（电力电子与电力传动专业论文）高压直流电源系统中dcdc变换器的研究.pdf

高压直流电源系统中d c d c 变换器的研究 a b s t r a c t h i g h - v o l t a g ed c ( h v d c ) p o w e rs y s t e m ，w h i c hh a s t h e a d v a n t a g e s s u c ha s l i g h t w e i g h ta n de a s i n e s st or e a l i z e su n i n t e r r u p t e dp o w e rs u p p l y , h a sb e e na t t r a c t e dm o r ea n d m o r ea t t e n t i o n s t h i sd i s s e r t a t i o ni sd e v o t c dt ot h e o r e t i c a ls t u d ya n de n g i n e e r i n gp r a c t i c e o nd c d cc o n v e r t e ro fs e c o n d a r yp o w e r s u p p l vi nh v d cp o w e rs y s t e m p h a s e s h i f t e dz e r o v o l t a g e s w i t c h i n gp w mf u l lb r i d g ec o n v e r t e rc a r lr e a l i z ez v sf o r t h ep o w e rs w i t c h e sw i t ht h eu s eo ft h el e a k a g ei n d u c t a n c eo ft h et r a s s f o r r n e ra n dt h e i n t r i n s i cc a p a c i t o r so ft h ep o w e rs w i t c h e s s oi ti su s e dw i d e l yf o rm e d i u ma n dh i g hp o w e r a p p l i c a t i o n s i no r d e rt oe l i m i n a t et h ev o l t a g eo s c i l l a t i o nc a u s e db yt h e r e v e r s er e c o v e r yo f t h er e c t i f i e rd i o d e s ，ar e s o n a n ti n d u c t a n c ea n dt w oc l a m p i n gd i o d e sc a l lb ei n 廿o d u c e dt o t h ep r i m a r ys i d e t h ec o n v e r t e rc a nb ei m p r o v e dj u s tb ye x c h a n g i n gt h ep o s i t i o no ft h e r e s o n a n ti n d u c t a n c ea n dn l et r a n s f o r m e rs u c ht h a tt h eh 丑n s f 0 1 t r i e ri sc o n n e c t e dw i t ht h e l a g g i n gl e g t h ei m p r o v e dc o n v e n e rh a ss e v e r a la d v a n t a g e so v e ri t sc o u n t e r p a r t ，e g ，t h e c l a m p i n gd i o d e sc o n d u c to n l yo n c ei nas w i t c h i n gp e r i o d ，a n dt h er e s o n a n ti