（微电子学与固体电子学专业论文）宽带低相位噪声cmos压控振荡器的设计.pdf

摘要 摘要 压控振荡器( v o l t a g ec o n t r o l l e do s c i l l a t o r ，简称v c o ) 是锁相环( p l l ) 的核心组成模块，在 许多无线，有线接收系统中具有重要的作用。近年来，随着通信事业的飞速发展，人们对射频接收 前端提出了越来越高的要求，而v c o 则是接收机设计中极具挑战性的部分，低噪声v c o 的设计是 实现高性能射频通信系统的关键。 本课题的主要目标就是基于c m o s 工艺实现一个能够满足数字电视前端调谐芯片应用要求的 v c o 。该芯片需要将接收到的电视信号( 4 8 m h z 8 6 0 m h z ) 变频到固定的中频( 3 6 4 4 m h z ) ，并 实现选频的功能。应用背景决定本课题设计的v c o 必须具有宽带和低相位噪声的特点。 论文首先总结了v c o 目前的研究现状，并根据应用背景提出了本课题的设计指标。然后本文对 v c o 的设计理论进行了详细的分析，包括振荡器工作原理、v c o 性能指标、常用结构以及l e e s o n 和h a j i m i r i 相位噪声模型等，并在此基础上研究了v c o 相位噪声优化技术。 论文的主要工作是设计并实现了应用于数字电视调谐芯片的宽带低噪声v c o 。首先，本方案采 用多v c o 切换的方式来实现宽调谐范围。将频带划分为低波段、中波段和高波段，每个波段由一个 v c o 覆盖，同一时刻只有一个v c o 处于工作状态。为了保证波段切换的可靠性，本文提出了一种 可调节型电荷泵式自动幅度控制( a a c ) 电路的设计。a a c 电路可以使v c o 起振时的尾电流远大 于正常工作电流，从而确保v c o 在切换时能够快速起振，且正常工作时又不会消耗太多的功耗。当 v c o 稳定工作时，a a c 环路断开，因此环路中的模块不会对相位噪声产生影响，这一特性明显优 于传统模拟a a c 电路。而可调节式的设计可以使v c o 在各个频点都处在最佳工作点附近。单波段 v c o 的设计采用了互补交叉耦合型结构。为获得低相位噪声，该电路的各个部分都经过了精心的设 计，如交叉耦合管尺寸的选取、尾电流源的设计、片外谐振网络的结构设计和参数选取等a 在电路设计完成后，用c a d e n c ev i r t u o s o 软件实现了电路的版图设计。本课题的实现基于特许 半导体( c h a r t e r e d ) 0 2 5 1 u nc m o s 工艺库，整个调谐芯片在c h a r t e r e d 进行了流片验证。测试结果 表明该v c o 的调谐范围能够覆盖8 0 9 0 0 m ! - i z ，全波段相位噪声均低于8 2 d b c h z 1 0 k h z ，带有该 v c o 的调谐芯片已经能够成功接收数字电视。 关键词：压控振荡器( v c o ) ，宽调谐范围，低相位噪声，片外谐振网络，自动幅度控制( a a c ) ， 交叉耦合，0 2 5 1 mc m o s 查塑奎兰堡圭兰垡丝苎 a b s t r a c t v o l t a g ec o n t r o l l e do s c i l l a t o r ( v c o ) i sa l li m p o r t a n tm o d u l ei np h a s e l o c k e dl o o p 口i j 0 ，w h i c hi s w i d e l yu s e di nw i r ea n dw i r e l e s sr e c e i v e rs y s t e m ，w i t ht h er a p i dd e v e l o p m e n to fc o m m u n i c a t i o ni n d u s t r y , r ff r o n t - e n dr e c e i v e r so fb e t t e rp e r f o r n m c ea r er e q u i r e d t h ev c od e s i g ni sac h a l l e n g ei nd e s i g n i n ga r e c e i v e rs y s t e m al o wn o i s ev c oi st h ek e ye l e m e n ti nr e a l i z i n gah i g hp e r f o r m a n c er fr e c e i v e r t h i sp a p e ri st od e s i g nac m o sv c ot h a tc o nm e e tt h ed e s i g nd e m a n do ff r o n t - e n dt u n e rc h i pi n d i g i t a lt v t h i st u n e rc h i pr e c e i v e saw i d eb a n dt vs i g n a l ( 4 8 - 8 6 0 m h z ) a n