（电路与系统专业论文）一种用于降压型芯片的自启动ldo研究与设计.pdf

西南交通大学硕士研究生学位论文第1 页 摘要 得益于信息科学与电子技术的发展，电子设备已经深入的影响了人类的生产生活方 式，成为现代社会不可缺少的组成部分。电子设备都是需要消耗能量的，d c d c 开关 电源管理芯片由于具有的高效率优势，在追求低碳环保的今天，成为电子设备不可缺 少的组成部分。而l d o ( l o wd m p - 0 u tr c g t i l a t o r ) ，作为解决d c d c 开关电源芯片自身 供电的解决方案，成为d c d c 开关电源芯片研究的重要部分，具有重要的研究与应用 价值。 d c d c 开关电源芯片内部l ) o 需要一个基准源提供参考电压，一般此基准直接由 电源供电。d c - d c 开关电源芯片控制系统也需要一个基准，出于精度考虑，其由l d o 输出供电。出于节省芯片面积和功耗的目的，本文分析并设计了一种将d c d c 芯片控 制用基准源和l d o 自身基准源共用的自启动l d o 系统架构。通过引入启动电路，l d o 能够在基准没有建立之时就开始动作，而基准的电压来源为l d o 输出，在l d o 开始 动作以后，基准迅速建立，开始为l d o 提供稳定的参考电压，从而稳定l d o 输出， 同时关闭启动电路。 在l d o 控制环路设计中，为让l d o 系统减少对外接电容等效串联电阻( e s r ) 的依 赖和能够在不增加太多静态功耗的情况下改善l d o 的瞬态响应，在l d o 控制环路中 引入了一个增强型的a b 跟随器作为缓冲器，能在小信号上分离l d o 误差放大器输出 电阻和功率管的寄生电容形成的极点，减少对外接电容e s r 的依赖。在负载大范围跳 变的时候，缓冲器能够额外的增加或者减少驱动电流，从而加快对功率m o s 管寄生电 容的充放电能力，加快l d o 对负载变化的响应速度。 在基准源的设计中，研究了一种三极管射极相连的并联结构作为基准电压的产生方 式，分析显示此结构能够在一定程度上提高环路增益。为了满足控制系统对基准的精 度的要求，借鉴分段补偿的思想，利用热电压在一带负反馈电阻的三极管上产生补偿 电流，对基准进行了高阶补偿，使得温漂更低。 最后，采用了0 5 岬心c d 工艺模型设计了一款在5 5 1 8 v 范围内工作，最大输出电 流为1 0 m a 的l d o 。h s p i c e 仿真结果表明l d o 启动正常，典型的应用下，静态功耗 为5 6 6 a ，线性调整率为0 8 m v ，负载调整率为o 6 1 m v ma ，电源抑制比大于7 0 d b 。 在_ 4 0 。到1 2 5 。之间，共用基准的温漂为2 1 7 。整个系统工作正常，能够为芯 片系统提供稳定的电源与足够精度的参考电压。 关键词：d c d c 芯片；自启动l d o ；基准；温度补偿 西南交通大学硕士研究生学位论文第1 i 页 a b s t r a c t w i 也t h ed e v e l 叩m e n to fi 1 1 f 0 加强廿o ns c i e n c e 觚de l e c t r 0 i l i ct e c h n o l o g 蜘e l e c 仃o i l i c e q u i p m e n th 嬲i n d 印t l l 蛔l p a c to fp r o d u c t i o na n dl i f e s t y l eo fh u m 锄b e i l l g s ，w 1 1 i c hh 弱 b e c o m e 锄e s s e 确a lp a r to fm o d c ms o c i e 够舢le l e c 枷cd e v i c e s e d e r 醪f 0 r 也e i r 1 1 i 曲e 伍c i e l l c y ，d c - d cs 、i t c l l i n gp o w 盯m a l l a g e m 册t 蛐sb e c o m e 龃i i 她g r a j p a r to f e l e c 仃砌ce 删p m c n t ，e s p e c i a l l yi np 娜咄o fl o w c a r b o nl i 佗s t y l e l d o ( l 0 wd r o p o u t r e g l l l 删，勰as o l 砸0 n t 0p o w e r 也cd c - d c 谢t c h i i l gp o w e rm 觚a 喀e i n e n ti cm e m s c l v e s ， b e c o m ea i l 呻o r t 觚ti s s u eo f 也er e s c ! a r c l l0 nd c d cs y s t e m s l d oi n s i d em ed c - d cs w i c h i n gp o w e r 删m a g e m 饥ti cn e e dab 觚d g 印t 0p r o 、r i d ea r c f e r e l l c ev o l t a g e ，t 1 1 i sb 锄d g 印i s 璐u a l l yp o w e r e db ym ep o 、e rs u p p l y d c d cs w i t c l l i n g p o w c rs u p p l yc h i pc o n t r o ls y s t e r 衄a l s on e e dab 锄d g a p ，f - 0 rp r e c i s i o nc o l l s i 洲o i l ，i ti s p o w e r db yl d o0 u u t f 0 r 蛐gc h i pa r e a 雒dt l l e 他d u c i l l gp o w c rc o 邶u m p t i o n ，n l i s p a p e ra i l a l y z e sa 1 1 dd e s i 印e dal d oa r c l l i t e c t i 鹏也_ a tt 1 1 el d oi s 璐i n gab 觚d g a pr e f e 崩l c e w 1 1 i c hw i l lb es ：h a 比i d 埘t hn l ec o n 舡0 ls y s t e m b yl l s i i 喀as t a n u pc 沁l l i t ，t h eu 的谢1 la c t w l l i l et h er e f 打e n c ev o l t a g ed on o te s t a b l i s h e dw 1 l i l et l l e 咒f e r e n c ei sp o w e r e db ym eo u t p u t o ft 1 1 cl d o ，i t 吐1 e i lb e 垂璐t 0a c t 锄de s t a b l i s hq u i d d y p r o v i d e sas t a b l er e f - e r e i l c ev 0 1 t a 喀e f o r 廿l el d o ，s o 鹤t 0s 诅b i l i z e 也el d o 州m e 卸w h n e 吐1 es t a n u pc i r c l l i tt u n l so 氲 i i lt h eu ) oc o 曲瑚1 0 0 pd e s i g n t 0 舭et l l ed 印e n d e n c eo fe x t e m a lc 印a u c i t o r e q l l i v a l e n ts 耐e sr e s i s t ；啦c e ( e s r ) a n di m p r o v el d o s 饥眦i e mr e s p o i l s e 埘t ：i l o u t i 1 1 c r c 嬲咖gt o om u c hs t a 石cp o w e f ，a nc n h a n c e da bf o l l o w e r 勰ab u 毹ri si n 蛐c e d i t s 印a m t c st h ep 0 1 ep r o d u c e db y 廿l el d oe 舯ra m p l i f i e ro u u tr e s i s 诳c e 锄dt l l ep a r 豁i t i c c a p a c i t 锄c eo f 也ep o w e rt 1 1 b e f 砷【n a t i o ni n 也es n 谢1 - s i 鄹i a l ，s o 硒t 0r e d u c e i l l gt 1 1 e d e p 锄d 胁c eo fm ee x t 锄a 1c a p a c i t o re s r w h e n a1 a 增el o a dc h a n g e dc o m e s ，t 1 1 eb u 融c a n i 1 1 c r e a s e0 rr c d u c c 廿l ed r i v i n gc l l n c mt 0 缸l p r o v ec a p a c i t ) ro fc h 嘲eo rd i s c h a r g eo ft 1 1 e p o w 盯m o s f e tp a m s i t i cc 印a c i t 锄c e ，t l l e r e b ys p e e du p l er c s p o n s eo f t l l el d ol o a d a i s 白0 r 锄i t t e rc 0 衄e c t c ds 们l c t i l r ei s l e 曲耐觞ar e f 打c ev o l t a g eg e n e r a t o r w l l i c hw 诅li i n p r o v et h el o 叩g a i n t 0m e e tt h er e q u i l 锄印t so ft h ea c c u r a c y0 f 也eb a n d g a p r e f e r c e ，也e 也e m a lv o l t a 铲i s 璐e do na 饷m i s t o r 丽mn e g