n d u c t a n c e c u l t e n ti ss m a l l e ri nz e r os t a t e ，l e a d i n gt oah i g h e re f f i c i e n c ya n dr e d u c e dd u t yc y c l el o s s t h eo p e r a t i o np r i n c i p l eo ft h ei m p r o v e dc o n v e r t e ra n dt h ec o m p a r i s o nw i t ht h eo r i g i n a l c o n v e r t e ra r ea n a l y z e di nt h i sp a d e lt h ee 如c to ft h eb l o c k i n gc a p a c i t o ri ns e r i e sw i t ht h e t r a n s f o r m e ro rr e s o n a n ti n d u c t a n c ei sd i s c u s s e d a n dab e s ts c h e m ei sd e t e r m i n e d t h ei m p r o v e dc o n v e n e ri s a d o p t e dt od e s i g nt h ed c 1 3 cc o n v e r t e ro fs e c o n d a r y p o w e rs u p p l yi nh v d cp o w e rs y s t e m a3 k wp r o t o t y p ec o n v e r t e ri sb u i l tt ov e r i f yt h e e f f e c f i v e n e s so f t h ei m p r o v e dc o n v e n e ra n dt h eb e s ts c h e m ef o rt h eb l o c k i n gc a p a c i t o r , a n d t h ee x p e r i m e n t a lr e s u l t sa r ea l s oi n c l u d e di nt h i sp a p e r k e yw o r d s ：f u l l b r i d g ec o n v e r t e r ；z e r o - v o l t a g e - s w i t c h i n g ；p u l s e w i d t h m o d u l a t i o n c l a m p i n gd i o d e s i i 南京航空航天大学硕士学位论文 第一章绪论 1 1 概述 飞机电气系统由电源系统和配电系统组成，是现代飞机的一个重要组成部分。它 的作用是向飞机上的所有用电设备( 如飞控系统、航空电子系统、火控系统等) 提供 电能，以保证飞机的安全飞行，完成运输和作战任务。随着现代科学和航空技术的飞 速发展，飞机上的各种电子设备日益增多，用电量不断增加，控制更加复杂，因此发 展一个可靠的电气系统来支持电传飞行控制系统和航空电子系统等飞机任务系统是 非常有必要的。飞机供电系统的研究引起了国内外的普遍关注，已日益成为影响和促 进航空技术发展的重要因素。 飞机电源系统的发展经历了低压直流电源、恒速恒频交流电源、变速恒频电源以 及高压直流电源的过程。低压直流电源是飞机最早采用的电源，它的主要优点是简单 可靠，用蓄电池作备用电池和应急电源很方便。但随着飞机的发展，低压直流电源的 弱点也日益暴露：直流发电机的电刷和换向器限制了飞机的最大容量，电源容量加大 后飞机直流电网的重量显著增加，同时，二次电源的效率低，重量大。1 9 4 6 年，美 国发明恒速传动装置( c o n s t a n ts p e e dd r i v e ，c s d ) ，开辟了恒速恒频交流电源( c o n s t a n t s p e e d c o n s t a n tf r e q u e n c y ，c s c f ) 的时代。