（微电子学与固体电子学专业论文）高线性零中频混频器设计.pdf

摘要 摘要 个人通信系统和数字电视广播的迅猛发展使得对重量轻、体积小、功耗小、成本低的接收器的需求迅 速增加，这一需求使得零中频接收器结构重新得到密切关注。零中频结构简单，无需外部滤波器，而且大 部分操作可以在基带处理，所以集成度高且功耗相对小。不过零中频接收器设计中必须解决直流偏移、闪 烁噪声和线性度问题。 混频器位于射频前端，实现混频功能，是射频接收器的关键模块。论文设计了一种基于s i g eb i c m o s 工艺的用于数字卫星电视调谐芯片的零中频混频器。文中首先总结比较了超外差接收器、零中频接收器和 低中频接收器结构的优缺点，详细分析了零中频接收器结构。通过比较分析并结合数字卫星电视调谐芯片 的具体要求，本论文选择了零中频架构并设计了该接收器系统中的零中频混频器核心电路和直流偏移消除 ( d c c ) 环路电路( 基带可变增益放大器b b v g a 和基带低通滤波器b b l p f 除外) 。在混频器核心设计中， 利用b i c m o s 工艺的优势，采用以吉尔伯特混频单元为核心的双平衡b i p o l a r 混频器，利用跨导级源极负 反馈电阻提高线性度，并设计了有效的二阶低通滤波器作为负载实现增益和基带预滤波。在研究直流偏移 的来源和危害后，总结分析了近年主要的五种d c c 技术，设计了一款基于单级直流负反馈环路法的d c c 电路。本文对该d c c 电路中的各个模块电路( b b v g a 和b b l p f 除外) 进行了详细分析，最后给出了各 个模块和整个系统的仿真结果。 采用捷智半导体( j a z zs e m i c o n d u c t o r ) 0 3 5 t t ms i g eb i c m o s 工艺设计了电路和版图，电源电压5 v 。 仿真结果表明，混频器核心电路转换增益为8 8 4 3 d b ，双边带噪声系数为1 7 4 3 d b ，输入三阶交调点达 1 3 8 5 3 4 d b m ，消耗电流1 8 m a ；整个环路系统等效高通拐角频率范围为6 4 3 i - i z - - 4 7 6 i - i z ，低频环路增益变 化范围2 8 1 9 3 7 d b 4 5 7 8 8 d b 或者2 3 5 4 5 3 d b , 、- 4 1 5 7 9 5 d b ( 双模式输出) 。仿真结果显示该零中频混频器 各项性能都能够很好的满足系统指标要求。 关键词：零中频，直流偏移消除，线性度，双平衡混频器，负反馈，s i g eb i c m o s a b s t r a c t a st h ef u l - t h e rp o p u l a r i t yo fd i g i t a lb r o a d c a s t i n gt e l e v i s i o n , t h ec h i pd e s i g no ft h e d i 西t a lb r o a d c a s t i n g t e l e v i s i o nh a sb e e nm o r ea n dm o r ec o n c e r n e d 啊1 et h i r s t yf o rl o w - c o s t ，l o w - p o w e r , h i g h - l e v e l i n t e g r a t i o na n d h i g h - p e r f o r m a n c er e c e i v e r sm a k e sd i r e c t - c o n v e r s i o n ( z e r o _ i f ) t o p o l o g ya t t r a c t i v e ，w h i c hi sc o n t r i b m o dt oi t s s i m p l es t r u c t u r ea n dl e s se x t r ao u t - c h i pc o m p o n e n t sa l t h o u g ht h ed c - - o f f s c t ，f l i c kn o i s ea n dh i g hl i n e a r i t ym u s tb e c a r e f u l l yd e a l e dw i t h 1 1 圮m i x e rl o c a t e di nt h er ff r o n t - e n d si sac r u c i a lm o d u l et oa c h i e v ef r e q u e n c ya n dg a i nt a n s f o r m a t i o n d e s i g na n ds i m u l a t i o no fad i r e c t - c o n v e r s i o nm i x e r ( d c m ) w i t hd c - o f f s e tc a r l b r a t i o n ( d c c ) i st h em a i nc o n t e n t o ft h i sp