 报警和保护功能 系统通过监测负载箱的工作状态，执行分级保护。一旦出现故障， 中央控制器会发出警报，并且显示故障点的具体位置及相关原因，以便 于维护和检修。 2 2 2 电子负载单元模块 单个电子负载箱的结构如上节的图2 2 所示，每个电子负载箱中 的单元控制器在整个系统中扮演中心枢纽的角色，它提供上层网络和底 层网络通讯信号交换和处理的平台，其主要的功能有以下几个方面： 控制功能 接收从屯子负载中央控制器发出的控制指令控制各个单元模块的 启动和停止，并计算分配每个电子负载单元模块的输入电流值。 保护功能 一旦电子负载箱中的某个电子负载单元模块出现故障，能够实施保 护，快速地停止该模块并把故障信号传递到上层网络，并且将故障模块 从网络上断开。中央控制器与电子负载箱之间通过软件实现联锁，当工 北京变通人学硕士学位论文 第一二章系统分析 作人员在对电子负载中央控制器进行设置完成之前，停止运行电子负载 箱中所有的电子负载单元模块；仅在设置完成后，负载箱中的电子负载 箱控制器接收到相应控制命令后，电子负载箱才开始相应的正常工作。 监测显示功能 负载箱控制器主要监测和显示本电子负载箱中每个电子负载单元 模块的状态：输入侧电流、电压、模块温度、负载箱温度、故障点等； 同时实时把监测到的电子负载箱中各电子负载单元模块的工作状态，通 过c a n 网络传送给中央控制器。 2 3 系统实现方案 为了适应不同的电力电子装置，配备合适的试验考核系统。整个电 子模拟功率负载系统进行模块化设计，试验系统可根据功率等级要求， 由1 n 个电子负载箱( e p l 2 0 0 0 ) 并联构成，单个电子负载箱可由m 个 电子负载单元模块并联而成。 本课题设计实现的模块化电子负载系统，单个电子负载箱由9 个电 子负载单元模块并联组成，额定输入电压4 8 6 0 v ，额定输入电流 3 0 0 a ，单个电子负载单元常有两种实现方案。 曰目网息目日团 图2 3系统1 成验框图 f i g l l 鹏2 - 3s l 九l c t u r ed i a 辨曲o f 既锄i n a i i 伽s y s l e m 方案一：低压的直流电( 4 8 v 6 0 v ) 直接通过一全桥逆变器变换 成三相低压工频交流电，再通过工频变压器实现馈网。该方案只有 一级电力电子变换器，控制系统简单，成本较低，但工频变压器体 8 北京交通大学硕士学位论文第二章系统分析 积大，不利于安装，而且变压器的变比大，整个系统的效率低，功 率密度小。系统结构框图如图2 3 所示。 方案二：框图如图2 4 所示，低压直流通过谐振式全桥变换器升压， 变换为高压直流，再通过p w m 变流器逆变，将能量反馈回工业电网，从 而实现能量的循环使用。为了便于在一个电子负载箱里实现多个单元模 块的并联，通过控制器对低压侧实行恒流控制。 图2 4系统试验框图 f i g l i r e 2 - 4s t 九l c t u r ed j a g 舢o f e x a l l l j n a t j o ns y s t e m 通过分析可以看出：第二种方案系统的效率高、功率密度大，既节 约了能源，又减少了体积和重量，便于安装和调试，而且所模拟的功率 连续可调。综合考虑，本课题电予负载单元模块采用第二种方案。 北京交通太学碗士学位论文第三章控制原理及实现方法 2 、全桥变换器 全桥型变换器的电路拓扑结构如图3 6 ( a ) 所示。全桥中的开 关元件成对动作，其中t ，l 为一组，t 。，l 为另一组。与开关对反 并联的二极管提供了电流通路，可将隔离变压器边漏电感中储存的 能量释放掉。 强i 擎 习i f 崮u 门网il ， lu f 研届 一一卜十一一一l - - r 可 图3 6 全桥型变换器电路拓扑及波形 f i g i 睇3 6c i 咖“s h u c i u r i ea n dw a v c f b r n lo f f i i - b r i d g ec o n v e n e r 当两开关组交替动作、且闭合的时间均为t 。