飞机交流发电机通过恒速传动装置由航空 发动机传动，恒频交流电源的应用消除了低压直流电源的缺点。c s c f 电源的优点是 工作环境温度高，过载能力强。其主要缺点是c s d 生产制造、使用维护困难，电能 变换效率较低，电能质量难于进一步提高。电力电子技术的发展为变速恒频电源 fv a r i a b l es p e e dc o n s t a n tf r e q u e n c y ，v s c f ) 奠定了基础。v s c f 由交流发电机、功率 变换器和控制器组成，其优点是结构灵活，能实现无刷起动发电。缺点是允许工作环 境温度较低，承受过载和短路能力较差。 随着电力电子器件及其相关技术的发展，用无刷电机代替有刷电机，用固态功率 控制器代替触点电器，解决了有刷电机高空换向和触点电器高空断弧这两个关键技术 问题，高压直流电源又提到了研究日程上。1 9 9 9 年美国第四代战斗机f 2 2 试飞成功， 该机用的就是高压直流电气系统，与此同时卡曼奇直升机也装备了高压直流电源。高 压直流电源成为继低压直流电源和恒频交流电源后的第三种飞机主电源。1 。 1 2 高压直流电源系统的组成 2 7 0 v 高压直流电源系统由主电源、辅助电源、应急电源、二次电源等构成。主 电源系统是飞机上全部用电负载的能源，它是由航空发动机驱动的无刷直流发电机得 到。辅助电源是在航空发动机不运转时，给机上用电设备供电。在高压直流电源系统 中，它是由辅助动力装置驱动的无刷直流发电机得到。应急电源是一个独立的电源系 统，当主电源系统不能提供足够功率( 或主电源系统完全失效) 时，向机上的重要用电 设备供电。航空高能蓄电池通常作为应急电源用。考虑到飞机大量用电设备的功率较 高压直流电源系统中d c d c 变换器的研究 小，用低压电能较合适，因此选用2 4 v 的蓄电池，同时有2 7 v 低压直流汇流条。二 次电源用于将主电源的电能变换为另一种或多种电能，向飞机上的一些用电设备供 电。按供电方式分，二次电源由集中供电和分散供电两种。常用的二次电源有d c d c 变换器和静止变流器。d c d c 变换器是将2 7 0 v 高压直流电转变为2 8 v 或其他电压 的静止式电能变换装置，静止变流器是将2 7 0 v 直流电转变为4 0 0 h z ( 或其他频率) 的交流耕”。 1 3 二次电源中的d c d c 变换器 在交流供电系统中，我国早期使用的是没有调压功能的老式变压整流器 ( t r a n s f o r m e rr e c t i f i e ru n i t ，t r u ) 。它先用变压器将三相1 1 5 w 2 0 0 v ，4 0 0 h z 的交流 电压降压，再用二极管整流，然后通过输出滤波器滤波后在输出端得到2 8 5 v 的直流 电压。这种变压整流器不具备稳压功能，其输出电压随着输入电压和负载的变化而变 化。而且由于这种变压整流器中需要一个4 0 0 h z 的变压器，使得体积大、重量重。 这种传统的变压整流器方案显然己不能适应现代飞机的需求。 后来又出现了电子式t r u ，其原理框图如图1 1 所示。三相1 1 5 v 4 0 0 h z 交流电 经整流滤波后获得2 7 0 v 的直流电压，再通过d c d c 功率变换器将2 7 0 v 直流电源变 换成2 8 5 v 的直流电源。电子式t r u 克服了老式t r u 的缺点，具有变换效率高，体 积和重量小，而且其输出电压稳定，不随输入电压和负载的变化而变化。 三相交流 1 1 5 v ，4 0 0 h z 三相全桥2 7 0 vd c ，d c - - - - - - - - - 一 整流滤波d c变换器 图1 - 1电子式变压整流器原理框图 高压直流电源二次电源中的d c d c 变换器是将2 7 0 v 直流电转变为2 8 v 直流电， 同电子式t r u 相比，它去掉了输入整流器和滤波器，这样可以提高变换效率，减小 变换器体积和重量。 由于d c d c 二次电源的输入电压较高，输出功率较大，因此需要选择一个合理 的技术方案。就目前大功率开关电源来讲，主功率变换电路一般采用三种电路拓扑： 正激变换器、半桥变换器和全桥变换器。