a p e r t h ed c mc o m p r i s e st h ec o r eo fd c ma n dt h ed c cc i r c u i t f i r s t l y , t h e a d v a n t a g e sa n d d i s a d v a n t a g e so fs u p e r h e t e r o d y n er e c e i v e t , z e r o - i fr e c e i v e ra n dl o w - i fr e c e i v e r a r ed i s c u s s e da n dt h e nt h e z e r o i ft o p l o g yi ss e l e c t e df o r t h er e c e i v e rd e s i g na c c o r d i n gt ot h es p e c i f i cr e q u i r e m e n to fd i g i t a ld i r e c t b r o a d c a s t i n gs a t e l l i t et u n e r t h e nt h ed o u b l e - b a l a n c e db i p o l a rm i x e r ( d b b m ) b a s e do ng i l b e r te e l li sd e s i g n e d f o rt h ec o r eo fd c m ，w h i c hu s e se m i t t e rd e g e n e r a t i o nt oi m p r o v el i n e a r i t ya n ds e c o n d - o r d e rl o w - p a s sf i l t e ra s l o a dt op e r f o r ma m p l i f i c a t i o na n dp r e f i l t e r i n g t h ee x p r e s s i o n so fd b b m sc o n v e r s i o ng a i n ，i i p 3 ，i i p 2a n dn f a r ed e r i v o d a f t e ra n a l y z i n gt h ec a u s e sa n dd a m a g eo fd c o 魅e t f i v ek i n d so f d c c t e c h n i q u e sa r ed i s c u s s e dw i t h f o c u so nn e g a t i v ef c o d b a c kl o o p i nt h i sp a p e r , an o v e ld c cc i r c u i ti sp r o p o s e d 1 1 1 ed c o f f s e ti sd e t e c t e da n d c o n v e r t e di n t od i f f i e r e n t i a lc u r r e n tt oc o m p e n s a t em i x e ro u ts oa st or e d u c ed c o f f s e t e v e r ym o d u l eo ft l l ed c c c i r c u i t ，e x c e p tb b v g aa n db b l p f i sa n a l y z e di nd e t a i l a tl a s t ，t h es i m u l a t i o nr e s u l t sa r eg i v e n b o t ht h es c h e m a t i ca n dl a y o u td e s i g na d o p tj a z z0 3 5 p r os i g eb i c m o ss b c 3 5d e s i g np a r a m e t e rw i t h5 v s u p p l yv o l t a g e n es i m u l a t i o nr e s u l t ss h o wf i n ep e r f o r m a n c e s ，w h i c hg r e a t l ym e e tt h er e q u i r e m e n t so fs y s t e m s p e c i f i c a t i o n sw i t h8 8 4 3 d bc o n v e r s i o ng a i n ，1 7 4 3 d bd s bn f , 1 3 8 5 4 3 d b mi i p 3a n d1 8 m ac u r r e n t c o n s u m p t i o nf o rt h ec o r eo fd c m ；t h eh i g h - p a s sg o f r e rf r e q u e n c yo ft h ew h o l es