dc o n v e r t st h es e l e c t e dc h a n n e l t oaf i x e df r e q u e n c y ( 3 6 4 4 m h z ) t h ev c oo f t h i sp a p e rs h o u l dh a v ew i d ef r e q u e n c yr a n g ea n dl o wp h a s e n o i s ea c c o r d i n gt ot h ea p p l i c a t i o nb a c k g r o u n d i nt h ef a s tp a r t , t h i sp a p e rp r e s e n t st h er e s e a r c hs t a t eo f v c oa n dg i v e st h es p e c i f i c a t i o no f d f i sd e s i g n t h e nt h ep a p e ra n a l y z e st h ev c od e s i g nt h e o r yi nd e t a i l s ，i n c l u d i n gt h eo s c i l l a t o rw o r k i n gt h e o r y , v c o p e r f o r m a n c es p e c i f i c a t i o n ，v c 0a r c h i t e c t u r e sa n dt h ep h a s en o i s em o d e lo fl e e s o na n dh a j i m i r i a n d b a s e do nt h e s e w em a k ear e s e a r c ho nt h et e c h n i q u e so f o p t i m i z i n g 山ev c op h a s en o i s e o u rw o r kc o n c e n 打a t e so nt h er e a l i z a t i o no faw i d e - b a n da n dl o wp h a s e - n o i s ev c of o rd t vt o n e r c h i p w eu s em u l t i p l ev c o st oc o v e rap a r to f t h ef r e q u e n c yr a n g ee a c hs oa st or e a l i z ew i d et u n i n gr a n g e t h ew i d ef r e q u e n c yr a n g ei sd i v i d e di n t ol o wb a n d ，m i d d l eb a n da n dh i g hb a n d e a c hb a n di sc o v e r e db ya v c o ，s oo n l yo n ev c oi sw o r k i n ga ta n yt i m e i no r d e rt oe - q l s u r et h er e l i a b l i t yo fb a n d s w i t c h i n g ，w e d e s i g n e dat u n a b l ec h a r g e - p u m pa u t o m a t i c - a m p l i t u d e - c o n t r o l ( a a oc i r c u i t t h i sc i r c u i tp r o v i d e sal a r g e t a i l - c u r r e n tt 0t h ev c os ot h a tt h ev c oc a ns t a r t u pr a p i d l y , a n dt h ev c 0c a l ls t i l ib eb i a s e dw i t hp r o p e r g n l t 6 h l tw h e nw o r kn o r m a l l ys ot h a ti tw i l ln o tc o n s u m et o om u c hp o w e r w h e nt h ev c 0b e c o m e ss t a b l e t h ea a cl o o pi sd i s c o n n e c t e d s ot h ea a cl o o pc o n t r i b u t e sn o t h i n gt ot h ev c op h a s en o i s e i na d d i t i o n , t h ea a cc i r c u i tc a nb et u n e dt oa c h i e v eo p t i m i z e dp h a s en o i s ep e r f o r m a n c ef o rd i f f e r e n tf r e q u e