正激变换器的优点是没有直流偏磁的问题， 可靠性较高。它的缺点是必须有磁复位电路，且最大占空比为o 5 ，因此输出整流二 极管的电压应力较高，输出滤波电感电流脉动很大，变压器是单方向磁化，磁芯利用 率不高。为了克服这个缺点，可以采用交错并联正激变换器，但是电路结构复杂。 半桥变换器只需采用两个开关管，电路简单，但是开关管的电流定额为全桥变换 器的两倍，而且半桥变换器很难实现软开关，变换效率低。 南京航空航天大学硕士学位论文 全桥变换器比半桥变换器多两个开关管，但开关管电流比半桥变换器小一半。更 重要的是，全桥变换器在不附加任何辅助电路的条件下可以实现开关管的软开关。该 变换器可采用移相( p h a s e s h i n e d ，p s ) 控制方式，每个桥臂的两个功率管成1 8 0 。互补 导通，通过调节两个桥臂之间的移相角来调节输出电压，定义相位超前的桥臂为超前 桥臂，另一组桥臂则为滞后桥臂，其中超前桥臂只能实现零电压开关 ( z e r o v o l t a g e s w i t c h i n g ，z v s ) ，滞后桥臂可以实现零电压开关和零电流开关 ( z e r o c u r r e n t - s w i t c h i n g ，z c s ) 。根据超前桥臂和滞后桥臂实现软开关的方式，将全桥 变换器的软开关技术分为两种：z v s 方式和z v z c s 方式。为了优化输出滤波器，须 采用恒定频率控制，即采用脉冲宽度调$ 1 ( p u l s e w i d m m o d u l a t i o n ，p w m 、控制方案引。 1 3 1 移相式z v sp w md c d c 全桥变换器 该变换器在四个开关管两端并联电容或利用开关管的寄生电容，即可实现开关管 的零电压关断。而要实现开关管的零电压开通，必须要有足够的能量来抽走将要开通 的开关管结电容( 或外部附加电容) 上的电荷，并给同一桥臂将要关断的开关管结电 容( 或外部附加电容) 充电 3 - 1 3 图l 一2 为p sz v sp w md c d c 全桥变换器的结构 图。 图i - 2p sz v sp w md c d c 全桥变换器 该变换器的优点是功率开关管实现了z v s ，减小了开关损耗，保持了恒频控制， 电路结构简单。其主要缺点为：1 ) 滞后管实现z v s 比较困难，通常增加谐振电感来 帮助实现z v s ；2 ) 漏感或外加谐振电感带来占空比丢失；3 ) 原边存在环流，降低了 变换效率；4 ) 漏感和副边整流二极管结电容会产生电压尖峰和电压振荡，有损吸收 电路会进一步降低变换效率。 1 3 2 移相式z v z c sp w md c d c 全桥变换器 高压直流电源系统中d c d c 变换器的研究 与z v sp w md c d c 全桥变换器一样，在超前桥臂开关管两端并联电容即可实 现超前桥臂的z v s 。为了实现滞后桥臂的z c s ，滞后桥臂开关管两端不能并联电容， 并且滞后桥臂必须要在原边电流下降至零，并且保持为零后才能关断和开通 1 4 - 1 6 1 。 图1 - 3 给出一种在滞后桥臂中串入二极管的移相控制z v z c sp w m 全桥d c d c 变换器 1 7 - 1 8 。 图1 3串二极管的z v z c sp w md c d c 全桥变换器 该电路是通过在滞后桥臂中串入一个二极管的方法来实现滞后管的零电流开关 的。和z v s 全桥变换器一样，副边整流二极管上也存在电压尖峰和振荡。 1 3 3 加箝位二极管的移相式z v sp w md c d c 全桥变换器 无论是z v s 还是z v z c s 全桥变换器，由于副边整流二极管存在反向恢复，变压 器的漏感( 或附加的谐振电感) 就会同整流管的结电容发生谐振，即使采用快恢复二 极管，二极管上仍然会承受至少两倍的尖峰电压，因此必须选择高压整流二极管，这 也就意味着增加了副边整流二极管的正向导通压降。在低压大电流输出的场合，副边 整流二极管的损耗在整个变换器的损耗中占有相当大的比重，因此选择高压二极管势 必会降低整个变换器的效率。为了消除二极管上的电压尖峰，通常采用有损缓冲电路， 但这也同样会带来一部分能量损耗。