（电路与系统专业论文）基于准谐振工作的pwm电流模式acdc控制器集成电路设计.pdf

摘要 随着电力电子技术的高速发展，电源管理类产品在市场的需求越来越，。泛。 a c d c 控制芯片作为电源管理解决方案的关键组成部分，逐渐成为时下研究的热 点和难点。 本文以西安电子科技大学电路c a d 所科研项目“基于b c d 工艺a c d c 关键技 术理论研究与设计”为背景、丌关电源的软丌关技术和准谐振变换理论为基础， 设计了一款基于准谐振操作的p w m 电流模式a c d c 控制芯片x d 2 5 0 8 。 本文详细的介绍了x d 2 5 0 8 的系统设计方案、关键功能模块电路的设计。系 统采用了新颖的并行双控制回路实现零电压变换，起到提高效率、降低损耗和电 磁干扰等功效。芯片采用特殊的高压技术实现系统的动态自供电，克服了传统利 用电源辅助绕组供电的诸多缺点，不仪省去了辅助绕组使变压器的设计变得简单， i 而且应用于一些输出负载变化较大的场合时，工作电源不再会受到输出影响。与 现有固定频率的传统控制器相比，x d 2 5 0 8 利用自由丌关频率的准谐振技术，为不 同的应用场合提供了更加灵活的设计方案，同时也降低了对外部器件的过高要求 及依赖。芯片还集成了严格可靠的丌关电源所有必要的元件，很好的适应了现代 j 1 ：关电源小型化、高频化的发展方向。 整个电路基于0 6 9 mb c d 工艺设计，利用w o r k v i e w 、h s p i c e 等软件对电路进 行仿真、验证。仿真结果显示，电路功能和性能指标均达到设计要求。 关键宇：a c 1 ) c 准谐振软开关自由频率p w m a b s t r a c t w i t ht h er a p i dd e v e l o p m e n to ft h e p o w e re l e c t r o n i c st e c h n o l o g y , t h e p o w e r m a n a g ep r o d u c t sa r em o r ea n dm o r ep o p u l a r a st h ei m p o r t a n tp a r ti np o w e r m a n a g e r e s 0 i v e n t ，a c d cc o n t r o l l e ri sg r a d u a l l yb e c o m ea f o c u sa n dd i f f i c u l t yi ni cr e s e a r c h f i e l dn o w t h i sp a p e rc a m ef r o mt h ep r o j e c to f “t h e o r e t i c a l r e s e a r c ha n dd e s i g no fk e y t e c h n i q u e f o ra c d ci cb a s e do nb c dp r o c e s s b a s e d o nt h es o f i - s w i t h i n g t e c h n o i o g y a n d q u a s i r e s o n a n t c o n v e r tt h e o r y , t h es y s t e m a t l cd e s l g n a n d i m p l e m e n t a t i o no fp w m c u r r e n tm o d ec o n t r o l l e ri cx d 2 5 0 8f o rq u a s l 。r e s o n a n t o p e r a t i o na r es t u d i e di nt h i sd i s q u i s i t i o n f i r s t l y ，t h es y s t e ma n dc i r c u i td e s i g no f x d 2 5 0 8i sd i s c u s s e di nd e t a i l ，a n d1 t i sv e r i f i e db yf u n c t i o na n dp e r f o r m a n c es i m u l a t i o n a n o v e lp a r a ll e ld u a l l o o p c o n t r 0 1m e t h o di sa d o p t e di nt h es y s t e md e s i g n ，w h i c h r e a l i z e dt h ez e r ov o i t a g e c o n v e r t r e d u c e dt h es y s t e mc o n s u m p t i o na n d t h ee l e c t r om a g n e t i ci n t e r f e r e n c e d u et o i t sh i g hv o i t a g et e c h n o l o g y t h ei ci sd i r e c t l yc o n n e c t e dt ot h eh i g hv o l t a g ed c r a i l t h i sd y n a m i cs e l f - s u p p l yd r a s t i c a l l ys i m p l i f i e st h et r a n s f o r m e 。