a d v ef e e d b a c kr e s i s t o rt 0 g e n 嘲t eac o m p e i l s a t i o nc l l i r e n tf 研l l i g h o r d e rc o m p 钌l s 撕o n t l l i sw o r km a k e sn l eb a n d g 印 t e 皿i p e l a t l l r ed r i n1 0 w e r h lo r d e rt ov 甜匆吐圮v a l i d 埘o fn 圮d e s i g n al d oi s d e s i 鲷e d 衄d e ro 5 衄：l b c d p r o c e s sm o d e l t h eu ) ow o d ( si 1 1 也e5 5 - 18 v 瑚g e ，t h em a x 洒啪0 u 呻u t 伽饿殂t i s1 0 力认 h s p i c es i m u l a t i o nr e s u l t ss h o wt l l a t n l el d os t 叭su pc o n c c t l y t 1 1 es 倒cc t e n t 西南交通大学硕士研究生学位论文 第n i 页 鲫删o n i s5 6 6 衅c o n s i d e 血g 位s t a n u p0 v e r s h o t l i i l c a rr e 叫a t i o nm t e i so 8 m v v a n dt l l o a dr c g u l a l i o ni s2 2 m v m a p o w 盯s u p p l y 确e c t i o n 硎。口s r r ) i sg r e a 衙t l l 觚 7 0 d b r c 触n c ev o l t a g e 砸1 f ti s2 1 7 oc ，埘t hat 锄p 唧嘛舳g i l l gl 蛔- 4 0 0 t 01 2 5 0 n e 触s y s t 锄i sw o d d n gp r o p 甜y ，c 锄p o w e r m ed c d cc 脚w i mas 讪l ev 0 1 魄ea n d p r 0 、，i d e sap r e c i s i o nr e i b 弧c cv o l t a g e k e y w o r d s ：d c p cc o n v 懒s e l f s 伽t e dl d o ；b 孤d g a p ；t e n l p 咖c o m p 哪a t i o n 西南交通大学硕士研究生学位论文第1 页 1 1 研究背景与意义 第一章绪论 人类社会的发展离不开能源的消耗和使用。而随着世界人口的越来越多，传统化石 能源的日渐减少，如何可持续的利用能源成为世界关注的焦点。从来源上，人类不断 的开发新技术用于风能，太阳能，核能这些可持续能源的开发；而从能源的去向上， 人类希望更高效，节省的利用能源。 电能，作为最为方便传输与转化的能量形式，在人类生活中占有举足轻重的低位。 虽然交流电在电能的传输上已经有了几十年的历史，但是电能使用上，很大一部分还 是直流的。出于不同的系统应用和应用场合的考虑，不同的设备对直流电压的需求是 不同的，这就很需要有系统进行直流电压的转换。l e d 照明，数字电视，网络终端，m p 3 ， 智能手机，数码相机以及现在的手持式平板电脑，导航仪，虽然他们电的来源不同， 可能是电力线路，可能是电池，但是最终他们消耗的电能都是以直流电的形式消耗掉 的，而且作为一个完整的系统，这些系统内部都有很多不同的功能模块，他们各自的 电压需求也可能是不一样的。而相当一部分能量，会在转换过程中就被消耗掉。一方 面，如果转换性能不佳，在转换过程中的电能质量不好，很容易引起系统工作的不正 常；另一方面，随着各种移动设备功能的越来越强，其消耗电能也越来越大，而电池 技术相对的滞后，移动设备的系统电力的管理，成为延长系统使用时间，增强竞争力 的有利方式。总的来说，如何高效并且有质量完成电平的转化，有利于提高设备的能 源利用效率，延长其使用寿命，增强电子产品的竞争力，具有重要的意义。 线性稳压器，作为最早的电压调节产品，具有工作安静，噪声低，的优势；但是由 于其对于电压的调节是基于调整原件的导通电阻变化引起的，因此，它所提供的电压 调整能力是基于将电压消耗在其调整原件上得到的，因此其效率在输入输出电压差距 大的场合非常的低下。因此，其主要应用在一些压差不大，小功率，或者对噪声指标 要求非常高射频场合。而目前，得益于电力电子技术的发展，作为开关器件的m o s f e t ， i g b t 具有了更高的耐压，更低的导通电刚1 】；同时，各种高效的拓扑【4 9 。5 0 】和控制技术 1 3 捌也被开发出来。开关电源( s w i t c h i i l g p o w 盱s u p p l i e s ) 具有越来越高的效率，因此应用 越来越广，单是德州仪器一家的d c d c 开关电源产品就有上千种之多。 