时，变压器副边的 波形如图3 6 ( b ) 所示。 全桥型变换器的电压变化为： 堡。2 丝d ( 3 6 ) i 控制变换器的占空比d ，便可以控制输出电压的大小。 北京交通大学硕l 学位论文第三章控制原理及实现方法 3 3 电压型p 咖变流器 p w m 变流器是应用脉宽调制技术发展起来的一种新型电源变流 器，可以运行在四个象限，既可以将电网输入的交流整流输出为直流， 也可以方便地实现直流逆变为交流，将电能回馈到电网中去。根据直流 侧输出情况的不同，脉冲变流器又可以分为电压型脉冲变流器和电流型 脉冲变流器，两个脉冲变流器均有不同的应用场合。目前，研究较为成 熟的莫过于电压型p w m 变流器。 本课题研制的电子模拟负载装置的逆变部分采用电压型p w m 变流 器，其特点是直流侧电压方向不变。通过合适的控制方法，使电压型 p w m 变流器工作在逆变状态，有效、实时地实现了电能的再生回馈电 网，而且功率因数趋近于一1 0 。 3 3 1 电路拓扑及基本原理 x 北京交通大学硕士学位论文 第三章控制原理及实现方法 方面保证恒定，另一方面根据不同运行工况要求，使网侧电流f 。( f ) 与 网侧电压 。( f ) 的相位同相或反相，功率因数为l 或一l 。控制输出的脉 冲频率，。越高，脉冲波“。( ，) 的基波幅值越大，而谐波含量越低，网流 f 。( f ) 波形就越接近正弦波。 由图3 一1 1 可以看出，通过构成桥式整流的整流二极管d ，d 。可将 电网交流电能变为直流供给中间储能回路或负载；也可以经过主开关管 t ，t 。将中间储能回路或负载方面的直流能量逆变为交流，反馈给电网， 所以p w m 变流器的能量变换或传递是可逆的，而能量传递的总趋势，或 说p 删变流器工作在整流还是逆变工况，与t 。n 的脉宽调制( p w m ) 方式有关。 图3 1 2 主电路简化原理图 h g u 他3 1 2s i i n p l 访e dm a i nd r c u i i 单相电压型p 州变流器的简化主电路原理图如图3 一1 2 所示。假 设“s - ( f ) 为交流侧电压s ( f ) 的基波分量，0 - ( f ) 为网侧电流( f ) 的基波 分量，在忽略电网电阻的条件下，则对于基波分量，有下列的相量方程 式成立： 巩。l + ，“凡， ( 3 1 8 ) 其相量图如图3 一1 3 所示。 其中图3 一1 3 ( a ) 为整流( 牵引) 工况，图3 1 3 ( b ) 为逆变( 再生) 工况，从相量图可知，。一既不与“”同相，也不反相。若p 1 】| m 变流器工 作在这两种状态下，势必会造成对电网的电气污染。 为了设计采用的电压型p 嘲变流器，实现对电网的污染降至最低程 度，亦即使电压型p 删变流器从电网吸取尽可能与网压同相位或反相位 的正弦电流，必须采用合适的p 删方式，使其产生与网压“w 同频率的 调制电压玑，同时，调制电压虬应当使输出的网侧电流基波分量如t 与 北京交通大学硕七学位论文第三章控制原理及实现方法 网侧电压的基波分量u ”相位一致或相反。 ( a ) 整流工况( b ) 逆变工况 穆惑 叁 扩闷谬编 北京交通人学硕十学位论文 第兰章控制原理及实现方法 “( f ) ；以hs i n ( n f 一妒) 刚： k ，= 紫 “1 厢= 型照 = 三 us 矿鳖 定义a 为正弦脉宽调制比( 或调制深度) ，则可得 n 。监 虬 将口代入( 3 1 9 ) 式得 h 舶( f ) 霉a u ds i n ( n f 一妒) ( 3 1 9 ) ( 3 2 0 ) ( 3 2 1 ) ( 3 2 2 ) ( 3 2 3 ) 整流工况下，为了保持网侧电流与网侧电压d 。相位一致，功率因 数为1 o ，通过合适的脉宽调制控制策略，在不同的负载电流下使得d ；， 相量端点轨迹沿直线爿口运动，如图3 一1 4 ( a ) 中所示。 同理，当“，( f ) 一s i l l f 时，在逆变工况下，如图3 1 4 ( b ) 所 示，有： “5 。