d e s l g n 1 na v o t d l n g t h eu s eo fa na u x i l i a r yw i n d i n gt os u p p l yt h ec h i p c o m p a r e dw i t hc o n v e n t i o n a l f i x e df r e q u e n c yc o n t r o l ，t h ec h i p u s i n gf r e er u n n i n gq u a s i r e s o n a n t t e c h n l q u e p r o v i d et h ea g i l e r e s o l v e n tf o rd i f f e r e n ta p p l i c a t i o nc o n d i t i o n a l s od e c r e a s et h e h i g hd e m a n do fe x t e r n a ld e v i c e s a l lt h i sf e a t u r e sm e e t t h ed e v e l o p m e n td l r e c t l o no f s m p s x d 2 5 0 8i sd e s i g n e db a s e do n0 6 1 a mb c dp r o c e s s ，a n di s v e r i f i e db yh s p i c e a c c o r d i n gt ot h es i m u l a t i n g r e s u l t s i t sf u n c t i o na n dp e r f o r m a n c ec a nm e e tt h e d e s i g nr e q u i r e m e n t k e yw o r d ：a c d c p w m q u a s i r e s o n a n t s o r t s w i t h i n g f r e er u n n i n g 第一章绪论 第一章绪论 随着电力电子技术的高速发展，电力电子设备与人们的工作生活的关系同益 密切，而电子设备都离不丌可靠的电源。进入8 0 年代计算机电源全面实现了丌关 电源化，率先完成计算机的电源换代，进入9 0 年代丌关电源相继进入各种电子、 电器设备领域，程控交换机、通讯、电子检测设备电源、控制设备电源等都已广 泛地使用了开关电源，更促进了丌关电源技术的迅速发展。丌关电源是利用现代 电力电子技术，控制丌关晶体管丌通和关断的时间比率，维持稳定输出电压的一 种电源。开关电源和线性电源相比，二者的成本都随着输出功率的增加而增长， 但二者增长速率各异。线性电源成本在某一输出功率点上，反而高于丌关电源， 称之为成本反转点。随着电力电子技术的发展和创新，使得丌关电源技术在不断 的创新，这一成本反转点同益向低输出电力端移动，这为丌关电源提供了广泛的 发展空自j 。 丌关电源小型化、高频化的发展方向，使其进入更广泛的应用领域，特别是 在高新技术领域的应用，推动了高新技术产品的便携灵活。另外丌关电源的发展 与应用在节约能源、节约资源及保护环境方面都具有重要的意义。丌关电源技术 领域是在边丌发相关电力电子器件，边j r 发丌关变频技术基础上不断深入拓宽的， 两者相互促进推动着丌关电源每年以超过两位数字的增长率向着轻、小、薄、低 噪声、高可靠、抗干扰的方向发展。 从大的种类来分，丌关电源可分为交流转直流( a c d c ) 和直流转直流 ( d c d c ) 两大类，顾名思义，a c d c 是将交流变换为直流，其功率流向可以是 双向的功率流由电源流向负载的称为“整流”，功率流由负载返回电源的称为“有 源逆变”川。典型的a c d c 变换器结构如图1 1 所示。 图i 1 典喇a c d c 变换器结构 艇十准许振t 作的p w mi u 流模a c d c 控制； ；集成l 乜路i 5 汁 如图1 1 所示，典型的a c d c 变换器由交流滤波、交流整流、丌关控制电路 和直流变换四部分组成i z l 。交流滤波电路的主要作用是衰减电网中的高频谐波分 量，同时也可防止丌关电源产生的高频谐波分量进入电网，影响其他用电设备。 交流整流电路的主要作用是将交流输入电压变换为直流电压，该整流电路通常采 用单相桥式整流电路。为了使输入电压比较平稳，输出端还必须加入平滑电容， 交流输入电压经整流后，直接加到平滑电容两端，只有交流输入电压高于平滑电 容两端电压时，平滑电容才丌始充电，因此其两端电压为近似直流的斜坡电压形 式。