虽然d c d c 开关电源产品具有广泛的应用和广大的市场，但是世界的主要市场都 由国外的大型公司控制，德州仪器( 包括之前的美国国家半导体) ，美信，安森美，l i i l e a r ， m ，f a i 洲1 d ，m p s 几乎占据了所有的主流市场。这些大型公司利用他们的领先优势， 不断开发出新型产品，在一些新型应用，包括电动汽车，新能源发电等领域，而国内 的一些i c 厂商大部分属于跟随状态，只能在相对成熟的市场以牺牲利润的成本控制来 西南交通大学硕士研究生学位论文第2 页 争取市场。因此，对于开发和设计自己的d c d c 芯片，对于对新能源的开发和利用这 些新兴市场，具有重要意义。 1 2 用于d c d c 内部的l d 0 研究现状与进展 1 2 1d c d c 内部l d 0 的应用需求 开关型d c d c ，得益于其高效率，成为各种电源管系统的主流是实现方式。但是 作为一款为后续负载提供能量的模块，d c d c 芯片本身，也是要消耗能量的。通常的 情况下，d c d c 芯片不能够直接采用外接的输入电源直接用作控制系统的电源，原因 有两个：1 ) 为做通用性设计，电源的输入电压范围通常范围比较宽，而作为芯片制造 中采用的内部工艺器件的电压承受能力不同，高压器件通常耐高压，但是其面积大， 电路特性不够好，用作模拟设计性能不佳，功耗大；低压器件性能好，但是耐压能力 受限。2 ) 直接采用电源用作控制系统供电，开关电源动作引起的电源噪声很容易传递 到控制系统内部，引起系统的不稳定和控制偏差。 因此，最简单、最常见的解决芯片自身供电问题的方法，即为采用l d o 。用高压 器件将不稳定的电源电压转换为调整后的固定电压，再用此电压给高性能、小面积的 低压器件构成的控制系统供电。这样，既避免了电源噪声的影响，又有效的节省了芯 片的面积。 p g o 删螂 啪 图1 1 典型的d c d c 芯片结构图【9 】 州 西南交通大学硕士研究生学位论文第3 页 图1 1 为一款典型的d c d c 控制芯片结构图，其主要分为几个部分，分别是内部 5 v l d o 、基准源、控制器、驱动器以及功率管。作为内部低压器件模块电力的来源， l d o 首先要保证输出电压稳定性，因为过高会烧毁控制系统，过低则系统不能工作。 其次，在很多设计中，如图中右边红色框中所示，l d o 需要给驱动器供电，而驱动器 需要一定的快速重放电能力，因此要求l d o 的瞬态响应能力有一定的要求。通常为保 证稳定性，图左下红框l d o 的外接口通常需要一个外接电容，一些研究通过优化内部 设计而去掉了外接电容，从而减少了外部器件的需求，具有更高集成与成本竞争优势。 1 2 2 研究进展和趋势 a 宽输入范围 随着d c d c 应用范围变大，其内部l d o 的输入范围也需要随着d c d c 应用范围 的加大，l d o 需要保证低压的时候具有低压启动能力，而在高压的时候提供足够的调 整能力，保证l d o 的输出不会超过内部系统的耐压范围。 b 快速的瞬态响应 出于减少体积和降低纹波的目的，d c d c 系统的开关频率越来越往高频化发展， 一些主要的产品已经具有2 m h z 的开关频率速度，这就要求u ) o 提供给驱动器的电流 能力需要在几十或者几个纳秒内将功率管打开和关断的能力，如此快速的大电流响应 变化下，如何保证l d o 的输出不出现过大的波动。 通常，l d 0 的响应能力受限于其大信号驱动能力，而增大摆率电流通常意味着静 态电流的增加，在m o b a n m a d 砧s h 蛐等人发表的一片文章中，采用了一种跟随器 结构来分离高阻抗与大电容极点提高系统的瞬态响应【1 0 1 。而在c s t 锄e s c u 的论文中， 采用了单位增益放大器将输出端转换为p u s h p u n 结构，加大电路的驱动能力【1 1 】，在通 过输出级缓冲，改变为p u s h - p l l l l 结构以后， g i a n l u c ag i u s t o l i s i 等人又提出了采用电 流放大器来增加放大器驱动功率管的结构【l l 】，w b n s e o ko h 等人在电流放大器的基础上 进行了改进，提出了电流反馈放大器的概念f 1 2 】。而考虑到l d 0 的瞬态响应在小信号部 分主要是由于误差放大器的高阻抗限制了，因此s s 溅，vs 址等人采用了一种双 放大器的l d o 结构【1 3 】。 这些研究，为在不增加静态功耗的情况下提高l d o 的瞬态响应，提供了很好的思 想和实现形式。 c 无片外电容补偿 l d o 输出端的补偿电容既可以稳定电压，又可以对控制环路进行补偿，保证l d o 系统足够的相位裕度。但是多一个元件就多一点成本【4 2 1 ，同时增加了一点不稳定的因 素，因此针对如何减小外接电容的依赖度，前人做了一些研列3 8 。4 1 1 。 c h a i 切咀y ak c l l a v a 等人提出了一种利用电流放大效应增加零点的方法，在l d o 环 西南交通大学硕士研究生学位论文第4 页 路中增加一零点以抵消寄生极点的影响【1 4 】。该结构中的频率补偿部分巧妙的运用了电 容的动态特性，并且利用电流镜将电容有效的放大，这样实际上放置在电路内部的电 容不用很大就能实现频率补偿，从而抵消掉l d o 内部一个极点的影响，减少对外接电 容的依赖。