n c yb a n d s ， t h i sn f f wa a cc i r e n i to f f e r sb e t t e rp e r f o r m a n c et h a nt h et r a d i t i o n a lo n e s t h ev c o so ft h et h r e eb a n d s a d o p tt h es a n l ec o m p l e m e n t a r yc r o s s - c o u p l e dt o p o l o g y 1 1 c i r c u i tp a r a m e t e r sa r ee l a b o r a t e l ys e l e c t e dt o a c h i e v el o w e rp h a s en o i s e t h e s ep a r a m e t e r si n c l u d et h es i z eo fe r o s s - o n u p l e dm o s f e t ，t a i l - c u r r e n t s o u r c e ，o f f - c h i pr e s o n a t o r sa n ds oo n t h el a y o u ti sd e s i g n e di nc a d e n c ev i r t u o s o t h ec h i pi sd e s i g n e da n di m p l e m e n t e db yc h a r t e r e d 0 2 5 p r oc m o sp r o c e s s t h em e a s u r e m e n tr e s u l t ss h o wt h a tt h ew h o l e 在e q u e u c yr a n g e ( 8 0 胡0 0 m 8 a n d p h a s en o i s ei sb e l o w - 8 2 d b c h z 1 0 k h zi na l lb a n d s t h et b n a t c h i pw i t ht h ev c oh a ss u c c e s s f u l l y r e c e i v e dd i g i t a lt vp r o g r a m s k e y w o r d ：v o l t a g ec o n t r o l l e do s c i l l a t o r ( v c o ) ，w i d et u n i n gr a n g e ，l o wp h a s en o i s e ，o f f - c h i pr e s o n a t o r s , a u t o - a m p l i t u d e - c o n t r o l ，c r o s s - c o u p l e d ，0 2 5 1 a nc m o s 东南大学学位论文独创性声明 本人声明所呈交的学位论文是我个人在导师指导下进行的研究工作及取得的研究成 果。尽我所知，除了文中特别加以标注和致谢的地方外，论文中不包含其他人已经发表 或撰写过的研究成果，也不包含为获得东南大学或其它教育机构的学位或证书而使用过 的材料。与我一同工作的同志对本研究所做的任何贡献均已在论文中作了明确的说明并 表示了谢意。 研究生签名：盗垒堕e l 期：竺坐生1 3 东南大学学位论文使用授权声明 东南大学、中国科学技术信息研究所、国家图书馆有权保留本人所送交学位论文的 复印件和电子文档，可以采用影印、缩印或其他复制手段保存论文。本人电子文档的内 容和纸质论文的内容相一致。除在保密期内的保密论文外，允许论文被查阅和借阅，可 以公布( 包括刊登) 论文的全部或部分内容。论文的公布( 包括刊登) 授权东南大学研 究生院办理。 研究生签名：盗垄垒导师签名：墅塑日期：立：! ：! 第一章绪论 第一章绪论 本章介绍了课题背景以及压控振荡器在国内外的研究发展状况，阐述了本课题的主要工作，最 后介绍了本文的组织架构。 1 1 课题的提出 近年来，世界各国都在大力推动广播电视的数字化。我国政府很早就开始组织各种力量联合进 行数字电视攻关研究，积极关注和跟踪国际先进技术发展动态，开发我国自有品牌的高清晰度数字 电视。广播电视数字化的实现是一个循序渐进的过程，我国广电总局提出发展数字电视的步骤是： 先有线、后直播卫星、再地面无线“三步走战略”，即2 0 0 3 年全面推进有线数字电视；2 0 0 5 年开展 数字直播业务，开始地面数字电视广播试验；2 0 0 8 年全面推广地面数字电视广播。到2 0 1 5 年，我 国将基本完成模拟向数字的过渡。 在这样的背景下，东南大学国家a s i c 工程中心承担了数字有线电视前端调谐专用芯片的开发 和产品产业化的项目。数字电视调谐器专用芯片处于数字电视接收系统的最前端，用以将天线接收 下来的射频电视信号下变频到中频，它承担了电视接收机全部高频信号的处理工作。以前的模拟式 调谐器在选台时要经过一个频率微调电路进行频率的微调，这样存在频率搜索不准的问题，影响电 视接收效果。