直流变换器的主要作用是将经过滤波整流后的输出直流高压变换为电子设备 所需的电压。常用的电流变换器有单端变换器、推挽变换器和桥式变换器等。 丌关控制电路直接决定丌关电源的变换方式，是电源变换性能好坏的关键因 素。传统的控制方式一是脉宽调制方式( p w m ) ，即关丌周期不变，改变丌关导通 时l 日j ；二是频率调制方式( p f m ) ，即丌关导通时间不变，改变丌关周期。随着丌 关电源的高频化，传统控制方式所引起的变换效率、噪声和电磁干扰( e m i ) 性能 下降已经成为困扰丌关电源继续发展的主要原因。这就要求我们必须对传统的，： 关控制技术进行创新，以实现丌关电源性能的改善。时下，利用谐振技术实现的 软丌关控制方式成为丌关电源的研究热点，这种控制方式可以大幅提高丌关电源 工作效率，并降低噪声和电磁干扰1 3j 。可见，利用软丌关技术柬实现丌关电源的控 制芯片对丌关电源的发展具有重要意义。 本论文以a c d c 变换器为应用背景，在研究软7 r 关技术和准谐振变换原理的 基础上，采用b c d0 6 9 m 工艺，设计了一款基f 准谐振操作的p w m 电流模式 a c d c 控：副芯片x d 2 5 0 8 。其集成了组建严格可靠的丌关电源所有必要的元件和 功能，只需极少的外接元件便可实现a c d c 变换。与现有的传统控制器相比， x d 2 5 0 8 利用软丌关技术可实现零电压变换，起到提高效率，降低e m i 等功效。 论文伞文共分为五章。第一章为绪论，在第二章引入了丌关电源的软丌关技 术并介绍了准谐振变换器的工作原理。第三章给出了j 苎片x d 2 5 0 8 的指标要求、 系统方案没汁以及工艺选择。第四章详细论述了心- h r ，。i 中j 三要模块电路的设计思路 和具体实现，并进行了仿真验证。第五章给出了芯片的典型应用，并给出了以此 典型应用为基础所进行的整体仿真结果。 第一：章准谐振变换器 第二章准谐振变换器 为了解决传统丌关电源变换器在高频化后性能较差的缺点，本章引入了利用 新型软丌关控制技术的准谐振变换器，并介绍了其主要的拓扑结构和工作原理。 2 1 软开关技术 2 1 1 软丌关技术的引入1 4 5 i 传统的丌关电源变换器一般采用p w m 控制方式，丌关管工作在硬丌关状态。 图2 1 是丌关管丌关时的电压和电流波形。由于开关管不是理想器件，在j l ：通时丌 关管的电压不是立即下降剑零，而是有一个下降时臼j ，同时它的电流也不是立即 上升到负载电流，也是有一个上升时f b j 。在这段时问罩，电流和电压有个交叠 区，产生损耗，我们称之为丌通损耗。同样，当丌关管关断时，丌关管的电瓜不 是立即从零上升到电源电压，而是有一个上升时问，同时它的电流也不是立即f 降到零，也有一个下降时间。在这段时问里，电流和电压也有一个交叠区，产生 损耗，我们称之为关断损耗。因此在丌关管的丌关工作时，要产生丌通损耗和关 断损耗，统称为丌关损耗。在一定条件下，开关管在每个丌关周期中的，| 父损耗 是恒定的，变换器的总的，：关损耗与丌关频率成讵比，丌关频率越高，总的厅天 损耗越大，变换器的效率就越低。丌关损耗的存在限制了变换器丌关频率的提高， 从而限制了变换器的小型化、轻量化。 o 幽2 1 开天首开天时的i 乜j 长丰l l l 乜流波形 丌关管工作在硬丌关时还会产生高的西衍和州坊，在丌关管两端产! l t 很大的 浪涌电流和尖峰电压、增加j 1 ：关噪声。并且这些高频信号很容易通过空1 h j 辐射和 电路传导形成电磁干扰，影响驱动电路，造成丌关管的误动作，降低控制系统的 稳定性和控制精度，严重时甚至会导致丌关管的损坏。 。 为了减小变换器的体积和重量，必须实现丌关频率的高频化。要提高厅关频 4 基丁准谐振i ：作的p w m 电流模式a c d c 控制器集成电路设计 率，同时提高变换器的变化效率，就必须减小开关损耗和上面所述的浪涌电流和 尖峰电压。而达到这个目的的一个最有效途径就是实现丌关管的软丌关，因此软 丌关技术应运而生。图2 2 给出了丌关管实现软- 丌关的波形图。 7 d 、 卜 泌 1 一i f 粤。 髓搴欠断城l 【 v d s 厂又 l 、。 j r li 撇l e 欠昕一醍托 r 一、 ( a ) 零电流开天( b ) 零电压开关 图2 2 开关管实现软开关的波形i 鳘i 从前面的分析可以知道，丌关损耗包括丌通损耗和关断损耗。减小丌通损耗 有以下几种方法： 在丌关管丌通时，使其电流保持在零，或者限制电流的上升率，从而减小 电流与电压的交叠区，这就是所谓的零电流丌通。从图2 2 ( a ) 可以看出，丌通 损耗大大减小。 在丌关管丌通前，使其电压下降到零，这就使所谓的零电压丌通。从图2 2 ( b ) 可以看出，丌通损耗基本减小到零。 同时做到和，在这种情况下，丌通损耗为零。 从图2 2 中可以看出减小关断损耗有以下几种方法： 在丌关管关断前，使其电流减小到零，这就使所谓的零电流关断。从图2 2 ( a ) 可以看出，关断损耗基本减小到零。 在丌关管关断时，使其电压保持在零，或者限制电压的上升率，从而减小 电流与电压的交叠区，这就是所谓的零电压关断。从图2 2 ( b ) 可以看出，关断 损耗大大减小。 