y s t e mr a n g e sf r o m6 4 3 h zt o 4 7 6 h z ；t h ed cl o o pg a i nc o u l dc h a n g ef r o m2 8 1 9 3 7 d bt o4 5 7 8 8 d bo rf r o m2 3 5 4 5 3 d bt o4 1 5 7 9 5 d b ，w h i c h d e p e n d so nt h ea m p l i f y i n gm o d e k e yw o r d s ：d i r e c t - c o n v e r s i o n ( z e r o - i f ) ；d c - o f f s e tc a l i b r a t i o n ；l i n e a r i t y ；d o u b l e - b a l a n c e dm i x e r , 角e d b a d k ；s i g e b i c m o s 东南大学学位论文独创性声明 本人声明所呈交的学位论文是我个人在导师指导下进行的研究工作及取得的研究成果。 尽我所知，除了文中特别加以标注和致谢的地方外，论文中不包含其他人已经发表或撰写过 的研究成果，也不包含为获得东南大学或其它教育机构的学位或证书而使用过的材料。与我 一同工作的同志对本研究所做的任何贡献均己在论文中作了明确的说明并表示了谢意。 研究生签名：麈夏 e l期： 东南大学学位论文使用授权声明 东南大学、中国科学技术信息研究所、国家图书馆有权保留本人所送交学位论文的复印 件和电子文档，可以采用影印、缩印或其他复制手段保存论文。本人电子文档的内容和纸质 论文的内容相一致。除在保密期内的保密论文外，允许论文被查阅和借阅，可以公布( 包括 刊登) 论文的全部或部分内容。论文的公布( 包括刊登) 授权东南大学研究生院办理。 研究生签名：座蕉导师签名：巡日 期： 第1 章绪论 1 1 课题背景 第1 章绪论 世界通信与信息技术的迅猛发展将引发整个电视广播产业链的变革，数字电视是这一变革中的关键环 节。伴随着电视广播的全面数字化，传统的电视媒体将在技术、功能上逐步与信息、通信领域的其它手段 相互融合，从而形成全新的、庞大的数字电视产业。这一新兴产业已经引起广泛的关注，各发达国家根据 自己的国情，已分别制定出由模拟电视向数字电视过渡的方案和产业目标，数字电视己成为时代的主流。 数字电视( d t v ：d i g i t a lt e l e v i s i o n ) 指电视信号的处理、传输、发射和接收过程中使用数字信号的电 视系统或电视设备。由电视台送出的图像及声音信号，经数字压缩和数字调制后，形成数字电视信号，经 过卫星、地面无线广播或有线电缆等方式传送，由数字电视接收后，通过数字解调和数字视音频解码处理 还原出原来的图像及伴音。因为全过程均采用数字技术处理，因此信号损失小，接收效果好。与传统的模 拟电视相比，数字电视在图像和声音质量两面都有重大改进。在数字电视发展中，数字视频广播d v b ( d i g i t a lv i d e ob r o a d c a s t i n g ) 制式已经在欧洲、俄罗斯、印度、新加坡、韩国和澳大利亚等国广泛采用，事实 证明这是一种成熟的数字电视制式。根据传输功能的不同，d v b 包括：卫星广播系统( d r 8 一s ： d v b s a t e l l i t e ) 、有线电视广播系统( d v b c ：d v b c a b l e ) 、地面电视广播系统( d v b - t ：d v b - t e r r e s t r i a l ) 以及 卫星共用天线系统( d r 8 c s ) 和多点视频传输系统( m v d s ) 等传输系统方式。 在过去短短十年内，数字电视和手机等个人通信系统的迅猛发展使得无线的概念被广泛应用和接受。 无线通信在社会生活中扮演了越来越重要的角色。因此，对重量轻、体积小、功耗低、成本低的射频集成 电路产品需求迅速增加。而提高射频前端的电路集成度和减小该部分的功耗无疑是满足上述需求的重要途 径。 但是对于超外差接收机来说，至少有两个元件是到且前为止无法集成到芯片上去的，这就是它的镜像 抑制滤波器和信道选择滤波器。不仅如此，为了提高选择性，信道选择还可能用到一些较为昂贵的器件如 声表面波( s a w ) 滤波器。镜像抑制滤波器通常用外部的无源部件实现，这进一步要求前级，也就是低噪声 放大器( l n a ) 去驱动滤波器5 0q 的输入电阻，这不可避免的会在放大器的增益、噪声系数、稳定性和功 耗之间提出更加严重的权衡考虑问题【j 】。另外，超外差接收机如果采用双中频下变频或者w e a v e r 等镜像抑 制结构，至少需要4 个混频器，结构复杂，功耗大而且不利于集成。相比较而言，零中频接收机不存在镜 像频率问题且只需用基带低通滤波器来选择信道，而低通滤波器的集成技术已经很成熟，即使集成有困难， 也可以用廉价的电容和电感来实现。零中频接收机避免了片外镜像抑制滤波器的使用，可以只用极少的片 外元件而达到极高的集成度。如图1 1 所示，零中频接收机结构简单，仅需2 个混频器，而且大部分的滤 波和放大在基带进行，大大减小了功耗和成本。