类似利用电压控制电流源进行补偿的电路还见于q i a n gb i 锄，z u s h u y h 的 论文中【1 5 】，将电容电流i c 进行采样后送入一个较复杂的差分放大器中，利用检测差分 电路两边电压差在一个跨导放大器上产生一输出电流，从而等效将内部补偿电容放大， 达到补偿目的。而在台湾交大h 啪c l l i 饥y 缸g ，h 跹- h s i 觚g h u a n g ，等人的论文中， 采用了更复杂的电路结构来实现频率补偿，此补偿结构使l d o 摆脱了对片外电容的需 要。在另一方面，考虑到l d o 的反馈电阻i b 与r 1 2 在m o s 电路中具有相当的面积， 因此t s z y j n m 觚提出( s i i l 西e t r a i l s i s t o r - c o n 仃0 1l d o ) 结构【1 0 j 。 总结起来，补偿方面一是利用米勒效应的放大作用，一种用法是直接用来将主极点 与次级点分离，一种是采用电压控制电流源( v c c s ) 来进行零点加入，在环路里增加一 个零点，以抵消次级的影响。补偿的另一个方面就是利用多信号通路，利用前馈来抵 消部分极点，但是具有前馈通路的电路在结构上会比较复杂，在引入零点的同时通常 也会引入极点，因此需要仔细设定引入的零极点位置。 d 低功耗，高精度 l d o 系统启动离不开基准电压，由于要求电源输入范围宽和开关动作的影响，直 接采用电源供电的基准电路可能具有较大的噪声，因此造成l d o 输出质量不高，在一 些研究中，预基准电路被采用，即在系统建立之初，预基准电路为l d o 的建立提供参 考电压，而l d o 输出稳定以后，控制系统基准建立并向代替预基准电路向l d o 控制 系统提供参考电压，并关闭预基准电路【l 刀。因此，l d o 的参考源电路更加的精准，其 输出也更加的精确，减少了电源噪声的影响，同时，由于关闭了预基准电路，整个系 统的功耗也得到了降低。 总的来说，对于d c d c 内部l d o 的研究主要集中在宽输入范围，快速的瞬态响 应，更好的频率补偿以减少外接电容的依赖程度以及更高精度，更低的功耗和面积上。 本设计将借鉴前人的研究成果，做相关方面的探讨。 1 3 论文的内容安排 本论文共分为六章。第一章也就是本章，为绪论部分，讨论了本课题的背景，意义 以及一些研究方法和进展。第二章分析并给出l d o 的拓扑结构，工作原理，一些术语 及性能参数的定义，由于本设计中l d o 的基准源同时也是控制芯片内部的基准源，因 此对基准电压的实现原理和一些性能参数也做了理论分析。第三章会给出l d o 的设计 参数考量。第四章为l d o 控制环路的设计。通过分析与研究，设计了控制系统和l d o 共用一个基准的系统构架，设计并分析了控制环路中的相关模块，并给出了子模块的 西南交通大学硕士研究生学位论文第5 页 仿真结果。第五章为基准模块的设计，一款带自启动和温度补偿的射极相连的基准结 构将会被分析和设计，并给出子模块的仿真结果。第六章为整个系统验证部分，l d o 的控制环路将会模块和基准模块进行级联仿真验证，相关的仿真验证结果会被给出。 西南交通大学硕士研究生学位论文第6 页 第二章内部稳压器的工作原理及架构 2 1l d 0 系统原理 f =i= 图2 1l d o 系统的典型结构 图2 1 给出了l d o 的系统框图，其主要由基准源，误差放大器，调整器件和反馈 网络组成。通常启动电路与基准源电路的一部分，调整器件要达到低的d 删电压， 一般采用p 型的m o s 管或者p n p 型三极管。整个系统的工作时序如下，当电源上电 以后，启动电路帮助基准源启动并快速建立，向误差放大器一个输入端提供参考电压 v 沁f ，误差放大器输出电压，打开调整管m p 向负载输出电流，通过反馈网络，一般由 分压电阻组成，分压电阻上的分压作为反馈信号v f b 再送回误差放大器的另一端，整 个系统环路为负反馈，稳定后误差放大器两端虚短，反馈电压与基准输出电压抑制， 因此输出电压满足下式： 鱼= 上 恐墨+ r ( 2 1 ) 所以，输出电压为： = 学 ( 2 2 ) 由上式看出，输出电压跟输入电压和负载电流都不再有关系，因此，l d o 系统等 效的将输入的电源电压隔离了，输出电压将是一个被基准及采样电阻确定的设定值。 西南交通大学硕士研究生学位论文第7 页 实际的l d o 系统中，由于l d 0 本身的有限的环路的增益，误差放大器的失调电压， 基准本身的温度漂移等因素，输出电压将会有一定的误差，相关效应的描述及定义将 在后文中给出。 2 2 性能参数 2 2 1 脱落电压 图2 2 是一个典型的l d o 系统的输入输出曲线，当输入电压低于v l 时，由于电源 电压太低，作为调整元件的功率m o s 管无法打开，输出无电流，输出电压为0 ，此时 系统工作在关断区；当电源电压继续升高后，基准和误差放大器输出虽然有了一定的 电压，但是无法完成对输出电压的调整作用，输出电压是不稳定的：当电压大于v 2 以 后，系统完全建立，输出满足式( 2 2 ) 。将调整元件看做一个等效的电阻，也可以将 输出写为式子( 2 3 ) 形式。 