同时做到和，在这种情况下，关断损耗为零。 2 1 2 软丌关技术的实现 变换器的软丌关技术实际上是利用电感和电容组成的l c 谐振回路来对丌关 轨迹进行整形来实现的。最早的方法是采用有损缓冲电路来实现，但这种方法对 变换器的效率没有提高，因为从能量的角度看，它仅仅是将丌关损耗转移到缓冲 电路消耗掉。目前研究的软丌关技术不再采用有损缓冲电路，而是真萨减小丌关 损耗来代替以前丌关损耗的转移。 丌关电源的软丌关技术一般可分为以下几类： 第二章准睹振变换器 全谐振型变换器。该类变换器实际上是负载谐振型变换器，按照谐振元件 的谐振方式，分为串联谐振变换器和并联谐振变换器两类。按负载与谐振电路的 连接关系，谐振变换器可分为两类：一类是负载与谐振回路相串联，称为串联负 载谐振变换器；另一类是负载与谐振回路相并联，称为并联负载谐振变换器。在 全谐振变换器中，谐振元件一直谐振工作，参与能量变换的全过程。该变换器与 负载关系很大，对负载的变化很敏感，一般采用频率调制方法。 准谐振变换器( q u a s i r e s o n a n tc o n v e r t e r s ，q r c s ) 。这是软丌关技术的一次飞 跃，这类变换器的特点是谐振元件参与能量变换的某一个阶段，不是全程参与。 准谐振变换器分为零电流开关准谐振变换器( z c sq r c s ) 和零电压丌关准谐振变 换器( z v sq r c s ) 。 零丌关p w m 变换器。该类变换器是在q r c s 的基础上，假如一个辅助丌关 管，来控制谐振元件的谐振过程，实现恒定频率控制。与q r c s 不同的是，谐振 元件的谐振工作时问与丌关周期相比很短，一般为丌关周期的1 1 0 1 1 5 。 零转换p w m 变换器。这类变换器的特点是变换器工作在p w m 方式下，辅 助谐振电路只是在主丌关管丌关时工作一段时间，实现丌关管的软丌关，在其他 时问则停止工作，这样辅助谐振电路的损耗很小。 以下我们就准谐振变换器进行重点讨论。 2 2 准谐振变换器 2 2 1 谐振丌关1 4 j 准谐振变换器中最关键的部分就是谐振丌关的概念，它是在p w m 变换器的丌 关管中加入一个谐振电感，和一个谐振电容c ，而构成的。根据丌关管与谐振电感 和谐振电容的不同组合，可以分为零电流开关和零电压丌关。 幽2 3 ( a ) 零电流开天 幽2 3 ( b ) 零电压开关 图2 3 ( a ) 给出了零电流谐振丌关的电路图，从图2 3 ( a ) 中可以看出，谐振 电感，是与功率丌关s 。相串联的，其基本思想是：在s 丌通之日订，的电流为零： 当s 。丌通时，限制s 。中电流的上升率，从而实现s 的零电流丌通：而当s 关断 前的时刻，和c ，谐振工作使，的电流回到零，从而实现s 。的零电流关断。 图2 3 ( b ) 给出了零电压谐振丌关的电路图，从图2 3 ( b ) 中可以看出，谐 振电感c ，是与功率丌关s 。相并联的，其基本思想是：在s 开通时，c ，上的电压为 6 基丁准谐振i ：作的p w m 电流模式a c d c 控制器集成电路攻计 零：当s 关断时，c 限制s 上电压的上升率，从而实现s 的零电压关断；而当s l 丌通前的时刻，l r 和c ，谐振工作使c ，的电压回到零，从而实现s 的零电压丌通。 2 2 2 零电压丌关准谐振变换裂4 1 将零电压谐振丌关应用到普通的丌关电源变换器中，可以得到零电压开关准 谐振变换器，z v sq r c s 的工作原理是基本类似的，本节以升压式( b o o s t ) 半波 模式q r c s 为例来分析。图2 4 和图2 5 分别给出了其电路图和主要信号波形。 l|l。dt q r 1 c 。上_ - 牛一f叫中。 幽2 4b o o s tz v sq r c s 电路l 玺i 厂、 、 f “ 弋 f 一 厂 弋2 t , 1 。l f ) 1 ：， 弋 k 例； ；忍分为以* 翅 、 1 一 1 、- ， 幽2 5b o o s tz v sq r c s 主要信号波形 在一个丌关周期t s 中，该变换器有四种开关状态。在分析之前，作出如下假 没： 所有丌关管、二极管均为理想器件： 所有电感、电容和均为理想器件： l ，2l ，： ，足够大，在一个开关周期中，其电流基本保持不变，为，。，这样，和输 入电压形，可以看成一个电流为，的恒流源； c ，足够大，在一个丌关周期中，其电压基本保持不变，为匕，这样c ，和 负载电阻可以看成一个电压为杉的恒压源。 o b 第二章准谐振变换器 图2 6 给出了b o o s tz v sq r c 各丌关模态的等效电路。 ( a ) 【t 。，t ，】电容充电阶段 坩 i ”j ；屹鼍 ( b ) 【t ，t ：】谐振阶段 ( c ) f t2 ，t ，】电感放电阶段 ( d ) i t 3 , t 。】臼然续流阶段 图2 6b o o s tz v sq r c s 各开关模态的等效电路 1 丌关模念l 【t 。，t 。】_ 一电容充电阶段( 参考图2 6 a ) 在t 。时刻之前，丌关管蜴导通，输入电流，经过q i 续流，谐振电容c 上的电 压为0 。