( f ) 一氓。s j n ( 驴) ( 3 2 4 ) ；急 p 瑙) 同理定义口为正弦脉宽调制比，将口代入式( 2 2 4 ) 得： h s l ( f ) 一口s i n ( “+ 妒)( 3 2 6 ) 要保持网侧电流j 。与网侧电压巩相位相反，功率因数为一1 o ，如 图3 一1 4 ( b ) 中所示，通过合适的脉宽调制控制策略，在不同的负载电 流下使得d 。，相量端点轨迹沿直线c d 运动。 3 3 2 三相p 帅变流器的数学模型 图3 1 5 是应用很广泛的最基本的三相电压型p w m 变流器( v s r ) 电路。电路的工作原理也和前面所述的单相全桥电路相似，对电路进行 p w m 控制，在桥的交流输入端a 、b 、c 可得正弦p w m 脉冲波电压， 北京交通大学硕士学位论文 第三章控制原理及实现方法 对各相电压按照图3 1 州a ) 得相量图进行控制，就可以使各相电流。、 “、为正弦波且与电压相位相同，功率因数近似为1 o 。同样，电路也 可以工作在图3 一l “b ) 的逆变运行状态，通过p w m 控制，使得三相电 流2 、“、k 为正弦波且与电压相位相反，实现功率因数近似为1 0 。 为了寻找合适的控制策略，下文详细分析电压型三相桥式p w m 变 流器的数学模型。 图3 1 5 电压型三相桥式p 咖整流电路 f i g i l r e3 - 1 5m a i nc i 比u j lo f 3 p h a v o l t a g es 0 u f c cp w mc o n v e r i e r 1 、三相静止对称坐标系( a 、b 、c ) 中三相v s r 的一般数学模型 为了方便分析，通常作如下假设： ( 1 ) 电网电势为三相平稳的正弦波电动势( e 。，e b ，e 。) ； ( 2 ) 三相回路等效电阻相等，均为足； ( 3 ) 网侧滤波电感是线性的，且不考虑饱和，均为厶； ( 3 ) 忽略开关器件的导通压降和开关损耗； ( 4 ) 忽略分布参数的影响。 ( 5 ) 为描述v s r 能量的双向传输，其直流侧负载由电阻r l 和直流 电动势e l 串联表示。 定义三相整流桥单极性二值逻辑开关函数& 为： & 一e 圭纂喜萎蔷：；纂鬈霉鬈 c k = a 、b 、c ，c 。一j ， 1 l o 上桥臂关断，下桥臂导通 。 取电网的中性点为零电位。根据基尔霍夫电压定律，对a 、b 、c 北京交通大学硕士学位论文第三章控键原理及实现方法 三相有如下电压方程： i e 。一r s t 4 + l s 。p i 。+ s 。v + v n o 已6 警r + 工， + s 6 v 出+ v 加 ( 3 2 8 ) e 。t r ，i c 七l s p c + sc 。v t c + v n o 其中p 代表微分算子d 触。 考虑三相对称平衡无中线系统中，有 - + ? c2 7 ( 3 2 9 ) l + + t 皇o 。 联立式( 3 2 8 ) 和( 3 2 9 ) 可得： 。一墅尝堡，。 ( 3 3 0 ) 在图3 1 5 中，任何瞬间总会有三个开关管导通，其开关模式一 共有8 种，直流侧电流i d c 可以描述为： kl s 。+ s + s ，f f ( 3 3 1 ) 另外，对直流侧电容正极节点应用基尔霍夫电流定律，可得 c 一m = 。+ & 。堪小学 ( 3 _ 3 2 ) 联立式( 3 2 8 ) ( 3 3 2 ) ，引入状态变量x ，可得采用单极性 二值逻辑开关函数描述的三相电压型p w m 变流器的一般数学模型的状 态变量表达式，用矩阵形式表示为： 酗i 一艘+ 船 ( 3 3 3 ) 其中：p 一丢 z 篁 工， o ot oo oo oo oo t 0 o c - ( 3 3 4 ) 北京交通大学硕上学位论文第三章控制原理及实现方法 爿= z ；d 。，i 。，j 。，】r 一愿 o0 0 一r 。 o o0 一r s 。