圪= + 删= + 如 ( 2 3 ) v j n 为输入电源电压，i l o a d 为负载电流，l k 为调整元件的工作时候的导通电阻，从 式( 2 3 ) 看出，当负载电流一定的时候，l d o 工作的最低工作电压为输出电压叠加一 个k 上的压降，v l 到v 2 区域的最小值为这个压降，所以降低功率m o s 管的导通电 阻为一种有效的降低压降区的大小的方法。 v、盘 细呻砌t 啦v i 阳 图2 2 典型的l d o 输入输出曲线n 町 西南交通大学硕士研究生学位论文第8 页 2 2 2 线性调整率和负载调整率 负载调整率定义来描述负载电流变化的时候，输出电压保持稳定的能力，用表达式 描述如下： 三。口d 一厂l 呈蹦肠f 面刀= 丝 。 叱 ( 2 4 ) 由于式( 2 4 ) 右边表达式也与从l d o 输出点看到的输出阻抗相同，因此负载调整 率可以表述为从l d o 输出端看到的输出阻抗。而l d o 的反馈可以看做为电压电流反 馈，因此输出阻抗也可以表示为环路增益的函数： 幻甜一恻鼬舻民= 南 ( 2 - 5 ) 式( 2 5 ) 中，r 帆为调整器件从输出点看到的等效输出阻抗，如为系统的开环增 益，p 为反馈系数，即基准电压与输出电压的比值【1 9 】。因此，l d 0 的负载调整率会随 着环路直流增益的提高而提高。 线性调整率为描述l d o 在输入直流电压的变化的情况下，保持输出电压稳定的能 力，其具体定义如下： 胁沪啦砌= 筹2 瓮素 亿6 ， 。 2 心月。“，十“一 ，“ 式( 2 6 ) 中r l 为负载等效电阻，鲕为调整器件功率m o s 管的等效跨导，r 伽为 调整器件功率m o s 管的等效输出阻抗，a 髓为误差放大器增益。线性调整率为一直流 指标，表明的l d o 输出对不同输入电压的抑制能力。从式子( 2 6 ) 可以看出，提高功 率管的跨导和误差放大器的直流增益，都有助于提高线性调整率。 2 2 3 电源抑韦0 比 电源抑制比( p 0 懈s u p p l yi e c t i o nr a t e ，s r r ) ，或称为纹波抑制比( p o 、珊 脚p l er e f e c t i o n 凡眈) ，用来描述l d o 抑制电源噪声的能力，为频率的函数，如下式： 劂= ! 争口f 一口刀一孔叼“绷c 泌 圪 。 通常用d b 表示，这个参数较强的依赖于l d o 系统本身的频率响应， 误差放大器环路的频率响应，基准源的频率响应也对这个性能影响很大。 ( 2 7 ) 不仅包括了 西南交通大学硕士研究生学位论文第9 页 2 2 4 效率 l d o 的效率定义为其输出功率与输入功率之比： 脚c 锄洲= l “ 。( + ) 圪 ( 2 8 ) 式( 2 8 ) 中，i l o a d 为l d o 的输出电流，i a 为l d o 自身工作需要消耗的电流，包括 了偏置、基准、误差放大器、反馈电阻、及驱动调整元件功率m o s 管时消耗的电流。 从( 2 8 ) 式看出，更低的i q 有助于提高l d o 的效率，但是负载变化引起的瞬态响应 及l d o 自身的频率响应都会变差，设计时需要进行折中。 再结合式( 2 3 ) ，如果能够仔细设计调整元件功率m o s 管，降低其导通电阻， 将有助于降低压降区的宽度，从而设计的l d o 允许工作在输入更接近输出的电压下， 这将有助于提高l d o 的效率。 2 3 环路特性 由于负载电流的变化，l d o 系统的输出电压也会产生一定的波动，其主要响应波 形如图2 3 所示。响应包括了两个阶段，一是最初的大信号响应t l 与厶如；二是随后 的小信号建立时间包括t 2 和a t ：i ，其中t 3 由以下表达式决定2 0 】 如 图2 3 皿o 在负载突变时的响应曲线 弛。壶妒壶+ 等 ， b w 。l 为u ) o 系统的闭环带宽，t 盯为误差放大器的摆率，v 是m o s 管等效电容 西南交通大学硕士研究生学位论文第1 0 页 c p a r 上的电压，k 为驱动寄生电容c p a r 的充电电流。与t 3 类似，t 1 中只是k 变为 了电容c p | r 的放电电流。而v 仃2 由下面式子决定【2 0 1 ： 名：。耸学+ 砧 乙工 ( 2 1 0 ) 式( 2 1 0 ) 中第一项为由于控制延迟功率管在负载变轻后没有及时关闭继续提供的那 部分额外电流在负载电容上产生的电压变化，第二项为电流变化在负载电容e s r 上产 生的电压，v 仃l 情况类似。 综合式( 2 9 ) 与式( 2 1 0 ) ，增大l d o 系统带宽和增大驱动电容c 叫的摆率电流 i s r 能够有效的降低电压变化及建立时间。l d o 系统带宽依赖于小信号特性，在输出部 分系统有一低频主极点p 1 ，并随负载变化影响大；低频部分的次级点p 2 产生于误差 放大器与功率m o s 管之间，分别为： 只= j i 一一岩j | - ： 1 q ( 如+ ) c l 7 只= l 2 心 ( 2 - 1 1 ) 由于次级点p 2 的存在严重影响了系统的带宽，因此通常会在误差放大器与功率 m o s 管之问插入一个电压缓冲器，将k 与c p | r 被缓冲器分离，次级点分离为： 吃= 赢一6 = 赤 弘1 2 ) 利用源跟随器的低输入电容与低输出阻抗，将p 2 分离为两个高频极点，从而扩大 系统带宽。