d i 处于关断状态，谐振电感，的电流为o 。在t o 时刻，关断q i ，输入电 流，从g 中转移到c r 中，给c r 充电，电压从o 丌始线性上升，由于c r 的电压是慢 慢上升的，那么q l 就是零电压关断。在此丌关模念中，c 的电压为 k ，( ，) = 享： ( ，一i o ) ( 2 1 ) l ， 在t 。时刻，q ，上升到输出电压，丌关模态l 结束，它的持续时问为： l o l ：c r _ v ( 2 2 ) 1 ， 2 丌关模念2 i t 。，t 2 卜一谐振阶段( 参考图2 6 b ) 从t ，时刻起，b 丌始导通，与c r 谐振工作，谐振电感电流t ，从oj r 始增加， f ，和u ，的表达式为： i l r ( ，) = ，【1 一c o s ( i ) ( t t 。) 】 ( 2 3 ) v ( ，( ，) = + ，z ，s i n 彩( t t 1 ) ( 2 - 4 ) 经过i ir ，到达t 。时刻，“等于，此时u ，到达最大值圪，一。 k ，一= 吒+ i , z ， ( 2 5 ) 从t 。e 寸n y f - 始，t ，大于，此时c r 丌始放电，其电压丌始下降。 在t ：时刻，k ，减小到0 ，此时g 的反并二极管口，导通，将g 的电压箝在零 位此时丌通q l ，则g 为零电压丌通。此时的谐振电感电流为： 8 基丁准谐振i ：作的p w m 电流模式a c d c 控制器集成电路没计 ( 2 6 ) 如= 廿咖1 老l 亿7 ， 3 开关模态3 【t 2 ，t ，】电感放电阶段( 参考图2 6 c ) 在此丌关模态中，9 丌通，输入电流，流经q ，此时加在谐振电感两端的电 压为一圪，那么i t ，线性减小。 o ( ，) = i l r ( ，：) 一孚( ，一，：) ( 2 8 ) 在t ，时刻，i “减小到0 ，由于d t 的阻断作用，i b 不能反方向流动，此丌关模 念结束，它的持续时间为： k ：耸掣 ( 2 - 9 ) y 4 开关模态4 【t ，t 。卜一自然续流阶段( 参考图2 6 d ) 在此丌关模念中，谐振电感l ，和谐振电容c r 停止工作，输入电流，经过q l 续 流，负载由输出滤波电容提供能量。 在t 。时刻，q i 零电压关断，丌始下一个丌关周期。 上面分析可知，在变换器丌通和关断时刻，由于准谐振技术的引入，可以实 现变换器的零电压丌通和关断，最大的减小丌关损耗和电磁干扰。与零电压准谐 振变换器相类似，零电流谐振丌关应用到普通的丌关电源变换器中同理可以实现 零电流丌关准谐振变换器，由于篇幅原因，我们此处不再赘叙。 + 一 一 ，o = 、i ，“r l 为问时续持的念模关丌 此 第二章芯片系统设计 9 第三章* 1 1 2 ；, 。= l i 系统设计弟二早系z 艽阪丌 芯片x d 2 5 0 8 是基于准谐振工作下的a c d c 变换器控制芯片，可通过零电压丌 关控制来提高变换器的的效率并减小电磁干扰，且集成了组建严格可靠的丌关电 源所有必要的元件和功能，只需极少的外接元件即可方便的应用。为了实现零电 压丌关变换，系统工作于自由频率下。其不同环境下的不同工作模式可降低待机 功耗。 本章首先列出了芯片的功能和性能设计要求，然后详细讨论了芯片的系统设 计方案，最后阐述了对工艺的选择。 3 1 芯片功能和性能设计要求 3 1 1 芯片功能设计要求 根据具体应用环境和市场需求，芯片主要功能及特点为： 自由频率零电压变换的准谐振操作 可调节跳跃点的跳跃周期工作模式 电流模控制的关断方式 无需辅助电源绕阻 自恢复过流保护 带锁存的过压保护 外部可触发锁定功能 5 0 0 m a 峰值拉灌电流能力 内部1 0 m s 软启动 内部8 0 9 m 最小t o f f 内部过温关断 输入输出的直接耦合 主要引脚功能设计如下： d e m a g ( p i n l ) ：铁芯去磁检测和过压保护监测信号。通过对辅助绕组的不| h j 断回扫，在丌、关状念下分别提供过压保护监测值和零电压检测值。 f b ( p i n2 ) ：峰值电流设定点。输出电压通过反馈回路而输出至此引脚，其峰 值电流设定点随着输出功率的变化而变化。若此引脚的值低于内部跳跃周期参考 电平，输出关断。 c s ( p i n3 ) ：电流反馈输入和跳跃周期设定点选择。此引脚检测初级电流并通 过上升沿隐匿( l e b ) 电路送入内部电流比较器。通过串接一个电阻在这个引脚上， 可以控制发生跳跃周期的设定点。 i o 基丁准谐振i ：作的p w m 电流模式a c d c 控制器集成电路设计 g n d ( p i n4 ) ：地引脚。 d r v ( p i n5 ) ：输出脉冲驱动。驱动外部丌关管。 v c c ( p i n6 ) ：主电源引脚。外接一个典型值为1 0 1 t f 的大电容。 n c ( p i n7 ) ：悬空。 h v ( p i n8 ) ：高压输入。直接与高压母线连接，通过电流源给引脚v e c 的外 接大电容充电。 3 1 2 芯片性能设计要求 芯片性能设计要求包括最大额定值设计要求和电特性设计要求。 