1 9 9 0 年，r i c h a r dr c d l 以传统z v sp w m d c d c 全桥变换器为基础，在变压器的原边引入一个谐振电感和两只箝位二极管，不仅保持 了开关管的软开关特性，同时有效地消除了输出整流管上的电压尖峰和电压振荡 1 9 - 2 2 。图1 4 为加箝位二极管的z v sp w md c d c 全桥变换器的结构图。 该变换器的变压器与q l 和q 3 组成的超前桥臂相联，箝位二极管d 5 和d 6 在一个 开关周期内导通两次，但只有一次对输出整流管的尖峰起到箝位作用，如n ，t s 和 【h 6 ，t 1 7 】时段，另一次则与箝位无关，如，t 4 和i t 9 ，t 1 4 时段。这次导通会带来以 下缺点：1 ) 在原边电压为零时( 即零状态) ，谐振电感被箝位二极管短路，其电流保 南京航空航天大学硕士学位论文 持不变，在电感、箝位二极管和开关管中产生较大的导通损耗：2 ) 增加了箝位二极 管的电流有效值，同时带来了比较大的关断损耗；3 ) 为了防止直流偏磁，般采用 隔直电容与变压器或谐振电感串联。但在上述的变换器中，直流分量会导致变压器原 边电流或谐振电感电流不对称，影响变换器的可靠工作。 匿 王 三，k 2 ，k 是变压器原、副边匝比； _ ( 5 ) 变压器的漏感极小，这里忽略不计。 图2 3 给出了该变换器在不同开关状态下的等效电路，其工作情况描述如下： 1 开关模态l 【t o ，t l 】【对应于图2 3 ( a ) 在t o 时刻之前，9 l 和q 4 导通，d r l 导通，d _ 陀截止。t o 时刻关断q 1 ，原边电流 给c i 充电，同时给c 3 放电，a 点电压下降。由于有c l 和c 3 ，q l 是零电压关断，如 图2 - 3 ( a ) 所示。此时变换器谐振工作 2 33 参与谐振的是谐振电感、超前管结电容和副 边整流二极管结电容，c o r a 放电，毛和“谐振下降。由于c 点电位始终大于零，故 d 6 不可能导通。同时由于c o e a 放电，副边电压减小，原边电压随之减小，而b 点电 位箝在零，所以c 点电位必小于输入电压，因此d 5 也不可能导通。 该模态进一步等效成如图2 - 4 ( a ) 所示。图中，c j 为结电容c 。折算至原边的等 效电容，为t o 时刻折算至原边的滤波电感电流。 电容c l 、c 3 和c ：的电压v c i 、v c 3 、v c 。和k “分别为： f ，。) = 。( r ) = 瓦习c r d i 1 1c o s 0 ) ! ( 。) + 瓦2 c l + e a a 万。- ( 2 - 1 ) v c - 。) = 互芒：= ：i 互芒：c ：t d ；i 丽 is i n 0 1 ( f 一“) + j 芒：百i ，。p 一“) ( 2 2 ) 高压直流电源系统中d c d c 变换器的研究 v c 3 ( f ) = 一丽c 。p d + c 。) 珊。i is i n c 0 1 ( h 。) 一瓦了1i 7 - ( h 。) ( 2 3 ) 凡) = + 面去i t s i n c o i ( 卜u 一去州卜u ( 2 - 4 ) 可近似为： 其中：= 啡) m 瓦了1 1 万。( h 。) v c 3 0 ) “一丽1 1 ( h 。) f2 q d + c 7 d 2 c 鼬c o l ， ( 2 - 5 ) ( 2 - 6 ) “时刻，c 3 的电压下降到零，即4 点电位降为零，d 3 导通，从而结束开关模态l 。 ( a ) 开关模态1( b ) 开关模态2 图2 - 4 开关模态1 和2 的进一步等效电路 2 开关模态2 t l ，t 2 【对应于图2 - 3 ( b ) d 3 导通后，可以零电压开通0 3 。q i & q 3 驱动信号之间的死区时间t d ( 妇) ，f a 点电位降为零时，c 点电压还没有下降到零，此时c b 艘继续放电，以和0 继续下降。 该模态的等效电路如图2 - 4 ( b ) 所示。 电容c ：的电压v c - 。和。以分别为： “r ) ：o ( f ) ：( ，：一1 1 ) c 。