而现在的数字调谐芯片集成了频率锁相环p l l ( p h a s el o c kl o o p ) 电路”1 ，它可以使得 电视信号频率与电视台发送的频率严格一致。接收效果好。压控振荡器是p l l 中的关键模块，其性 能会直接影响接收机的灵敏度和选择性。本文在数字调谐器产业化项目基础上，提出了宽带低相位 噪声压控振荡器的设计。 目前商用的数字电视前端射频芯片大多采用双极型( b i p o l a r ) 工艺实现，这是由于b i p o l a r 较 c m o s 在速度和噪声性能上具有一定的优越性。特别是m o s 晶体管的闪烁噪声远大于双极型晶体 管，这会导致相位噪声的明显恶化。然而，由于c m o s 工艺成本低，且易于与后级数字电路集成， 本课题将采用c m o s 工艺实现数字电视调谐器中所需压控振荡器的设计。另外，考虑到一次变频结 构简单，系统方案成熟，该调谐器采用一次变频架构。v c o 的实现方案需根据一次变频架构进行选 择。 1 2 压控振荡器的研究现状 压控振荡器是输出振荡频率可通过控制电压进行调节的一种振荡器。它在许多无线、有线接收， 数据通信，时钟恢复，时钟产生等应用中具有重要的作用，被用来提供精确、稳定的周期时变信号。 在有线及无线通讯系统的终端，接收机的前端模块选择并且放大所需的高频信号，然后将其下 变频至基频；相反地，发送机的前端模块将模拟的基频信号上变频至合适的高频信号，使调频后的 信号能够在有线和无线的信道中传输。在这些收发机中，由锁相环提供的本振信号的特性会显著影 响整个系统的性能。最重要的是，锁相环的相位噪声性能直接影响接收机的灵敏度闭，而锁相环的 带外噪声基本上由v c o 决定。因此，一个高性能的v c o 对于接收机来说是必不可少的。 常见的压控振荡器可分为两大类：环形振荡器和l c - v c o 。环形振荡器具有结构简单，占用面 积小，可实现的调谐范围宽等优点，但其相位噪声性能较差。而l c - v c o 虽然占用的芯片面积较大， 但可获得较低的相位噪声，目前已成为无线、有线以及光纤通讯系统的主要选择”1 。由于交叉耦合 l c - v c o 具有相位噪声低、易于实现、差分操作等优点，它在通信系统中得到了广泛的应用。 现在的许多有关v c o 的研究工作都是以交叉耦合l c - v c o 为研究对象的。交叉耦合l c - v c o 的研究工作主要包括以下几个方面： 1 ) 相位噪声理论：目前应用最广泛的是h a j i m i r i 提出的线性时变相位噪声模型，通过该模型可以 预估相位噪声【4 】。基于该理论，h a j i m i r i 提出了一些低相位噪声l c - v c o 的设计方法。此外，其 东南大学硕士学位论文 他研究人员也在不断对该模型进行分析和完善口删。 2 ) 相位噪声形成的物理机制及相关优化方法：相位噪声理论是从数学的角度推导噪声值，而物理 机制的研究则从物理的角度分析各种噪声如何转化为相位噪声”j 。对物理机制的清晰认识可以指 导我们在设计中尽量减小关键噪声源，或者在噪声的传输路径上加以隔阻或削减”j 。 3 ) 片内电感、变容管设计：目前人们关注的的几乎都是全集成的l c - v c o ，要提高全集成v c o 的 性能，一个高o 值的片上电感是不可或缺的【9 】【。而变容管可实现的变化范围以及调谐线性也 同样获得了众多的关注【l l j 【l “。 4 ) 不同应用要求下v c o 的实现( 如宽带、高频、正交v c o 等) ：由于无线及有线通信系统都要求 低成本、低功耗以及高数据传输率，v c o 的设计也向高频低功耗的方向发展“。很多工作在 4 0 g h z 以上的全集成l cv c o 已得到实现”4 】 ”】。此外，随着器件尺寸的不断缩小，电源电压也 不断降低。这要求v c o 能够在低电源电压的情况下仍实现高频【l ”。一些通信系统需要使用正交 v c o ，例如：在r f 前端，接收机镜像抑制以及r f i f 信号到基频的变频都需要正交信号 1 q 。 相关研究的热点包括拓扑结构的创新以及一些关键设计方法的提出和优化。 这些研究都取得了丰硕的成果。而本文的研究工作就是以这些研究成果作为理论依据而展开的。 1 - 3 课题的主要工作 本课题的主要工作是设计完成满足数字电视调谐芯片整体性能要求的压控振荡器。根据一次变 频架构的需求以及数字有线电视所采用的d v b - c 的标准，同时参考同类b i p o l a r 商用芯片的性能， 该压控振荡器必须具有宽带低相位噪声的特点，其具体设计指标如下： 1 ) 调谐范围：8 0 9 0 0 m h z 2 ) 相位噪声； 8 2 d b e h z 1 0 k h z 3 ) 总谐波失真： 一1 0 d b 具体工作内容包括； 1 ) 查阅资料，了解主流的宽调谐范围以及低相位噪声v c o 的设计方法，分析优缺点； 2 ) 根据系统要求，设计所需v c o 的电路结构； 3 ) 对各电路模块进行模拟仿真，对参数和结构进行优化，直至满足设计要求； 4 ) 完成版图设计，进行后仿真，验证性能指标并流片； 5 ) 芯片测试，数据整理、分析和总结，为后继的优化工作作出指导。 1 4 论文的内容和结构 本文详细描述了本课题中宽带低相位噪声的实现方案。