最大额定值是指这些值超出范围的话系统就可能发生损坏，应用于系统的最 大额定值是相对独立的，不是正常的工作状态时所测量的，也不是同时有效的。 如果出现超出这些额定值的情况，系统的功能和可靠性会受到影响，芯片可能发 生损坏。x d 2 5 0 8 的最大额定值性能要求如表3 1 所示。 表3 1 虽人额定值 类别符号值单位 电源电乐 v c c d r v 1 6v 除了引脚8 ( h v ) 、6 ( v c c ) 、5 ( d r y ) 和l ( d e m a g ) - o 3 l o v 外其它所有引脚的最人电压 当1 0 v 的e s d _ 二极管起作用时除了引脚8 5 om a ( h v ) 、6 ( v c e ) 和i ( d e m a g ) 外其它所有 引脚的最人电流 引脚i 的最人电流i d e m + 3 o 2 0m a 热敏电阻，结剑管壳r o j c 5 7o c w 热敏i 乜阻结剑空气，s o i c 封装r o j a 1 7 8o c w 热敏电阻，结剑空气，p d i p 封装r o j a 1 0 0 o c w 最人结温 t j m a x 1 5 0o c 温度天断点1 5 5。c 温度天断迟滞 3 0。c 保存温度范用 石o + 1 5 0o c 静电放电能力，人体模刑( 除y h v ) 2 o k v 静l 乜放电能力，机器模型 2 0 0v 引脚8 ( h v ) 最人电压，引脚6 ( v c c ) 通过l o 旷v h v m a x 5 0 0v 电容耦合剑地 引脚8 ( h v ) 最小电压引脚6 ( v c c ) 通过1 0 i t fv r l v m i n 4 0v 电容耦合剑地 第二章芯片系统设计 电特性指标结合系统方案设计将在下节中给出。 3 2 系统方案设计 为了达到所要求的芯片功能和性能，首先需从电源供给、控制模式、工作模 式等方面对系统进行总体设计。下面我们就这几个主要应该考虑的地方入手，设 计合适本芯片的总体方案，最后对系统的整体结构进行叙述。 3 2 1 电源供给方案设计 芯片的电源供给对芯片的总体设计是至关重要的，它直接影响系统工作的功 耗、稳定性、抗干扰能力和内部电路的结构设计等。 我们知道，d c d c 变换器的输入为直流电压，可以把输入电压经过分压或直 接供给芯片作为工作电源。而由于a c d c 变换器的输入为交流电压，所以不能采 用这种直接供电的方法。为了得到较为稳定的直流供电，传统的a c d c 控制芯片 的工作电源利用辅助绕组的反馈连接来完成，其连接示意图如图3 1 所示。 幽3 i 传统a c d c 控制芯片供电示意图幽3 2 芯片x d 2 5 0 8 供电示意图 如图3 1 ，变压器的输入电压为输入交流电经过交流滤波、整流、平滑之后的 准直流电压，通过辅助绕组的感应给芯片提供电源，其中d 2 为齐纳二极管对电源 起保护作用。但此种供电方法有以下缺点： 外接元件多，不利于二次集成或后续应用： 当输出负载变化较大时，电源会受到较大的影响； 附加电源辅助绕组，使变压器的设计变得复杂。 为了克服上述传统供电方式的缺点，本芯片所需工作电源利用高压技术直接 由母线上的高电压恒流充电产生，这种供电方式称为动态自供电( d s s ) ，其连接 示意见图3 2 。 动念自供电的基本原理是：供电母线上的高电压通过电流源对v c c 引脚外接 大容量电容充电，使v e t 引脚由低升到高电平，如图3 3 所示。充电过程如下： 1 2 ：基丁准谐振i ：作的p w m 电流模式a c d c 控制器集成电路设计 l b 幽3 3d s sl ：作原理等效图 图3 4 崩动和止常模式f 的d s s 输出波形 电源接通后，如果k 。 k 。w ，电流源就关断，控制器输出脉 冲。k 。，上升时，只要圪。 k 。删，电流源就接通，控制器也输出脉冲。 此处我们设计k 。的典型值为l l v ，圪。肿的典型值为1 2 v ，k 。 的典型值为 1 0 v 。 芯片的总功耗可分为芯片内部功耗和输出驱动所需的平均功耗，即 气= l ，i c c 2 = 饩+ 只= 气+ 瓦q g ( 3 - 1 ) 其中。为引脚h v 电压，川：为d s s 充电电流，瓦为最高开关频率，皱为 外部输出m o s f e t 的栅极电荷量，k 。为加到栅极的比小电平。在实际应用中，为 了降低芯片的总功耗，可采用如下措施： 使用具有小栅极电荷量q 的m o s f e t ； 通过一个二极管将h v 引脚连接至电源输入端。由于是单相整流，这样h v 引脚上的平均值变为 r = 2 x v m a i n s ( 3 2 ) 万 式中胁为电源电压，显然此法可以通过减小引脚h v 电压来减小芯片总功耗。 如果采用辅助绕组使k 。电平持续保持在u 。州之上，内部启动源将自动断 丌而集成电路将完全由此绕组自供电。这样，来自主干线的总功率将明显降低。 应当注意，辅助电源的电压绝对不能超过1 6 v 。 3 2 - 2 控制模式方案设计 丌关电源控制系统基本作用可以看作是在输入电压、内部参数、外接负载变 化的情况下，回路通过被控制对象的反馈采样信号进行闭环控制，调节主电路丌 关器件的导通脉冲宽度或丌关频率，实现丌关电源输出电压或电流等的稳定。