s bs 。 8 誊 沪半1 矗一半1 足一半1 1 r 100o o1oo o o1o ooo 上 吃 - k 。，气，巳，气r ( 3 3 5 ) ( 3 3 6 ) ( 3 3 7 ) ( 3 3 8 ) 为了消除上述开关函数描述的电压型p w m 变流器一般数学模型中 的高频分量，在开关函数模型中引入傅里叶变换，假设上桥臂在一个 p w m 控制周期内的导通时间所占的百分比为蟊( = a 、b 、c ) ，f s 为 p w m 的开关频率，远远大于电网的频率。基于占空比描述的三相v s r 一般低频数学模型为： z p x l 一a 1 x 1 + b e ( 3 3 9 ) 其中：系数z 、a 、b 、e 均同上，x 1 为状态变量x 的低频分量 ，l，lf，f 一 一 一 北京交通大学硕 学位论文第三章控制原理及实现方法 爿i 皇 一r 0o 0 一r 。 o oo r d 。d 6d 。 d 。+ d 。+ d 。+ 以 3 比 3 如 3 l 吃 + d 。 + d 。 + d 。 ( 3 4 0 ) 从而得到一个p w m 控制周期( 1 h 啪) 内的平均数学模型，这一低 频模型有助于简化三相v s r 控制系统的分析和设计。当p w m 控制周 期趋于零，也即变流器开关器件的开关频率趋向于无穷时，即得到变流 器的连续模型。 2 、两相同步旋转坐标系( d 、q ) 中三相v s r 的数学模型 上文研究分析的是针对三相静止坐标系下的三相v s r 一般数学模 型，虽然具有物理意义清晰、直观等特点，但在这种数学模型中，v s r 交流侧均为时变交流量，不利于控制系统的设计。因而，可以通过坐标 变换将三相对称静止坐标系( a 、b 、c ) 转换成以电网基波频率同步旋 转的( d 、q ) 坐标系。这样，经过坐标旋转变换后，三相对称静止坐标 系中的基波正弦变量将转化成同步旋转坐标系中的直流变量，从而简化 了控制系统的设计。 由前面的式( 3 2 8 ) ( 3 3 2 ) 不难看出，在三相静止对称坐标 系( a 、b 、c ) 中，三相v s r 开关函数模型为： c 肌2 娶s l l t 以+ r 叱( 墨一；，磊多，) ( 3 叫) 。娶。娶枷 式中：s k 为单极性二值逻辑开关函数( k = a ，b ，c ) ： i l 为v s r 直流侧负载电流。 为使三相静止坐标系( a 、b 、c ) 转换成同步旋转坐标系( d 、q ) ， 一 一 一 口 f d d d ，i-i，jiit、 一 一 一 北京交通大学硕 ：学位论文第三章控制原理及实现方法 首先选择“等量”坐标变换，可将坐标系( a 、b 、c ) 转换成两相静止 坐标系( a 、b ) ，即进行3 2 坐标系变换。 i ：】。l * ，印e l 】。z 品，。* 7 e l 】。喜 1一三一三 22 o 一鱼巫 2 2 或： 耋】。，m e ；】。l * ，祁7 e ： 2 1o 13 22 1 3 2 2 卜1 i h l ( 3 4 2 h 上式中，针对三相v s r ，则有： f e 。，只j ( t = 口，6 ，c ) j( 3 4 4 ) l _ 譬，s ) ( ，；口，卢) 将式( 3 4 3 ) 代入式( 3 4 1 ) 并化简，得到两相静止坐标系( a 、b ) 下 三相v s r 开关函数模型为： q p v 。- 三化s 。呜蹦 上，p f 。+ r f 。皇e 。一v 出s 。 ( 3 4 5 ) l 3 p ib + r ，ib eb v sb 假设初始状态下，坐标系( a 、b ) 与坐标系( d 、q ) 重合，且口轴 同d 轴重合。当( d 、q ) 坐标系以电网基波角频率珊同步旋转时，若 引入旋转因子p p ( 逆时针旋转) ，则同步旋转坐标系( d 、q ) 中通用矢 量) ( d q 可以用( a 、b ) 坐标系中的通用矢量x “表示为： p 8 x 由；j 印 ( 3 4 6 ) 其中：口，耐， n ，；坷，为电网基波频率。 