第二章首先介绍了v c o 的工作原理、 性能指标以及分类，为v c o 的设计提供了理论来源。第三、四章是本文的重点和核心，第三章围 绕相位噪声展开论述，首先对v c o 的相位噪声理论进行了研究，然后分析了相位噪声的主要噪声 源，并总结了相位噪声的优化技术。第四章针对本课题的应用背景，运用前两章的理论基础和设计 方法，确定了宽带低噪声v c o 的具体实现方案，完成了整个模块的电路结构设计及其版图实现 该v c o 的设计主要包括两个部分，一方面是交叉耦合型振荡单元，另一方面，本设计中提出了一 种可调节型电荷泵式自动幅度控制电路，该电路可以保证v c o 的可靠性和稳定性。第五章对v c o 的仿真结果和测试结果做了完备的分析和解释。在论文的结尾，论文将对本课题的研究工作做一个 简明扼要的总结并提出对今后工作的展望。 2 第二章v c o 设计的理论基础 第二章v c o 设计的理论基础 本章首先介绍了v c o 的工作原理，并给出了v c o 性能指标的定义，然后总结了不同种类v c o 的实现方式，并对其性能进行了分析比较。 2 1 振荡器的工作原理 从能量的角度来说，振荡器就是一个通过自激方式把直流电能转换为特定频率和幅度的正弦交 变能量的电路。通常情况下，任何振荡器都可以看作是一个反馈系统，或者是一个单端能量补偿系 统， 2 1 i 负反馈分析 振荡器可以看作是一个没有输入信号的带选频网络的正反馈放大器。对于任何一个带有反馈的 放大电路，都可以画成图2 - i 所示结构： v i n y o u t 图2 - 1 反馈系统原理图 该系统的开环传递函数为h ( s ) ，则其闭环传递函数可以表示为： 生( s ) ：业! ( 2 1 ) l + 日( j ) 如果s - j 咖，h 0 c o o ) = - 1 ，那么在o 处，闭环增益趋于无穷大。此时，电路将自身在o 处的噪声 分量无限放大，振荡就会发生。换句话说，放大器的输出在o 时由于相移太大而使整个反馈成了正 的。这种情况在运算放大器的设计中是绝对不允许的，然而对于振荡器来说，就必须工作在正反 馈情况下。 总的来说，一个负反馈系统必须满足以下两个条件，电路才能够在频率点上发生振荡。 1 ) 负反馈系统的开环增益1 日( ，吐) l 1 ； 2 ) 负反馈系统的开环相移为1 8 0 。 这两个条件称为“巴克豪森准则”。在实际电路设计中，为了在存在温度和工艺变化的情况下确 保振荡，开环增益的取值要两倍或三倍于所要求的值”】。 2 1 2 单端能量补偿( 负阻) 分析 我们首先考虑一个电流脉冲激励的简单振荡回路，如图2 - 2 ( a ) 所示，其响应为一衰减的振荡。 这是因为在每一个振荡周期里，在电容和电感之间转换的一部份能量在电阻中以热的形式损失了。 现在假设有一电阻r p 与r p 并联( 如图2 - 2 ( b ) ) ，重复电流脉冲激励。因为r p | | ( 一r p ) = o o ，所以振 荡回路会不停的振荡下去。因此，如果单端口电路有一负电阻与谐振回路并联，补偿谐振回路电阻 上的能量损失，电路就会振荡。然而实际电路中，不存在一个理想的负阻，负阻都是由有源器件等 效而来。如图2 - 2 ( c ) 中所示，该电路可以划分为两个部分：左边的谐振回路决定振荡频率，是耗能 部分；右边是一个提供能量的负阻电路。上述分析振荡电路的方法就称为单端能量补偿分析法。 3 东南大学硕士学位论文 在实际应用中，往往为了方便分析，环形振荡器采用负反馈分析方法，l c 振荡器采用能量补 偿分析方法。 f k 山 t t k 2 2v c o的性能指标 图2 - 2 单端能量补偿分析示意图 在分析设计高性能v c o 之前，有必要先总结一下v c o 的重要性能指标。这些参数包括相位噪 声、调谐范围、v c o 的增益等。 1 ) 相位噪声和抖动 相位噪声和抖动( j i t t e r ) 反映的是振荡器的短期频率稳定度 4 1 。这两个参数在本质上是一样的， 前者是噪声特性在频域的表现，可以看成是各种类型的随机噪声信号对相位的调制作用；后者则是 噪声特性在时域的表现，即噪声导致输出波形过零点的抖动( j i t t e r ) 。常用的j i t t e r 描述方式包括长 周期j i t t e r ( 1 0 n g t e r m j i t t e r ) 、周期j i t t e r ( c y c l e j i t t e r ) 、周期间j i t t e r ( c y c l e - t o - c y c l e j i t t e r ) 等等a 相位噪声和抖动这两个参数可以相互换算【”】。一般来说，相位噪声多用于评估频率综合器的性 能，而抖动多用于评估时钟产生及时钟恢复电路。本设计关注v c o 的相位噪声性能，下面简单介 绍相位噪声的定义。 理想振荡器输出的正弦信号可以表示成( f ) = a c o s ( c o o t + 妒) ，a 代表输出信号的振幅，o 是信号频率，o 是固定相位。因此，理想振荡器的输出频谱是一对在蜘。o 处的脉冲谱线。然而，实 际的振荡器输出通常表示成吃，( f ) = a ( t ) e o s f a o t + 妒( t ) 】，这里的a ( t ) 和o ( t ) 是周期为2 n 的周期函 数，包含了随机噪声。