s 猷卜f 1 ) 一冬盟s i i l 吲t - - 1 ) “( 2 - 7 ) 0 南京航空航天大学硕士学位论文 ) 2 去( 1 2 - 1 1 ) s i n o ) 2 ( r _ 也弘1 ) c o s 姒卜 ( 2 - 8 ) 舯：0 ) 2 2 1 南。 t 2 时刻，t o e 2 放电结束，d m 导通，c 点电压下降到零，结束这一开关模态。 3 开关模态3 t 2 ，t 3 对应于图2 - 3 ( c ) d rz 和d m 同时导通，将变压器原副边电压筘在零位，此时爿、b 、c 三点电位均 为零，i l ，与岛相等，处于自然续流状态，并且一直保持不变。 4 开关模态4 t 3 ，t 4 对应于图2 - 3 ( d ) t 3 时刻关断0 4 ，i l ，给c 4 充电，同时给c 2 放电。由于c 2 和c a 的存在，0 4 是零电 压关断。由于d r , 和d 魁都导通，因此变压器原副边电压均为零，v 口直接加在厶上， 因此，在这段时间里，实际上l 和c 2 、c 4 在谐振工作，“和电容c 2 、c 4 的电压分 别为： 屯，( r ) = i p ( r ) = 厶c o s c 0 3 ( f t 3 ) ( 2 - 9 ) 3 5 c 4 ( f ) = zr l l 3s i n c 0 3p 一) v c 2 ( f ) = 圪一z ，1 1 3s i n o ) 3f 一) 式中z 。= f l - f 2 c 蛔。，q = 】y ，瓜。 到t 4 时刻，c 4 的e g t i , 上升至，c 2 的电压下降到零， 的持续时间为： k = 扣。 矗 r 2 - 1 0 ) ( 2 1 1 ) d 2 自然导通。开关模态4 f 2 - 1 2 ) 5 开关模态5 【t 4 ，t 6 】 对应于图2 - 3 ( e ) 。 d 2 导通后，可以零电压开通q 2 ，0 2 0 4 驱动信号之间的死区时间f d f 押) t 3 4 。q 2 导通后，电流从m o s f e t 中流过，类似于同步整流。此时i p 不足以提供负载电流， 仇l 和d m 导通，变压器原副边电压均为零，因此全部加在l 两端，i l ，等于0 ， 两者线性下降，并且负方向增加，茹反向后由q 2 和q 3 提供通路，负载电流仍由两个 整流二极管提供回路，变压器原副边电压依旧为零。直到t 6 时刻，达到折算至原边 的负载电流- i l f ( t 6 ) k ，该开关模态结束，整流管d r l 关断。 6 开关模态6 【t 6 ，t 7 【对应于图2 3 ( f ) 】 1 l 高压直流电源系统中d c d c 变换器的研究 在r 6 时刻，l ，与c d r l 谐振t 作，给d r i 的结电容c o r n 充电，茹和以继续增加。 “f ) _ = 鱼笋+ 尝s i n 廿u ( 2 - 1 3 ) v ( f ) = t 2 9 i n 1 - - c o s 0 24 ( 卜f 6 ) ( 2 - 1 4 ) 式中：z ，：= 瓣，国。= 1 丽。 在这段时间中，ba a n n 定e ，而变压器原边绕组电压v b c 由于c 梳i 的充 电也同时上升，故c 点电位一直在下降。到t 7 时刻，c d r l 的电压上升到2 k ，此 时c 点电压下降至零，d 6 导通，将v b c 箝在，因此c d r l 的电压被筘在2 k 。 该模态的持续时间为： t 6 7 2 = 2 c o 4 ( 2 q 5 ) 7 开关模态7m ，t 8 】 对应于图2 - 3 ( g ) 】 当d 6 导通后，拓阶跃下降到折算到原边的滤波电感电流，并负向增加，而以保 持不变。电路进入稳态，它与岛的差值从d 6 中流过。到，8 时刻，审和以相等，该模 态结束，d 6 关断。 卜背砸_ f 7 ) ( 2 - 1 6 ) 8 开关模态8 【t 8 ，f 9 】【对应于图2 - 3 】 在此模态中，原边给副边提供能量，扫与以相等，表达式与( 2 1 6 ) - 样。 