近年来，零中频结构以其突出优势受到青睐，成为目前接 收机研究热点。 图1 1 典型零中频接收机结构 c m o s 器件的主要特点是功耗低、器件尺寸小、集成度高，但是在速度和模拟性能方面，c m o s 器件 比双极器件稍逊一筹。相同电流下，双极器件比c m o s 器件增益大，而且双极电路具有高速度、驱动能力 东南大学硕士学位论文 强和模拟精度高的优点，但是电路集成度低、功耗大。在零中频接收机设计中，b i c m o s 工艺允许电路设 计者在同一块电路芯片上既使用双极型器件又使用c m o s 器件，结合了c m o s 工艺和b i p o l a r 工艺的双重 优点。其中s i g cb i c m o s 技术成本低，因为它利用了成熟的硅工艺进行改进，并且可以在现有的硅工艺 生产线上生产。另外，s i g eb i c m o s 技术具有极佳的高频特性。加上b i c m o s 工艺中可选择具有更低的 闪烁噪声的器件，并实现高频和低功耗，该工艺已成为零中频接收机的首选工艺。 图1 - 2 直流偏移来源 但是，直流漂移和低频噪声是零中频接收机的致命伤。b i c m o s 工艺中的双极器件具有更小的低频噪 声，因而在s i g cb i c m o s 工艺的零中频接收机中，低频噪声的严重性远小于直流偏移。直流偏移主要由 因泄漏导致的自混频、器件和偏置电路的不匹配及电路，尤其是混频器的二阶非线性引起( 如图1 - 2 ) 。只 要有效解决直流偏移问题，零中频结构将占有绝对优势【2 】。近年来，能有效去除直流偏移的用于零中频接 收机里的混频器得到广泛关注。 1 2 国内外研究现状 近年来随着数字电视的迅猛发展，基于数字视频广播( d v b ) 标准的接收机设计受到广泛关注。和大多 数通信标准一样，d v b 标准确定了发射机和接收机之间的接口。在d v b 接口是发射机和接收机之间通过 射频信号( 1 心) 的情况下，d v b 标准确定该信号的内容和结构并特别规定其r f 特性。在d v b 标准下，射 频接收机质量被认为是影响整个系统成本和性能的主要因素。混频器处于接收机中射频信号幅度最高的位 置，功能为频率转换和增益转换，其线性度和噪声对整个系统甚为关键。因而高性能混频器一直是射频集 成电路研究的重点。混频器需要在增益、线性度、噪声系数、隔离度和功耗等性能之间做折衷，应用系统 和标准不同对混频器的性能要求也不同。随着无线通讯中移动终端正朝着小尺寸低成本低功耗方向发展， 零中频结构已经成为移动终端设计的主流方向。由上可知，零中频混频器成为设计的热点，主要要求混频 器实现高线性和有效减小直流偏移。 本论文设计和实现了一款基于d v b s 标准的数字卫星电视调谐器的零中频混频器，实现高线性度的 同时减弱直流偏移问题。现今对高性能混频器的设计已经日趋成熟，但是如何结合直流偏移消除还有待深 入研究。 当前应用最广泛的混频器电路结构是基于吉尔伯特乘法器的双平衡结构混频器，在此，我们称之为吉 尔伯特混频器。吉尔伯特单元是b a r r i og i l b e r t 于1 9 6 8 年提出的用于高精度乘法器的电路结构 3 1 ，后来被广 泛应用于有源混频器，此类混频器具有隔离度高、对本征噪声和伪信号噪声抑制能力强、偶次谐波失真小 和增益高的特点【4 j 。现今对混频器的设计已经比较成熟，如在b i c m o s 工艺下利用c m o s 管和双极管提高 混频器综合性能，尤其是线性度 5 - 1 0 】。其中要么采用双极开关管和m o s 射频输入跨导级【5 吲：要么利用m o s 开关管和双极射频输入跨导级【2 8 - 2 9 1 ；或者低压高性能混频器设计以减小功耗 n - 1 3 ；或者重点优化混频器噪 声d 4 - 1 7 ；或者用于线性度优化 9 - l o 4 h 5 1 。 随着零中频结构的广泛应用，大量专门用于零中频接收机中的混频器文章也层出不穷【l l - 1 2 , - 3 2 1 。在零 中频接收机结构中，混频器位于低噪声放大器和射频可变增益放大器之后，直接处理放大后的射频信号并 将之直接下变频至基带。混频器还需要来自压控振荡器的本征信号，其电路完全工作在射频频段，因而混 2 第1 章绪论 频器的设计必须综合考虑增益、噪声、线性度、功耗等性能。而在零中频混频器设计中，最重要的性能指 标除了线性度和闪烁噪声，还有直流偏移消除能力。但是，大部分文章都旨在提高混频器线性度和减小二 阶失真 4 1 - 4 5 。为数不多的零中频混频器只是利用共模负反馈( c m f b ) 和差模负反馈( d m f b ) 电路来减 小直流偏移【6 l - 6 3 1 。如何有效去除直流偏移信号至今仍然是个值得深入研究的方向。 近几年来，对零中频接收机中直流偏移信号有效减小方法的研究在零中频结构再次兴起后成为热点。 很多学者研究了直流偏移信号的来源和危害并阐述了直流偏移信号的分类【i 4 9 j 。近年来直流偏移消除技术 可以笼统的分为两类：一类是在混频后进入a d 之前消除直流偏移 6 4 - 6 9 ，一类是通过d s p 算法的实现来 消除直流偏移l 冲 j 。 