从频域表现来看，频谱不再是一根离散的谱线，而是在士咖附近有一定宽度 的边带( 如图2 - 3 ) 。 l 铣 彩 ( a ) 理想v c o 的输出谱线 ( b ) 带相位噪声的输出频谱 图2 - 3v c o 相位噪声示意图 4 第二章v c 0 设计的理论基础 通常情况下，相位噪声指的是单边带相位噪声， 声功率谱密度与中心频率的功率谱密度的比值表示， 用偏离中心载波频率某频率处的单位带宽内噪 单位为d b c h z ，其计算公式如下： k 卿：00 4 垒d 竽竺型i ( 2 2 ) l ，啊r j 其中p 。m “( 一) 为单边带单位带宽内偏离载波信号处噪声功率，单位为d b m h z ，p 。 表示载波信号功率，单位为d b m ，从而得到单边带相位噪声的单位为d b c h z 。 在v c o 的设计中，相位噪声是一个极为重要的性能指标，它直接影响接收系统的灵敏度和选 择性。关于相位噪声的模型分析以及设计方法将在第三章中详细阐述。 2 ) 调谐范围 调谐范围是指振荡器的最大频率与最小频率的差值( 一一。) ，通常情况下，也定义为( 。； 一m m ) 与中心频率n l l d 比值的百分比形式。举例来说，在蜂窝和无线局域网的应用中，通常要求 本振信号的调谐范围为中心频率的1 0 。在实际设计中，这个范围除了要覆盖工作频率外，还要考 虑到工艺偏差、温度变化以及寄生效应的影响。 3 ) v c o 的增益( k v c o ) v c o 的“增益”也称为“灵敏度( s e n s i t i v i t y ) ”，是指单位控制电压引起的输出振荡频率的变 化，一般以k v c o 表示，单位为h z v 。从应用角度上讲，一般希望一个v c o 能有大的增益，以获 得更大范围的调谐能力。但是，v c o 灵敏度越高，则对控制线上的噪声的响应也越强烈，最终导致 输出伴随着更大的干扰，降低了v c o 的噪声性能。 4 ) 调谐线性度 图2 _ 4 理想v c o 的压控特性 理想v c o 的增益k v c o 在整个调谐范围内保持为常数( 如图2 _ 4 所示) ，但是实际电路中v c o 的调节特性往往表现出非线性，即其增益k v c o 会随频率变化。k v c o 的大小会影响环路的带宽和相 位裕度，从而影响p l l 的稳定性，因此，我们希望在整个调节范围内使k v c o 的变化最小，即频率 对控制电压的变化有较高的线性度，这样才能保证p l l 在调节过程中的稳定性。 5 ) 其他 输出信号频谱纯度：随着控制电压的改变，振荡波形不是一个理想的正弦波。为了使得能量都 集中在振荡器的基频上，电路设计中要尽量抑制高次谐波的存在。输出信号的频谱纯度可以用总谐 波失真( t h d ) 来衡量。 输出振幅：增大输出振幅可以使输出波形对噪声不敏感。振幅的增加可以通过牺牲功耗、电源 电压甚至是调节范围的方法来达到。 功耗：振荡器的功耗与相位噪声，输出振幅等密切相关。它们之间存在一定的权衡和优化过程。 在实际应用中，通常要求振荡器的功耗越低越好。c m o s 工艺上实现的振荡器的典型功耗为几个到 5 东南大学硕士学位论文 几十个m w 。 推频( f r e q u e n c yp u s h i n g ) ：推频是v c o 对电源电压的灵敏度。是指单位电源电压变化所引起 的输出频率的变化量，单位为m h z v 。推频可以反映电源噪声对相位噪声的影响o “。 拉频( f r e q u e n c yp u l l i n g ) ：v c o 输出端的负载若不匹配，会产生反射信号，干扰v c o 工作， 造成输出频率偏移，拉频便反映负载引起的频率偏移量。 2 3v c o 的种类 压控振荡器( v c 0 ) 常用的结构有r c 振荡器、环形振荡器，l c 振荡器等几种。其中l c 振荡器 又包括考毕兹型压控振荡器和交叉耦合型压控振荡器。 2 3 ir c 振荡器 r c 振荡电路有桥式振荡电路、双t 网络式和移相式振荡电路等类型口”，这里仅简要介绍桥式 振荡电路。 r ：历 l ： l 历 l v o 图2 - 5r c 桥式振荡电路 图2 - 5 中用虚线框所表示的r c 串并联选频网络具有选频作用，其频率响应是不均匀的。反馈 网络的反馈系数为： 乃妒篇= 表= 甬面s c 而r 再 旺， 令s = ，翻，鳓= 1 r c ，则上式变为： 拈羽1 ( 2 4 ) 。吖 剖 2 3 2 环形振荡器 环形振荡器的原理是通过环路中若干增益级电路构成负反馈系统，信号在经过环路一周后产生 1 8 0 。与频率相关的相移( 总相移3 6 0 。) ，并且环路幅度增益大于等于1 ，那么环路将产生振荡并能 持续下去。 6 第二章v c o 设计的理论基础 图2 - 6 单端环形振荡器 单端的环形振荡器必须由奇数级反相单元构成( 如图2 - 6 ) 。如果每个反相单元的延迟为h ，反 相单元级数为n ，则该电路的振荡频率为l ( 2 n x d ) 。t d 由大信号、非线性电流驱动和每级电路的电容 值决定。因此可以通过调节每一级电路的偏置电流( 尾电流) 来改变延迟单元的勺，继而改变环路 的振荡频率。