联立式( 3 4 5 ) 和( 3 4 6 ) ，化简整理成d 、q 分量可得三相v s r 在 - 2 9 - 北京交通人学硕十学位论文第三章控制原理及实现方法 两相同步旋转坐标系( d 、q ) 中的数学模型为： c 。p v 出j 兰( s 一+ s ，) 一 。p 一越，f 。+ r ，f d 罨已d v 出s d ( 3 4 7 ) l ，p i q + d l ，i d + r s i q e q v d c s q 上式中存在两个变量的乘积( i d s d 、i q s q ) ，因而其模型具有典型的 非线性特性，为此需要进一步对三相v s r 的d q 模型线性化。 实际上，当忽略三相v s r 桥路的自身损耗，则三相v s r 交流侧有 功功率p 。应当与桥路直流侧的功率p d c 相平衡，即： p 。= p 女 ( 3 4 8 ) 采用等量坐标变换后，有： p 。要e 。+ 昙p 。 ( 3 4 9 ) p “。j o + j 8 q q 3 4 9 p 。v k 。v g 。女+ 詈 3 5 0 ) 联立上述三式化简整理得： 疵一矗+ + 摹 一s d 式( 3 5 1 ) 中b 、i q 、v d c 之间仍然存在非线性关系，不利于控制 系统的设计。定义新的变量u ，且令“- 吐，三相v s r 交流侧输出电压 的d 、q 分量屹，v 。为： ”d s - ”女 ( 3 5 2 ) 为获取线性描述，定义新的变量u d 、“q ，且令： 巴i ：二 ( 3 5 3 ) ( 3 5 4 ) 北京交通入学硕士学位论文 第三章控制原理及实现方法 联立上述式( 3 5 1 ) ( 3 5 4 ) 、( 3 4 7 ) 化简整理得可得三相 v s r 在( d 、q ) 坐标系中改进的数学模型为： 口。一旦+ 三盟+ 盟 r a c dc d 鹏一譬+ 扣 叫s ， ，百。 1 f 。一i 显然，通过变换后的式( 3 5 5 ) 为一组线性微分方程，有利于三 相v s r 控制系统的设计。 3 3 3 控制策略 a o1 1 n e 图3 16 采用直流电压p i 控制的结构框图 f j g u r e3 - 1 6s t m c i u 陀o f d cv o l t a g ep lc o n t m l 目前，对于三相电压型p w m 变流器的控制方法的研究主要集中在 p w m 控制信号的产生、交流侧电流的控制和直流侧电压的控制三个方 面。三相p w m 变流器p w m 波的产生方法与交流调速系统基本相同， 其主要差异是多一个电网同步和相位控制环节，而少一个变频控制环 节。由于微处理器的速度和精度不断提高，三相p w m 变流器的p w m 的生成大都由微处理器实时计算产生。目前较为多见的p w m 计算方法 北京交通大学硕士学位论文第三章控制原理及实现方法 主要有规则采样法，空问电压矢量法等。此外，电流控制p w m 技术应 用也很广泛，比如滞环控制、p l 电流控制等。这种p w m 技术兼有电流 控制器的作用，具有控制简单、动态响应快和电压利用率高等优点。 一、直流电压控制 图3 1 6 是直流电压控制采用p i 控制的结构框图。将直流侧电压 取样反馈，与给定参考电压比较，得到的误差值作为电压控制器的输入， 输出作为交流侧电流幅度的给定，这是电压控制的基本结构。为了改善 电压控制的响应特性，有的系统采用负载前馈控制。 电压控制器的调节算法还是以传统的p i 算法居多，也有采用数字 控制器的直接计算方法，取得了一定的效果。 二、交流电流的控制 u 。电网电压 ，+ 给定电流 图3 1 7 滞环电流控制的框图 f j g i 】陀3 1 7s t n l 咖北o f c u r r c n td e a d b a n do o n 的l 0八赢流。 