控 第= 章芯片系统设计 制系统的取样信号有：输出电压、输入电压、输出电流、输出电感电压、丌关器 件电流等。由这些信号可以构成单环、双环或多环反馈系统，实现稳压、稳流或 恒定功率的目的，同时还可实现一些附加功能，如过流、过压保护等。 1 传统的p w m 控制模式1 6 i 传统的p w m 丌关电压变换器主要有电压模式控制和电流模式控制两种方案， 两者的基本工作原理和各自的优缺点对比简单介绍如下。 如图3 5 所示为电压模式控制原理图，电源电压输出删与参考电压比较放大、 得到误差信号圪，它和斜坡信号比较后，脉宽比较器输出占空比变化的系列脉 冲、通过调整丌关管的导通时问控制输出电压稳定，这就是电压模式控制的原理。 电流模式控制回路是一个内外环的控制系统，它有一个内环电流控制环 和一个外环电压控制环，其系统原理图如图3 6 所示。恒频时钟置位锁存器， 电流信号k 跟误差放大器的输出电平k ，进行比较，然后去控制锁存器。即输出脉 冲驱动功率管导通时，初级回路中的电流逐步增大，当初级电流在经采样后的氓值 达到矿电平时，脉宽比较器状态翻转，锁存器复位，驱动撤除，丌关管截j 卜。蝴 路就是这样逐个的检测和调节电流脉冲，达到控制电源输出的目的。电流控制模 式可以等效为一个受控的电流源，而电压控制模式可看作是一个等效受控的电压 源，这是二者的根本区别。 图3 5 电乐模式控制原理幽 o u t = 幽3 6 电流模式控制原理【矧 从控制论角度讲，电压模式为单环控制系统，构成其的闭环系统为个：阶 系统，它有两个状念变量：输出滤波电压的电压和输出滤波电感的电流。我们知 道二阶系统是一个有条件的稳定系统，只有对控制回路进行精心的设计和计算后 在满足一定的条件下，闭坏系统方能稳定工作。而电流模式由于增加了电流反馈 环节，使电感电流不再是一个独立变量，从而使系统由于去掉一个变量晦成为一 个一阶系统，而我们知道一阶系统是一个无条件的稳定系统。可见电流模式控制 比电压模式控制有更好的稳定性。 电源输入电压的变化，必然引起电感上电流斜率的变化。如电压升高，电流 增长变快，反之亦然。只要电流脉冲达到了预定的幅值，电流模式控制系统就功 1 4 基丁准谐振l ：作的p w m 电流模式a c d c 控制器集成电路设计 作，保证输出电压的稳定。而在电压模式控制系统中，检测电路对输入电压的变 化没有直接反应，一直要等到输出电压发生一定的变化后再去调节脉冲宽度，大 部分的电压模式控制系统要5 1 0 周才能响应输入电压的变化。当系统受到任何 扰动影响( 如受到输入电压阶跃大信号、尖峰、交流扰动及线路中其它干扰的影 响) 时，输入电压的浪涌会产生很大的尖峰电流，使功率管损坏。可见电流模式 控制比电压模式控制有较好的瞬念响应。 电压模式控制中斜波幅值较大，脉冲宽度调节时具有较好的噪声裕量。而电 流模式控制时，因为电感处于连续储能状念，开关器件电流信号的上斜坡通常较 小，电流信号上的较小的噪声就很容易使得丌关器件改变关断时刻，导致亚谐波 振荡。可见电压模式比电流模式有较好的抗干扰性和抑制噪声能力。此外电流模 式控制的丌环不稳定性需要斜坡补偿，增加了设计的复杂性。 2 x d 2 5 0 8 芯片控制模式的设计 芯片x d 2 5 0 8 是应用在准谐振操作的a c d c 变换器中，根据其特殊的应用环 境，在控制模式的设计上，我们主要从以下几点进行考虑： 系统工作频率。由于系统是基于准谐振工作的，为了实现软丌关技术，系 统不能工作在固定频率下，而需要根据输入及输出的变化来自动调节工作频率， 保证与零电压变换吻合的谐振丌关时间，同时考虑最大频率的限制。 启动控制。区别于普通p w m 控制方式的启动利用振荡器或时钟固定频率而 强行启动，本芯片由于要实现零电压变换而尽量减小丌关损耗，所以其丌关管的 启动控制必须引入专门的零电压检测回路。在具体实现上，系统的零电压检测回 路是利用变压器的辅助绕组来实现的。 关断控制。由于外围谐振电容的连接，丌关管在关断时候其两端电压会有 一个缓慢上升的过程，丌关损耗较小，所以系统的关断控制可以利用传统的p w m 模式来控制。 设计的复杂性。芯片本身的低成本、集成度高、应用简单、面向低端大众 的市场定位，要求设计尽量简单、集成面积小、避免高端工艺的要求。 全负载范围内效率的考虑。同时考虑萨常工作状念和轻载状念下控制模式 的兼容，实现：占片待机功耗小的优点。 基于以上的考虑，x d 2 5 0 8 设计了特殊的并行双回路控制方案。所谓的并行双 回路控制，是指丌关管的丌通与关断利用不同的、并行的控制回路束完成。具体 实现中，利用零电压检测回路来控制丌关管的启动，实现了真讵意义上的零电压 启动，最大程度的减小了丌关导通损耗，提高了变换器的效率并减小了e m i 。而丌 关管的关断则是利用改进后的p w m 电流模式控制，保留了其稳定性好、动态响应 快的优点，经过改进后还简化了其回路设计的复杂性。采用p w m 电流模式控制还 有一个益处就是当系统处于轻负载时，可以自动进入跳跃周期模式，允许控制主 第二章芯片系统设计 丌关的信号休眠几个丌关周期以提高轻负载情况下的转换效率。