然而对于工程应用而言，上述文献的分析多为纯理论，站在个相对较高的层面，涉及复杂建模及对 寄生效应的综合考虑。本论文则主要在工程实际应用的角度，本着简化电路，提高性能的目标对零中频架 构中带直流偏移消除模块的混频器进行分析和设计。 1 3 课题的主要工作 本论文设计的混频器应用于数字卫星电视调谐器，最终的目标是满足数字卫星电视d v b s 标准。借 鉴部分调谐器产品的技术指标，并结合我们的工艺和系统要求，制定如表1 1 的混频器性能指标，主要关 注混频器的线性度、增益和直流偏移消除。该设计工作条件为：采用捷智0 3 5 1 u nb i c m o s 工艺，工作电 压5 v ，射频输入信号频率范围9 2 5 m h z 2 1 7 5 m h z 。 1 4 论文内容概述 表1 - 1 零中频混频器性能指标 黪黼名称“巍 指标要求，j 雾，备注蓬霪澜 i i p 3 ( d b m ) 1 0 1 5 混频器核心电路 转换增益( ( 崛) 4 混频器核心电路 功耗( r o w ) s 1 5混频器核心电路 d s bn f ( d a ) s 1 8混频器核心电路 环路带宽s 1 眦高通拐角频率 o 5 9 v 凶 小增益模式 输出电压摆幅 1 大增益模式 输出直流偏移_ 5 0 m v绝对值 论文将分为五个部分详细阐述带有直流偏移消除的零中频混频器的设计与实现。 本章是绪论部分，给出了论文的研究背景和国内外研究现状，零中频混频器线性度的研究以及如果带 有直流偏移的有效消除是本论文关注的重点，最后给出了本论文的主要工作和实现目标。 第二章，主要介绍了三种接收机架构。首先详细比较分析了超外差接收机、低中频接收机和零中频接 收机，归纳总结了各自的原理及优点和缺点，其中详细分析了零中频接收机架构。然后根据本课题的要求， 设计了一款零中频接收机。 第三章，给出了零中频混频器的介绍和分类。然后针对本课题的要求，详细分析了b i c m o s 混频器的 原理及零中频混频器的4 个重要指标转换增益、三阶互调点和l d b 压缩点、二阶互调点和噪声系数。 随后给出本论文设计的零中频混频器核心的电路拓扑，以及该混频器核心中各个模块的电路图、理论分析 以及设计要点，其中包括对消除直流偏移的研究。 第四章，详细解释了直流偏移问题的来源和关键性。分析总结了近年来的五种重要的直流偏移消除技 术，尤其详细研究了交流耦合法和反馈环路消除法。然后给出本论文设计的直流偏移消除d c c 电路，整 体消除机理及各个模块的详细研究。最后给出了仿真结果。 3 东南大学硕士学位论文 第五章，归纳了模拟及射频电路版图设计的一般经验，并给出零中频混频器核心及直流偏移模块的版 图设计。然后给出零中频混频器核心电路( 不含g m 模块) 和直流偏移消除环路电路( 不含混频器核心) 的仿真结果以及整个带有直流偏移消除电路的零中频混频器的仿真结果和分析。结果表明本设计满足指标 要求。 最后是总结和展望。 4 第2 章接收机结构的选择 2 1 引言 第2 章接收机结构的选择 随着无线通信的发展，形成了对高性能接收机的研究热潮。由于客观需求和市场竞争的需要，接收机 在保持高性能的前提下要具有低功耗、高集成度、小尺寸、低成本等的特点。在现在高度成熟的数模转换 器( d a c ) 和模数转换器( a d c ) 的发展，接收机的性能主要由接收机前端来决定。如果基带采用模拟电 路来实现，基带模拟部分电路同样是接收机的关键。 一个完整的无线电接收机由三部分组成，如图2 1 所示。应用接口部分提供用户数据和应用之间的接 口，在这一层上，可以定义各种各样的服务；基带处理部分对从射频前端来的低频信号进行解调，这一层 的实现由所采用的解调技术决定；最后一部分就是射频前端部分，也是本论文设计所在之地。一般来说， 射频前端必须完成两个主要的操作：对从天线来的信号进行放大并且将之下变频。其中下变频主要由混频 器实现，因而混频器是射频前端的关键。由于射频前端对整个接收机的影响最大，对其性能要求也最高， 这一部分通常用模拟电路实现。 图2 - 1 无线接收机系统的基本组成部分 在接收机设计中，首先就要根据性能指标确定接收机的结构，然后才来考虑设计在该接收机结构下最 佳的各个模块。接收机输入端的有用信号能量可以从几个毫微瓦到几个毫瓦之间变化，因而接收机需要较 大的动态范围。除了动态范围和噪声的要求，接收机还要考虑增益、线性度、功耗、成本等参数。如何折 衷这些参数是接收机设计的挑战。不同的接收机结构有不同的优缺点，在实际应用中要根据要求的性能指 标、复杂程度等几方面综合考虑以确定接收机的结构。 本章将重点介绍几种接收机的拓扑结构，并给出本设计的接收机结构。 2 2 接收机拓扑结构 2 2 1 超外差接收机 超外差接收机是传统的接收机结构，应用最广。1 9 1 8 年a r m s t r o n g 发明了这种结构，由于该结构中下 变频频带的中心频率( 陌) 称为中频( i f ) ，超外差接收机也称为中频接收机。它的基本原理是将从天线 接收到的高频信号放大和下变频后转换为一个固定中频信号，然后进行进一步变频或者直接进行解调。 超外差接收机的系统结构如图2 2 所示，其中方框外表示片外元件。