当采用的缓冲器能够提供足够大的摆率电流k ，同时降低输出c p a r 端看到 的输出阻抗，就能有效的增强l d o 的瞬态响应，但是通常要达到这两个目的，都意味 着静态电流的增加，而在一些设计中，误差放大器本身电流很小【2 1 1 ，如何在低静态电 流下达到设计目的，成为了l d o 设计的挑战。 本文在设计中，通过在误差放大器于调整器件功率m o s 管之间加入一个增强型 a b 跟随器，显著的改善了l d o 的大信号和小信号特性，从而在不增加不太大功耗的 情况下，显著的增强了l d o 的瞬态响应。 2 4 基准 基准源是一个对于所有模拟系统来说都非常重要的模块，l d o 中也不例外。作为 参考电压的来源，其准确度和性能都大大影响着整个线性稳压器系统的性能。由于在 本文设计中，出于节省模块和减少功耗的目的，将其他系统中常见的预基准 西南交通大学硕士研究生学位论文第1 l 页 ( p r e b 锄d g 印) 和作为系统控制用的精确基准( b 锄d g a p ) 合二为一，更需要仔细设计。 2 4 1 负温度系数产生 双极晶体管的基极- 发射极电压，或者一般说，p n 结二极管的正向电压，具有负温 度系数捌；如果我们假设三极管的电流i c 不变，那么其电压对温度t 求导为： 监= 韭1 n 生一生亟 a 丁竹 厶l 丁 ( 2 1 3 ) i c 与i s 分别为集电极和发射极电流，由于三极管的发射极电流满足： 厶= 矿席e x p 音 ( 2 - 1 4 ) 其中b 为比例系数，e g 为硅的带隙能量。 将上式带入式( 2 1 3 ) 得： 兽- 6 ( 4 训pe x p 鲁朋棚( e x p 鲁) ( 争) ( 2 - 1 5 ) 所以： 磬邓训等噜巧 j 。a r 、7 丁灯2 。，1m 综合上式，可以得到： 鲁= 争h 扣侧争畚卜 p 忉 a 丁丁 ，c 、 7 丁灯2 1 ，17 、 a 一( 4 + 聊) 咋一( 乞g ) _ _ - _ ；= = - _ - - - l _ _ _ _ _ - _ _ _ - _ _ _ _ l _ _ _ 。i _ 。_ 。- 。 a r 丁 ( 2 - 1 8 ) 式子( 2 1 8 ) 给出了在给定的温度t 下，基极发射极电压的温度系数，如果我们 忽略v b c 的非线性影响，那么它就是一个纯线性的负温度系数，当然，这个假定会产生 误差。 西南交通大学硕士研究生学位论文第1 2 页 2 4 2 正的温度系数的产生 图2 - 4 正温度系数电压的产生 如果两个双极型晶体管工作在不相等的电流密度下如图2 4 所示，那么他们的基极 发射极电压的差值会与绝对温度成正比2 2 1 。数学表达式如下： 吃= 吃- 一：= 巧l n 鲁一巧l n 老 将其对温度求导： 监：琢l n 堕一巧l n 土：鱼l n 力 矾l i s i l i s 2 q ( 2 1 9 ) ( 2 2 0 ) 从表达式( 2 2 0 ) 可以看出，这个电压是一个正温度系数的电压，不同的电流密度 n ，会对应不同的曲率；一般设计中，出于版图的准确性，这个系数一般设定为8 【2 3 】。 2 4 3 经典结构 在双极型设计里，有两款经典的电路结构，分别是r o b c nw i m 盯于1 9 7 1 年提出的 w i d l 甜结构和1 9 7 4 年b r o k a w 提出的b r o k a w 结构。 1 w i d l a r 结构 西南交通大学硕士研究生学位论文第1 3 页 魄 f 嘻3 9 0 图2 5w i d l 甜结构基准原理图1 w i m a r 结构示意图如图2 5 所示。系统刚开始上电的时候，q 3 是截至的，电流源i 将q 3 的基极电压升高，让q 4 导通：当q 4 导通以后，电流就分别流向q 1 于q 2 ，由 于q 2 的电流，q 3 的基级电压也开始提升，当i l 于i 相等的时候系统进入稳定状态。 环路稳定以后，输出电压满足： 2 吃l + r ( 2 2 1 ) q l 与q 2 的基级射极电压之差、k 加在r 3 上 吃= l 一吃2 = l 忍 ( 2 2 2 ) 假定q 3 和q 1 的基级- 射极电压相等： = 3 ( 2 - 2 3 ) 则r 1 和r 2 两端的电压相等，即流过r l 和流过r 2 的电流相等： 厶= 警= 惫h 馈，= 老嗡， 仁2 4 ， 2 马r 3、厶岛7 r 3、r 7 【z 。z 4 j 综上，我们可以得到输出电压表达式： 瑚= 等巧( 静屹甜巧+ 吃 ( 2 2 5 ) 通过设定r l ，r 2 ，i s l 和i s 2 就能得到需要的比例系数k 。不过w i d l a r 结构有一个问 题就是电流源，通常都这个电流源受到电源电压的影响比较大，这最终将使得v b c l 和 存在误差，不再精确相等，所以这样q l 于q 2 的电流密度之比不再是精确的面积 之比，最终表现为电源电压影响了输出电压。 