下面分别介绍导 通和关断回路的具体实现。 ( 1 ) 开关导通控制回路 即零电压检测回路，我们以控制芯片应用在典型的准谐振反激式变换器中为 例来说明，如图3 7 所示。当丌关管关断之后，储存在变压器的能量转移至次级 绕组，次级回路导通丌始释放能量，经过时间i ，”，之后，能量释放完毕( 即变压器 磁通完全复位) ，此时在开关管的漏极由于谐振而出现正弦波振荡电压，如图3 8 所示，振荡频率由”c ，决定，衰减因子由尺p 决定。对于传统的反激式变换器， 其工作频率是固定的，因此丌关管再次导通有可能出现在振荡电压的任何位置( 包 括峰顶和谷底) 。可以设想，如果控制丌关管每次都是在振荡电压的谷底导通，即 在信号，。的波谷p 点处导通，就可以实现零电压导通( 或是低电压导通) ，这必将 减少系统丌关损耗，降低e m i 噪声。 o 叫1i r 图3 7 零电乐检测控制f i = i l 路3 8 零电压同路主要信号波形 具体实现时，系统利用辅助绕组厶进行磁通复位检测功能，当m i 关断时， 辅助绕组的上端n ，呈币电压，如图3 8 所示。当次级绕组中的能量释放完毕、信 号以，。丌始谐振时，信号由于磁通复位而迅速下降，仅当剩磁接近零时，其电 压低于5 0 m v ，比较器c m p 输出信号翻转去控制内部驱动管，允许进入f 一个振 荡周期。为了增强抗干扰能力、避免在阂值附近的噪声对比较造成频繁动作，c m p 需使用引入萨反馈的迟滞比较器。置、c 组成延迟单元，根据实际设计时候的谐 振频率_ 柬调整其延迟时i 丑j ，使以，的5 0 m v 检测点q 经过合适的延迟刚好在j 1 ：关管 动作时n “处于其信号波谷p 处，即设计延迟时问接近，波形所示时i 日j 瓦。 ( 2 ) 丌关关断控制回路 丌关关断回路采用改进型的p w m 电流模式控制方式，即峰值电流关断模式控 制。传统的电流模式控制方式是目前应用最广泛地控制模式，主要由输出采样、 e a 放大器、电流比较器和p w m 比较器组成。针对x d 2 5 0 8 的具体情况，关断l 四 路对传统的电流模式结构进行了如下改进： 省去了时钟产生器。传统的电流模式控制由于工作在固定频率，时钟产，l 作为决定频率大小的部分不可或缺。而对于本芯片，由于于电流模式控制【u i 路仅 1 6 基丁准谐振i ：作的p w m 电流模式a c d c 控制器集成电路设计 作为开关管的关断回路，而开关管的导通控制利用上面所叙的零电压检测回路来 完成，系统工作在自由频率的临界导通模式，所以没有必要保留时钟产生电路。 省去了斜坡补偿。传统的电流模式控制回路中，当系统开关导通占空比大 于5 0 时，扰动信号产生的误差会被逐渐放大，这将导致系统失控，电源的抗干 扰性能差，系统不稳定7 1 。图3 9 是峰值电流控制的电感电流波形。1 5 3 9 中的v - b 是 输出反馈回的峰值电流设定值，。是扰动电流，m 卜m 2 分别代表电感电流的上升 和下降斜率。由图3 9 可知，经过个周期，由。电流引起的误差，。为： m ， a i = a o 等 ( 3 3 ) ，刀l 同理，可以证明经过n 个周期后，“引起的电流误差虬为： 疗= 龇f 等1 ( 3 - 4 ) m l 由上式可以得出如下结论： 当m 2 5 0 时，电流误差。将逐渐放大，从而导致系统失控。电 源的抗干扰性能差，不能稳定工作。 幽3 9 扰动电流对传统电流模系统的影响 3 1 0 扰动电流对x d 2 5 0 8 系统的影响 在本系统中，由于芯片工作在自由频率的临界导通模式下，丌关导通时候的 电感电流不受固定频率的控制，而是由零电压枪测回路来完成，这罩，我们设丌 关管漏极电压，。处于波谷时候的初级电感电流为，则可以由图3 1 0 的系统币 常工作时初级电感电流波形图看出，当出现。的扰动电流时，仅仅会引起系统控 制相位矽的移动，并不会影响系统的丌关频率和下一周期的电感电流，所以不会 对系统稳定性造成干扰。出于以上考虑，系统完全不需要对控制回路进行补偿。 用外围器件来代替e a 放大器。芯片为基于电压变换的控制芯片，为了使其 适用于更多的场合，有较好的兼容性和广大的市场，反馈回路应该根掘外围器件 的性能参数和输出电压的具体情况来设计，出于此种考虑，未将用于输出反馈放 大的e a 放大器集成于芯片内部，而需根据具体应用来利用不同的外围器件( 如光 电耦合器) 来代替。 根据上面所讨论的改进方案，具体的电流模式控制回路如图3 1l 所示，这罩 假设系统用于一个典型的反激式准谐振变换器中。当输出电压达到额定输出时， 输出反馈经过采样和光电耦合反馈至比较器的负端，作为电流比较的峰值设定值。 第二章芯片系统设计 初级电流经过采样和上升沿隐匿反馈至比较器的正端，这罩上升沿隐匿电路为内 部集成，过滤瞬间导通所引起的浪涌电流，省去外部的r c 滤波网络。这样，当 初级电流大于峰值电流设定值时，比较器翻转，输出驱动开关管关断，此时初级 电路截止，次级电路导通，次级电感电流，n 丌始放电释放能量，如图3 1 2 所示。 图3 i l 电流模控制同路幽 3 2 3 工作模式方案设计 q iil 厶i卜址厶：l ： 3 1 2 电流模同路士要信号波