首先我们看到，超外差接收机结 构需要射频滤波器( r f 滤波器) 和镜像抑制滤波器( j r 滤波器) 分别来选择频带和抑制镜像信号，还需 要一个中频滤波器( i f 滤波器) 来选择信道以滤除信道外干扰。而这些高性能滤波器一般都需要外接，严 重影响了接收机的集成度i l 引。 如图2 2 所示，从天线接受到的射频( r f ) 信号由r f 滤波器滤除带外干扰信号并粗略压缩镜像信号 ( 镜像信号与本征信号混频后也会下变频至中频，从而干扰射频信号下变频至中频后的有用信号) ，然后 经过低噪声放大器( 以后简称l n a ) 进行放大，放大后的信号由取滤波器迸一步压缩镜像信号。滤波后 的信号和第一本征信号( l o i ) 在混频器( m i x e r ) 中混频，有用信号被转换为一固定中频信号。经过正 滤波器滤波后由中频可变增益放大器( i f v g a ) 进行放大。此时的信号可以被取出进行解调，但是最常见 的是通过混频器进一步下变频后解调。 5 东南大学硕士学位论文 q 图2 - 2 超外差接收机的系统结构 正如图2 - 2 所示，超外差结构先将射频信号下变频至第一中频，然后进一步下变频至所要的中频。假 设r f 输入信号频率为( - o r b ，第一本征信号( l 0 1 ) 频率为工d l ，第二本征信号( l 0 2 ) 频率为( - o , 0 2 、天 线处输入射频信号为x ( o = a r f c o s ( d 置种，混频器m i x e r l 输出信号为) ，l ( t ) ，i f v g a 输出为y 2 ( t ) ，i 路混频器 m i x e r 2 输出y 3 j ( 0 ，o 路混频器m i x e r 2 输出y 3 d t ) ，i 路最终输出妁，q 路最终输出q ( t ) 。超外差接收机的 调制过程为如下所示。 第一次混频后输出为： 乃( t ) = 4c o s ( 政k f ) c o s ( 吃d 1 t ) 乃( f ) = 要 c o s ( 锡咿一g - o l o l 弦+ c o s ( ( - ) r f + o t l o l 弦】 经过滤波器后高频成分被滤除，得到i f v g a 输出： 奶( f ) = 每c o s ( 一吃。弘 该信号与第二本征信号( l 0 2 ) 混频后得： 乃，( ，) = 儿( f ) c o s ( 岔t d 2 f ) = 鲁【c o s ( 一。一：) t + c o s ( o ) r f 一，+ 魄d 2 ) 幻 ( 2 1 ) ( 2 。2 ) ( 2 3 ) ( 2 4 ) 乃口( f ) = y 2 ( t ) s i i l ( ( - o l d 2 f ) ( 2 5 ) = 一兰 【s i i l ( 髓k 一吃d l - o ) z d 2 ) t - s i n ( c o 肝一晚b l + 翻b 2 ) f 】 经过低通滤波器( l p f ) 后，得到最终输出： 彳j m ) = 寻c o s ( ( - o r f - - o ) l o l 一吃d 2 弘= 寻c o s ( e o 扩t ) ( 2 6 ) t叶 j彳 q ( f ) = 一号 s i n ( 岔k 一瘦b l 一统d 2 ) f = 一号 s i n ( o ) f t ) ( 2 7 ) 其中中频信号频率i 甜刊= i ( - o r f - 6 ) 0 1 6 0 l 0 2 ，以上公式中出现的a l 、a 2 和彳3 是输入i 心信号幅度经过滤 波器衰减或者l n a ，i f v g a 放大后的幅度。由上可知，混频器起着频率转换的作用，将有用信号的载波 频率下变频至固定的中频6 - 7 f ，是超外差接收机的核心。这就是所谓的外差作用，也是超外差接收机名称 的由来。i 路和q 路分别得到同相信号以，) 和正交信号q ( f ) ，接下来的解调电路就会将之解调得到有用信号。 采用超外差接收机结构的初衷是由于在高频段放大射频信号很难实现而且容易自激，采用这种结构就把接 收机的增益放到高频、中频和低频。合理分配增益和各项其它指标简化了设计而且得到更好的接收机性能。 几十年来，超外差接收机结构一直是射频系统的首选，是因为该结构有如下优点： 1 ) 选择性好，抗干扰能力强。这一性能是通过i f 滤波器( 一般采用s a w 外接滤波器) 和基带 低通滤波器实现的。当信道干扰很强时，超外差接收机结构在灵敏度和选择性上有绝对优势。 6 第2 章接收机结构的选择 2 ) 直流偏移和本征泄漏问题小。可以说直流偏移和本征泄漏问题不会影响超外差接收机性能， 因为射频信号频率与第一本征信号频率不同，第一中频信号频率远大于0 h z 。 3 ) 采用双中频架构，可以解决镜像抑制和信道选择的矛盾。在超外差结构中，中频的选择极为 关键，高的中频意味着可以充分抑制镜像信号，但是要求高q 值的滤波器；低的中频可以 更好的抑制信道附近的干扰，实现信道选择。双中频架构( 如图2 2 ) 可以巧妙解决该问题， 在灵敏度和选择性之间找到一个更好的平衡。 但是，随着手持终端产品的飞速发展和低功耗低成本收发机的需求，超外差接收机的问题也日渐显露 并显得日益严重1 1 9 - 2 0 l 。以下便是问题的总结分析： 1 )镜像问题。这是超外差结构中最严重的问题，也是必须解决的问题。