2 3 实现z v s 的条件和副边占空比的丢失 2 3 1 超前桥臂实现z v s 从开关模态l 的分析可知，超前管要实现z v s ，必须有足够的能量来抽走即将 开通的开关管q 3 的结电容c 3 及截止整流管d 恕的结电容c b 艘上的部分电荷，并给刚 关断的开关管q l 的结电容c l 充电，即： 岛。 寺c 1 2 + i 1c 3 2 + 寺c ；( ) 2 一寺c ；。( t 1 ) 2 = q 。吆2 + = l v 。) 2 一寺c ；。o 。) 2 ( 2 1 7 ) 由于t r a g 型的箝位二极管在超前管关断时没有参与工作，它的输出滤波电感 西是与谐振电感厶串联的，此时用来实现z v s 的能量是l 和b 中的能量，所以 南京航空航天大学硕士学位论文 e k “= 去1 i2 ( l ，+ k 2 l ，) ( 2 - 1 8 ) 上 一般来说，叠上，的值很大，这个能量很容易满足式( 2 1 7 ) ，因此超前桥臂能 够在很宽的负载范围内实现z v s 。 2 3 2 滞后桥臂实现z v s 从开关模态3 可知，滞后管要实现z v s ，必须有足够的能量来抽走将要开通的 开关管9 4 的结电容c 4 上的电荷，并给关断的开关管q 2 的结电容c 2 充电，即： e i , g 寺c 2 2 + c 4 2 = c 昭2 ( 2 1 9 ) 在滞后桥臂的开关过程中，变压器副边是短路的，此时整个变换器就被分为两部 分，一部分是原边电流逐渐改变流通方向，其流通路径由逆变桥提供：另一部分是负 载电流由整流桥提供续流回路，负载侧与变压器原边没有关系，因此用来实现z v s 的能量由谐振电感提供，即： 1 e 姗= 三，厶 ( 2 2 0 ) 由于输出滤波电感，不参与滞后桥臂z v s 的实现，较超前桥臂而言，滞后桥臂 实现z v s 要困难的多。 2 3 3 占空比丢失 t rl a g 型全桥变换器也存在占空比丢失现象。由于谐振电感的存在，原边电流从 正( 负) 向变化到负( 正) 向折算到原边的负载电流需要一定的时间，即图2 2 中的 t 3 ，t 6 和 f 1 2 ，f 1 5 】，这段时间里，虽然原边有正( 或负) 电压方波，但不足以提供 负载电流，副边两个整流管都导通，负载处于续流状态，。为零，这样副边电压就 丢失t t 3 ，t d 和 f 1 2 ，f 1 5 】这部分方波电压，如图2 - 2 中阴影部分即为丢失的电压方波。 副边丢失的电压方波时间为胁，翻，它与开关周期瓦的一半的比值就是副边占 空比丢失d f d 。，即： d k = 三- ( 2 2 i ) 那么，有 = 业学 耻型罐半燮z 器 f 2 2 2 ) f 2 2 3 ) 1 3 高压直流电源系统中d c d c 变换器的研究 可见0 越大，d 妇越大；负载越大，d 妇越大；越低，d 胁越大。 由于占空比丢失的存在，当输入电压最低、负载最大时，输出电压可能达不到要 求，那么就必须减小变压器原副边的匝比。而匝比的减小带来了两个不利的影响：( 1 ) 在输出功率相同的情况下，原边电流变大，使得开关管的通态损耗加大，开关管的电 流额定值提高；( 2 ) 副边整流二极管的电压应力增大。 2 4t r l a g 型与t r l e a d 型z v sp w m 全桥变换器的对比 2 4 1 工作机理 为了更直观的观察两种变换器的区别，这里我们重新给出两种变换器的结构图和 波形图，图2 - 6 表明，改进前后的变换器只是在 如，4 】时段的工作情况有所不同。 i 筘： 0 l 岛l h 越f i i 棰； c d 4 。i 上 二巴 8 0 ( a ) t r l e a d 型 i 摭： i o e 飞 t高 v 一 1 i 辊： 、南 ( b ) t r 姗型 图2 5 两种加箝位二极管的z v sp w m 全桥变换器的主电路 口，r口，l0 厂 一 口。口，口。 工 = ) 百 f iik 、j1 量 ， 兰j _ _ _ _ ：_ _ 1 h 一 广 - q ， 鳆i ；i 墉fz 珑 ，一，q f ，- ，j i ， - ，_ - ，t ( a ) t r l e a d 型 已lfq 、i| |已1 川 ；l 一 吼* | 口镕口| f f f 一 丘 一渊1 ：= ，f止一 量 ；。 