一种简单压控环振的结构如图2 7 所示口”。从获得最高频率和减小噪声的角度出发， 希望级数越少越好，典型的是采用三个反相器。 广一一一一一一i 图2 - 7 压控环形振荡器 如果使用差分放大器作为延时单元，也可以使用偶数级实现振荡，只要将其中的一级接成不反 相的即可【1 7 1 ( 如图2 - 8 ) 。 图2 - 8 差分环形振荡器 环形振荡器结构简单，且不需要任何无源器件，易于片上集成。由于可控性好，环形振荡器能 达到很宽的调谐范围，且能够实现多相位输出”。但是环形振荡器工作时存在着不可避免的缺陷： 首先，存储在结点电容中的能量会在每个周期释放掉；其次，能量总是在边沿的时候( 最不希望的 时间) ，而不是在电压最大的时候存储到谐振回路。这些本质因素导致环形振荡器的相位噪声性 能较差，当然环形振荡器中更多的有源器件也是造成其相位噪声较大的原因之一。总而言之，相位 噪声性能差已成为其致命弱点。 2 3 3 考毕兹型压控振荡器( c o l p i t t s ) 考毕兹型压控振荡器的实现只需要一个晶体管。如图2 - 9 所示，晶体管m i 的漏极接回到源极， 相移为0 ，从而实现振荡。该电路的优点是只用一个电感实现了谐振，有大的输出幅度及因此带来 的较低的相位噪声。但是它工作时要求的最小电压增益岛球。( r ，为电感的等效并联电阻) 至少为4 ， 这是它的主要缺点【l ”。因为c m o s 工艺中的电感q 值较低，因而k 值很小，要满足这种最小电压 增益的要求无疑是相当苛刻的，就算能勉强做到片上，也必须通过增大电流来提高跨导勖，从而导 致考毕兹振荡器的功耗较大。另外，单端输出形式对它的应用也产生了一定限制。 7 东南大学硕士学位论文 场 g o u t = 图2 - 9 考毕兹型振荡器 基于以上考虑，考毕兹振荡器在标准c m o s 工艺中应用的并不多，而是更多应用地在b i p o l a r 的s i 工艺或是g a a s 工艺中。 2 3 4 交叉耦合型振荡器 2 3 4 1交叉耦合型振荡器原理 鼙i ：= ( a ) 交叉耦合管( b ) 小信号等效电路 图2 1 0 交叉耦合管工作原理 交叉耦合型v c o 是通过晶体管的交叉耦合结构实现“负电阻”。采用n m o s 管实现的负阻电 路及其交流小信号等效电路如图2 1 0 所示。忽略m o s 管的沟道长度调制效应，可得： v 如= 2 一l ，i h = g 。1 l = 一g 。2 2 ( 2 5 ) 则 = z 一一云i n 一去= 巴+ 剖 如果m 1 管和m 2 管相同，即g m l = g n 。2 = g ，得 心= 善= 一_ 2 ( 2 7 ) l 折g m 当加在负阻的两端的电压增加时，负阻将对外输出电流。如果将图2 - 1 0 中的交叉耦合差分对管 与r l c 回路相并联，并且保证r p - 2 g 。0 ，负阻就能够对r l c 回路中的并联电阻r p 消耗的能量进 行源源不断的补偿，从而维持振荡。 由于l c 交叉耦合振荡器具有较好的综合性能，因此成为目前应用最为广泛的振荡器之一。 8 第二章v c 0 设计的理论基础 2 3 4 2 基本电路结构比较 交叉耦合型v c o 可以采用n m o s 、p m o s 或互幸 型结构实现。n m o s 型和p m o s 型交叉耦合 v c o 的常见拓扑结构如图2 1 1 所示。图2 - 1 l ( a ) 、( b ) 都采用n m o s 管产生负阻，其区别在于分别采 用了p m o s 型和n m o s 型偏置尾电流源。偏置电流源采用p m o s 实现的优点在于：1 ) 电源电压波 动对v c o 共模点的影响减小；2 ) p m o s 的闪烁噪声和热载流子噪声比n m o s 管小。这两点都有利 于v c o 相位噪声性能的提高。然而，比较图2 - 1 1 ( a ) 、( b ) 可知，采用p m o s 尾电流管会导致变容管 一端的电平由v d d 降低到( v d d - v d s ) 。在谐振网络采用片内结构的情况下，控制电压v t 的取值受 电源电压的限制。因此，图2 - l l ( a ) 中变容管上的控制电压变化范围将比图2 1 l ( b ) 小一个过驱动电压 值，从而导致频率调谐范围减小。 图2 1 l ( c ) 、( d ) 都采用p m o s 管构成交叉耦合对。两者的区别与图2 1 1 ( a ) ，( b ) 的区别相似，此 处不再赘述。由于p m o s 的固有噪声小于n m o s 管，因此p m o s 型交叉耦合v c o 的相位噪声性能 要优于n m o s 型。但是，p m o s 管的载流子是空穴，其迁移率仅仅是电子的1 2 到1 3 。因此，若 交叉耦合对要提供相同的增益，那么p m o s 型的宽长比( w l ) 必须是n m o s 型的2 - 3 倍，这会占 用更大的芯片面积，且寄生电容更大，影响频率调谐范围。 图2 1 1n m o s 、p m o s 型交叉耦合v c o 互补交叉耦合型v c o 采用两个p m o s 管和两个n m o s 管分别组成交叉耦合对，其基本结构如 图2 1 2 所示。 