镜像问题不仅关系到本 征频率和中频频率的选择，也关系到i r 滤波器和腰滤波器( 见图2 2 ) 的实现难易程度。图 2 3 解释了超外差接收机中的镜像问题，这个问题来自于一个简单的混频器不能保证它的两个 输入频率差的极性。假设射频频率( - , o r f ，本征频率，镜像频率u ， 尸21 - 。x 7 ( , o r f 。则射频信 号下变频至工矿山置尸。腰，同时，镜像干扰信号经过混频器也下变频至( - d i m - 甜工萨( , 0 f 。镜像 干扰信号叠加在有用信号上，直接损害有用信号。更为严重的是，镜像信号的能量是不可预 知的。由上分析可知，抑制这一干扰的有效办法就是在下变频前滤除镜像信号，即需要镜像 抑制滤波器( i r f ) 。然而，i r f 必须具有很高的品质因子、很高的阶数，而且中心频率可调， 在目前的技术条件下，这种i r f 必须外接，严重降低了接收机的集成度。 2 ) 3 ) 4 ) r f t m o妇 图2 3 超外差结构中的镜像问题 集成度低，结构复杂。如图2 - 2 所示，r f 滤波器、m 滤波器和i f 滤波器都是外接器件。这 样，超外差接收机就难以集成，而且功耗大( 2 个以上混频器) 、成本高。比如i f 滤波器一般 采用s a w 滤波器，一种昂贵的滤波器。 中频频率由镜像抑制和信道选择共同决定。频率范围为( 4 0 1 5 0 m h z ) 的低中频滤波器，q 值 较高，邻近信道选择性较好，但是这种滤波器的体积较大。频率范围为( 1 5 0 - 4 0 0 m h z ) 的高中 频滤波器，体积较小，但邻近信道选择性较差。 存在半中频问趔2 。由图2 3 可知，由于镜像频率( - d i m 和射频频率( o r f 与本征频率( - o l o 都相 差一个中频频率值胪，从而存在了镜像问题。半中频问题与之类似。如图2 _ 4 所示，在射频 与本征频率之间的干扰信号如果位于c o x = ( 山冗一l o ) 2 ，则该干扰源可能下变频至中频。第一 种方式是干扰源经历了一个二阶失真，而本征也包含一个明显的二次谐波，那么中频的输出 中就有一个干扰分量在im r a ，w - 2 口d p i 甜别处。另一种方式是干扰源与本征信号混频后位 于l 【( 冗一d 工o ) 2 l = a ，m 2 处，并继而经历一个基带的二阶失真，于是二次谐波落入了下 变频后的有用频带上。为了抑制半中频问题，射频和中频路径中的二阶失真要最小化，而且 本征必须维持5 0 的占空比。在下变频前利用瓜滤波器滤除，处的干扰也是有必要的。 7 东南大学硕士学位论文 i 吣。 盯 强国 图2 _ 4 超外差接收机中的半中频问题 由于超外差接收机可以提供优良的性能，目前超外差接收机仍然是应用最为广泛的一种接收机结构。 但是对于手持产品和低功耗接收机，如手机等，超外差结构集成度低，结构复杂，功耗大，成本高，因而 近年来其它的接收机结构重新成为热点。 2 2 2 零中频接收机 零中频( z e r o - i f ) 接收机又称为直接变频( d i r e c t - c o n v e r s i o n ) 接收机或者零差( h o m o d y n e ) 接收机。 零中频接收机结构在近十年重新得到关注，其实早在2 0 世纪9 0 年代中期，人们就开始研究零中频接收机 架构。然而由于对直流偏移，闪烁噪声和二阶失真的敏感，如果零中频结构不能解决这些问题，尤其是直 流偏移问题，该结构的总体性能就远不如超外差接收机结构。近年对高集成度低功耗要求的日趋增加，零 中频接收机结构研究得到空前发展，直流偏移消除技术也得到深入研究。由名称就知，该结构与超外差结 构的差别就在于零中频结构的中频频率为零，即有用信号被直接下变频至基带。这样，该结构可以减轻对 镜像抑制的要求，但是并没有消除镜像抑制问题【l9 1 。因为虽然镜像频率是有用信号本身，但是有用信号和 位于镜像频率的信号不是一样的，这样，两种信号就互为镜像信号，如图2 5 所示。 0 图2 5 与单个本征信号混频的零中频下变频 这个问题可以简单的通过正交下变频的方法解决，这也是零中频接收机是l 路和q 路两路输出的原因。 如图2 - 6 所示，从天线来的信号由射频带通滤波器( r f b p f ) 滤除带外噪声，然后经l n a 进行放大，放 大后的信号同时与一对正交本振信号相混频。这一对正交本征信号组成一个只有正频率成分的复信号，该 复信号与l n a 输出的射频信号混频后，使射频信号的负频率成分和正频率成分同时向正频率方向移动， 经低通滤波器( l p f ) 滤波放大后，可以得到i 、q 两路的基带信号。 