2 b r ( 派a w 结构 西南交通大学硕士研究生学位论文第1 4 页 图2 _ 6b r o k a w 基准源结构啪1 b r o k a w 结构的原理图如2 6 所示，三极管q 1 和q 2 的面积不同，比值为l ：n ，电 阻r 3 于电阻础的阻值相同。由于放大器存在，q l 于q 2 的集电极电压相等，所以电 阻r 3 和电阻凡两端的电压相等，假设三极管的b 比较大，那么流过q 1 和流过q 2 的 射极电流相等，因为它们面积不同，q 2 的基级射极电压v 锄将比q 1 的基级射极电 压v b e l 大，这个、k 加在r 2 上，决定支路电流，这个电流将不随电源电压的波动。 在我们的假设情况下： = ：一吃。= 竿】l l ( 知= 丝1 1 1 刀 g如2g ( 2 2 6 ) 流过r i 的电流为流过q l 和流过q 2 的电流之和，所以 + 2 等协 ( 2 - 2 7 ) 从式子( 2 2 7 ) 看出，通过调节r 2 和r l 的比值，使得下式成立： 等= 鲁+ 2 带m 删 弘2 8 ， 那么我们将得到不随温度变化的基准源电压。相对于w i d l a r 结构，b r o k a w 结构的 原件数量更少，误差来源减少了，表达式中对数函数中也不再具有电阻比例项，同时 由于运放的存在，电源电压的影响更低，因此大部分双极型基准都开始基于b r o k a w 进 行酏讲。 2 4 4 温度补偿 在上述所描述的所有设计中，都只针对了温度系数的一阶特性，三极管的v b c 的一 西南交通大学硕士研究生学位论文第15 页 些高阶效应被忽略，根据文献【2 6 1 ，考虑了不同温度时候的v b c 表达式为： = c 一予+ 唔，+ 2 竽l n 唔，+ 等h c 勺协2 9 ， i c 和i c 0 分别为集电极的电流密度，丫为温度系数，如果假设i c 与温度的关系为a ， 那么温度在t o 时候的温度系数为： 争喝2 譬出一力寺 其中v g 0 为硅的带隙电压，一般为1 2 0 5 v 。从上式( 2 3 0 ) 中可以看到，在不同的温度下， 的温度特性曲线是不同的，因此在前面设计中，式子( 2 2 8 ) 按照某一温度下的参 数设定的k 值，在整个温度范围内会出现偏差，一个典型的输出特性曲线如图所示 图2 7 带隙基准输出随温度的变化关系【2 7 】 所以，传统的一阶补偿的基准并不能真正使基准输出电压与温度无关，而是一条近 似的抛物线，为了使输出更准确，需要对温度进行更高阶的补偿设计。 在本文采用的设计中，在分段补偿的思路上，使用了一个带射极反馈电阻的b j t 射极电流对输出温度进行补偿，补偿效果良好，基准电压的0 度以上的温度系数曲线 趋于平坦。 本章小结 本章分析了l d o 的系统构架和工作原理，给出了描述l d o 性能参数的相关定义。 分析了l d o 关键模块基准电压源的产生机理，后文将利用这些理论，围绕相关性能指 标进行分析和设计。 西南交通大学硕士研究生学位论文第1 6 页 第三章自启动l d o 系统设计考量 3 1 自启动l d 0 系统设计 图3 1 传统l c i o 系统构架 图3 1 是传统的l d o 系统构架原理图，在此结构中，l d o 的参考电压来自于一个 能够自启动的由电源供电的的预基准电路( p r e b 雒d g a p ) 。其工作时序为电源v d d 上 电以后，启动电路让预基准电路启动并建立参考电压，随后误差放大器e a 通过控制 功率m o s 管m p 让l d o 输出建立。这种系统设计工作时序简单，但存在一些弊 端： 1 预基准电路( p r e b a i l d g a p ) 是直接由电源供电的，电源的噪声会直接影响预基准 的参考电压稳定性，从而影响l d o 输出的稳定性。 2 在电路实现部分，由于电源电压会比较高，预基准直接与电源相连，需要采用高 压器件设计，其电路性能会比较差，影响l d o 性能。 分析图3 2 所示的d c d c 芯片结构框图，芯片内部控制系统还有一个由l d o 供电 的基准源( 图3 2 中红框中所示) 。由于此基准源由l d o 供电，因此其可以采用低压 器件设计，并且由l d o 隔开了电源电压，相关噪声会被l d o 屏蔽，因此精度较高。 在其他在一些文献中也提到了先启动电源供电的预基准，l d o 输出稳定后，由l d o 供电的基准建立，随后l d o 参考电压将该为这个由l d o 输出供电的精确基准源提供， 并且关闭预基准的形式【1 7 1 ，这种设计始终会使用两个基准源。 西南交通大学硕士研究生学位论文第1 7 页 图3 2d c d c 芯片结构框图吲 综合考虑，为什么不通过一启动机制，直接去掉预基准电路，直接让l d o 的参考 电压直接来源于由l d o 输出供电的精确基准提供呢。因此本文设计中，考虑通过加入 一启动电路，解决了l d o 系统摆脱全为0 时的稳态，从而使整个i c 只需要一个基准 源，简化了设计，节省了面积和功耗。本次设计的自启动l d 0 系统原理图如图3 3 所 示： 图3 3 自启动l d o 系统原理框图 其工作时序如下：当系统上电以后，由于基准没有建立，其输出控制信号s ，为低， 西南交通大学硕士研