韵划：l 图3 18 滞环电流控制的电流轨迹 f i g i l 化3 - 1 8 c u r r e n t w a v e f o 珊0 f 似瑚td e a d b 柚dc 彻1 0 1 北京交通大学硕上学位论文第三章控制原理及实现方法 p w m 变流器交流电流控制的主要目的是减小进线电流的谐波含量， 亦即是让交流电流能很好的跟踪交流电压波形。目前交流电流控制的方 法主要有如下几种。 1 、电流滞环控制 基本原理：通过反馈电流与给定的参考电流相比较，当反馈电 流低于参考电流一定差值时，调节电路的输出使系统的输入侧电流 增大；反之，当反馈电流高于参考电流一定差值时，调节电路的输 出又使系统输入侧电流减小。通过这样不断的进行滞环比较调节， 保证输入侧电流始终跟踪给定电流，且处于滞环带中。滞环电流控 制的框图与电流轨迹如图3 1 7 和图3 一1 8 所示。 图3 一1 8 中处于滞环带中的正弦曲线为指令电流，i ，而反馈电 流厶为图中锯齿状的曲线。 2 、空间矢量p w m ( s v p w m ) 控制 下列四种方案均是采用s v p w m 方式控制，包括新型简化s v m ( s i m p l j f i e ds p a c ev e c t o rm 0 d u l a t e d ) 控制、目标电压控制( v o c ) 、同步 电流p i 控制、静止坐标系下的正弦电流控制以及在线训练神经元网络 控制( a n n ) 。 1 ) 新型简化s v m 控制方式 新型简化s v m 控制方法式与传统的s v m 不同的是，这种方式对 采集到的相电压按每6 0 度为一个单元进行分区，如图3 1 9 所示，可 以看到，每个区间内有两相电压同号，第三相反号，这样就可以简化传 统的开关模式( 每个开关周期有三个开关动作) 为每个开关周期只有两 个开关动作，第三个为常开或常闭，这样的好处是可以减小开关损耗； 其中的占空比计算方法也不同于后面将要论述的通过坐标变换来获得， 而是直接通过外围p i 的输出去决定，而且有其一套简化的计算方式， 整流工况和逆变工况各一种。 控制框图如图3 2 0 所示，其中的算法实现可以用8 0 c 1 9 6 单片机 或d s p 来实现。由于交流侧电压采集存在一个采样周期的滞后，所以 交流侧电流和电压存在一定的相移，但可以通过在网侧电压同步信号检 北京交通大学硕士学位论文 第三章控制原理及实现方法 测环节中加一个相移调整算子而得到解决。 这种控制方式算法简单，开关损耗较小，但与后面提出的控制算法 相比，其输出谐波含量较高，不适用于谐波要求较高的场合。 图3 一1 9 新型简化s l i m 控制算法的分区和开关信号波形 f i g u 化3 1 9s e c t i o a n dw a v e f b 埘so f o v e ls v mc o n t r o l ab c 衄 p h 瑚b 曲眦c 图3 2 0 新型简化s v m 的控制框图 f i g l l 陀3 - 2 0s c h e m es t n i c t i i 他o fn o v e ls v m n t r 0 i 2 ) 目标电压控制( v o c ) 目标电压控制方式( v o c ) 的原理框图如图3 2 l 所示，这种方 式是基于静止坐标和同步旋转坐标之间的变换来实现对p w m 变流器端 电压控制的传统控制方式。 交流侧检测到的三相电流通过旋转坐标变换分解成i d 和j a 分量， 分别控制这两个分量便可以达到分别控制有功和无功的目的。其中用了 三个p i 调节器，i 口给定为零，j d 给定为直流侧电压比较误差的p l 输出； 检测到的网侧电压经过坐标变换后作为( 矢量回转器：即从一直角 爨 北京交通人学坝士学位皓文 第四鼋谐振变换器的啦计 第四章谐振变换器的设计 4 1 主电路结构及参数的选择 4 1 1 电路基本原理 单个电子负载单元模块中的谐振式dcdc全桥变换器的设计采 用的是如图41所示的原理框图。其电路的基本原理：功率开关管 s 1 s 4 及内部寄生二极管组成全桥开关变换器，其中s 1 、s 3 组成超 前桥匀