如果采用q p s k 调制解调方案，d v b s 调谐芯片接受的信号可以表示为： 川) = l ( t ) c o s c a + 烈f ) s i no a t ( 2 8 ) 其中射频和本征频率相同，同为= 足产上d ，在i 路的同相输出为： 8 第2 章接收机结构的选择 m j x e l l p f 叫p 吨圈盏卜- 糁 - 1 吵縻卜l o 丁 签卜廿q 图2 - 6 典型零中频接收机架构 所o ) = 【i ( t ) c o s a + q f t ) s i n 础o s t a f = i ( t ) c o s o , l t 也o s o x + q ( t ) s i n r _ o t e o s 耐 ( 2 9 ) 111 = 6 i ( t 1 + - i ( o c o s 2 0 x + - - ， 一 ，_ 、q ( t ) s i n2 r _ a t 二z二 经过低通滤波器( l p f ) 和基带可变增益放大器( b b v g a ) 之后，i 路同相输出为： 1 咒( ，) = ，( f ) ( 2 1 0 ) z 同理得，q 路正交输出信号为： 1 虼( f ) = q o ) ( 2 1 1 ) 一 z 这样，有用信号就从载波下变频到基带，然后经过后续处理就可得到。 零中频接收机有着其它接收机架构不可比拟的优势，总结如下： 1 ) 中频为零，采用正交下变频避免了镜像问题和半中频问题。这样，就可以省略难以集成的高q 值镜像抑制( m ) 滤波器和中频( 1 f ) 带通滤波器( 见图2 - 2 ) ，消除了超外差结构的主要问 题之一，可以实现高集成度。 2 ) 有用信号被直接下变频到基带，下变频后的低通滤波器( l p f ) 和模数转换器都工作在很低的 频率下，进一步降低了基带电路的设计难度和提高了集成度。 3 ) 功耗低。一部分放大可以在基带电路实现，因而可以降低功耗。而且集成度很高，信号链路 上各模块不需要驱动片外低阻抗负载，避免了额外的阻抗匹配网络，不仅简化了设计，而且 进一步降低了功耗。 4 ) 结构简单。对比图2 - 2 和图2 - 6 就可以明显看出，零中频接收机结构简单，只需2 个混频器 ( m i x e r ) 和2 个低通滤波器。没有i f 滤波器，所有的信道选择都由基带低通滤波器和基带放 大器来完成。简单的结构大大降低了功耗和成本。 5 ) 零中频的射频部分只包含了放大器和混频器，增益不高( 一部分增益可以分配给基带链路) ， 易于满足线性动态范围的要求。 零中频的优点显著，但是，零中频接收机结构中存在一些问题使得零中频接收机的高性能实现存在问 题。下面就来讨论零中频接收机存在的问题 2 0 2 2 - 2 4 】。 1 直流偏移问题 直流偏移问题是零中频接收机中特有的问题，也是零中频接收机中首先要解决的问题。零中频接收机 将有用信号直接下变频至基带，混频器及后面各模块引入的直流偏移成分将直接叠加在有用信号上，对有 用信号造成干扰。这些直流偏移成分的能量可能比有用信号强很多，会淹没有用信号，并使得后级模块出 现饱和。 造成直流偏移问题的因素很多，关于直流偏移问题的产生和有效消除方法将在第4 章详细介绍。 9 东南大学硕士学位论文 2 闪烁噪声 闪烁噪声因为其功率谱密度函数与l 矿成正比，而且和器件尺寸成反比，所以频率越低，此噪声越大， 对接收信号的影响也越大。在零中频接收机中，信号被下变频到直流，因此闪烁噪声的影响不容忽视。为 了降低这种影响，可以提高l n a 或混频器的增益。同时有源混频器比无源混频器要更适合，因为有源混 频器的增益大，可以减小了噪声的影响【2 副。 零中频接收机中，基带部分器件的1 矿噪声足以破坏混频器输出的i 、q 信号，m o s 器件的破坏程度 更严重( 1 f 噪声的频率大约为2 0 0 k h ：z ) 。使用双极性晶体管的有源混频器可以减小闪烁噪声的影响。用作消 除直流偏移的等效基带高通滤波器电路也可以降低基带的集成l 噪声。基带集成总噪声为： 瓦畎，口n 警+ ( 厶一z ) 吼 ( 2 1 2 ) 其中，品熟噪声功率谱密度；詹低频中心频率；詹高频中心频率；正，一闪烁噪声频率。 3 i q 失配 如前所述，零中频接收机对镜像信号的抑制是在基带处理电路中完成的，如果两个支路完全匹配，基 带电路就能完全抑制镜像信号。但是，在具体实现中，由于i 路和q 路存在幅度和相位不匹配，基带电路 不能完全抑制镜像信号，有用信号仍然受到镜像信号的干扰，导致接收机的误码率( b e r ) 上升，降低了 接收机的性能。 在图2 - 6 中，假设接收机输入信号如式( 2 8 ) 所示，本征信号在i 路和q 路的信号分别为： 吒伪= c o s 耐 ( 2 1 3 ) x d 1 2 = ( 1 + ) s i n ( 耐+ d 缈和0 分别表示增益和相位误差。将式( 2 8 ) 的输入信号取f ) 与式( 2 1 3 ) 和式( 2 1 4 ) 号混频并经过低通滤波器滤除高频成分，得到i 、q 两路的基带输出信号分别为： ( f ) = 丢m ) ( 2 1 4 ) 表示的两路信 ( 2 1 5 ) 而g ) = 【( 1 + s ) q o ) c o s 矽一o + e ) i ( t ) s i n e ( 2 。1 6 ) z 但是，零中频接收机对镜像抑制的要求不像超外差接收机结构那么高，因为i 和q 相位分开时的频率 比相应的外差结构要低一到两个数量级，因此这两个路径对寄生产生的失配要不敏感的多。同时在i c 设 计中，零中频接收机中低频的基带链路允许使用大器件改善失配而又不增加额外的功耗。 4 偶数阶失真( e v e n - o r d e rd i s t o r t i o n ) 射频信号通过非线性系统，直流项会受到二阶非