神伯) 图2 1 2 互补交叉耦合v c o 结构 9 东南大学硕士学位论文 p m o s 、n m o s 交叉耦合对分别构成负阻一2 g 。、2 g 。，则两者并联后得到总负阻值为 - 2 ( g = p + g 。) 。因此在尾电流相同的情况下，互补型v c o 比n m o s 型和p m o s 型更容易起振。互补 型的主要优点在于：i ) 在电流限制区，同样的偏置电流下，其输出摆幅是n m o s 和p m o s 型的两 倍，适合低功耗电路；2 ) 它可以通过调整p m o s 和n m o s 管的尺寸，从而使输出波形的上升下降 时间对称。根据线性时变( u v ) 相位噪声模型【4 j ，对称的波形可以减小l f 噪声对相位噪声的影响， 继而获得更好的相位噪声性能。 与互补型相比，在n m o s 型结构中，交叉耦合管上的压降比较大，这会导致速度饱和效应的影 响更大，y 也更大”j ，从而热噪声增大。但由于n m o s 型和p m o s 型只有一组交叉耦合对，其消 耗的压降较小，因此更适用于低电源电压下的设计。 目前还有一种v c o 结构形式是把图2 1 2 中的电流源去掉，用电源直接供电口“。这种结构的好 处是信号输出摆幅很大，为方波信号，且不存在偏置电路引入的噪声。缺点是易受电源波动的影响， 所以必须增加滤波电路对电源进行滤波。 2 3 4 3片上电感电容的实现 为了降低成本和增加电路的稳定性，v c o 发展的总趋势是将整个电路完全集成于片上。但由 于系统的结构以及适用频率范围的限制，本设计中的v c o 仍将采用片外的谐振网络，这一点将在 后面的章节中具体阐述。但是为了完整地了解v c o 的设计原理，这里将简要介绍片上电感和电容 的实现。 1 ) 片上电感的设计 电感的好坏对整个振荡器来说是极为重要的，它的品质因数一定程度上决定了振荡器的相位噪 声性能。目前情况下，片上电感的实现主要有三种：有源电感，键合线电感和片上螺旋电感。 有源电感是利用有源器件调整电容的阻抗，从而使得电路的输入阻抗类似于电感，通常需要一 个回旋器( g y r a t o r ) 和一个电容来实现”。有源电感的噪声性能比较差，在高频电路中一般不采用。 键合线电感是i c 封装中使用的金属线( 键合线) 的寄生电感。由于金属线的电阻值很小，键合线电 感的q 值比较高，通常在1 - 2 0 h z 可以达n s 0 。但该电感的可重复性很差。 片上螺旋电感是目前使用最为广泛的一种电感，它最主要的优点是与c m o s 工艺完全兼容。 设计中通常希望片上螺旋电感具有大电感值、小串联电阻、低衬底损失、小的面积以及高自振频率。 大电感可以降低电流损耗；小串联电阻、低衬底损失则提高了v c o 的o 值，改善了相位噪声；小 的面积降低了生产成本，同时降低了衬底损耗；高的自振频率允许输出结点带有更大的变容二极管， 从而提高了v c o 的振荡范围。片上螺旋电感的图形( c h a r t e r e d ) 及其简单等效电路模型如图2 1 3 所示，其中r d 为电感的连线电阻，c l 、c 2 为耦合电容，r 1 、r 2 为耦合电阻。 m 4 和m 姘联 ( a ) 图2 1 3( a ) 圆形片上螺旋电感 ( b ) ( b ) 简单的等效电路模型 影响螺旋电感q 值的因素主要有以下几个方面： a ) 固有电阻损失：它是由组成电感的金属导线引起的。可以通过增大导线宽度，把各层电感并 1 0 第二章v c 0 设计的理论基础 行相接以降低导线单位长度的阻抗。 b ) 趋肤效应：交变电流通过导体时，由于感应作用引起导体截面上电流分布不均匀，愈靠近导 体表面电流密度越大，这种现象称“趋肤效应”。频率越高，趋肤效应越显著。当频率很高的电流通 过导线时，可以认为电流只在导线表面上很薄的一层中流过，这等效于导线的截面减小，也就是说 趋肤效应使导体的有效电阻增加。 c ) 涡流损耗：高频下，由于磁场的作用，构成电感的导线中会产生涡流。在导线的外侧，涡流 与电感电流抵消，相当于电感电流被集中到导线内侧。这会导致导线的电阻增加。另外，涡流会导 致高频下电感值降低。 d ) 衬底损耗：由于磁场的变化，在村底上会产生漩涡电流，它减小了磁场的大小，从而降低了 总的电感值，增加了能量损耗。另外，由于电感和衬底之间存在电容，若电容过大，则会导致电感 的自谐振频率低于v c o 的振荡频率，使v c o 不能正常工作。 在设计片上电感时，必须注意的参数有：线圈的圈数z ，金属导线的宽度w ，线圈之间的距离s ， 最外层线圈的长度l l 、l 2 ，金属的层数等。在片上电感的研究上，国内外的专家们已经做了很多工 作，这里对电感物理参数的选取方法作一些总结： 曲限制金属线宽的取值。适当增大金属线宽可以减小导线单位长度的阻抗，但是线宽过大则会 产生其他问题。在电感面积一定的情况下，金属线宽取值太大，获得的电感值会变小；在电感值一 定的情况下，金属线宽取值太大，电感的面积会变大，使电感的耦合电容变大；线宽过大的时候， 产生的趋肤效应会导致非均匀的电流流过电感，使电感的高频连线电阻增大。 b 1 减小相邻金属线的间距。相邻金属线的间距越小，金属线间的互感就越强，电感值就越高， 同时还可以减小电感所占面积。所以相邻金属线的间距可以取工艺允许