日 j t 秭刖 j 量 乏一一 z 一 b l 肼 一 d 、l | l - 彤1w 、 纥 _ 、 f ( b ) t r 蛔型 图2 - 6 两种加箝位二极管的z v sp w m 全桥变换器的主要波形 我们简要的描述一下t rl e a d 型变换器在t o 后一段时间内的工作情况 2 4 】。在t o 时 刻关断9 ，助口下降。若此时变压器原边电压v a c 不变，则谐振电感两端电压v c s o ， 二极管d 6 立即导通，将v 凹箝在0 ，因此c 必定下降，副边电压也相应下降，加在 关断二极管d r 2 的结电容c o r a 上的电压也下降，c o r e 被放电。d 6 导通后，原边电流 出现一个阶跃的下降，由于d 6 的筘位作用，谐振电感两端电压为零，i 将维持不变， 南京航空航天大学硕士学位论文 其电流值高于0 的部分通过d 6 分流。在此过程中，滤波电感电流可看作一恒流源。 该模态进一步等效成如图2 - 7 所示。直至t 4 时刻，p 与“相等时，d 6 关断。 图2 - 7t r e a d 型【f o ，f 1 1 时段的等效电路 比较图2 - 6 ( a ) 和图2 - 6 ( b ) ，可以看到t r 盈g 型变换器与t r e a d 型变换器工作时的 主要区别在于超前管的关断。在t r e a d 型中，当超前管关断时，筘位二极管导通， 将谐振电感短路，谐振电感不参与超前管关断后的工作，其电流保持在 不变，直到 滞后管关断；而原边电流则阶跃下降，其值为负载电流折算到原边后超前管结电容分 流的一部分。在t r a g 型中，超前管关断时，箝位二极管不导通，谐振电感参与超前 管关断后的工作，其电流与原边电流相等，并且有所减小。 2 4 2 箝位二极管电流 t rl e a d 型的箝位二极管在一个开关周期中“关断”两次，第一次发生在输出整流 管电压箝位之后一段时间，有一个缓慢衰减的电流脉冲从筘位管中流过，由于电流是 缓慢减小的，其下降的斜率与原边电流上升的斜率相同，因此可以近似看成是无损关 断的；第二次关断是发生在零状态的结束，这时的电流下降速度是相当大的，接近于 所以，这就会产生比较大的关断损耗。 t r 昭型的箝位二极管在一个开关周期中只导通一次，发生在输出整流管电压箝 位之后一段时间，对输出整流二极管起到箝位作用，其电流定额小于t rl e a d 型中的 筘位二极管，同时还避免了t r e a d 型中箝位管第二次关断时的关断损耗，有利于效 率的提高。 2 4 3z v s 的实现 1 1 超前管 从上一章的分析中我们知道，超前管要实现z v s ，必须满足等式( 2 1 7 ) 。t r a g 型利用滤波电感和谐振电感的能量来实现超前管的z v s ，在超前管开通之前，v 。并 没有下降到零，如图2 - 6 ( b ) ，整流管结电容上仍有剩余电荷，也就是说该能量只需抽 走截止整流管结电容上的部分电荷；而对于t rl e a d 型来说，超前管关断时，箝位二 极管导通，将谐振电感短接，实现z v s 的能量单独依靠滤波电感提供，并且在超前 管导通前，k 。，已经下降到零，如图2 - 6 ( a ) ，因此它需要抽走整流管结电容上的全部 高压直流电源系统中d c d c 变换器的研究 电荷，所以t rl a g 型比t rl e a d 型更容易实现超前管的z v s 。表2 l 给出了t rt a g 型 与t r l e a d 型的超前管实现z v s 所需能量和能量的提供元件，我们可以清晰地看出两 种变换器的区别。 表2 - 1 超前管z v s 的实现 实现z v s 的能量能量的提供元件 1 ) 抽走即将开通的开关管的结电容上的电荷；2 ) 给关 谐振电感与输出 t r l a g 型 断的开关管的结电容充电；3 ) 抽走截止整流管的结电 滤波电感 容上的酆佥电荷 1 1 ) 抽走即将开通的开关管的结电容上的电荷；2 ) 给关 t r l e a d 型断的开关管的结电容充电；3 ) 抽走截止整流管的结电输出滤波电感 容上的全部电荷 2 1 滞后管 要实现滞后管的z v s ，必须要满足等式( 2 1 9 ) 。从图2 - 6 我们可以知道，当滞 后管q 4 关断时，t rl e a d 型变换器的谐振电感被短路，以始终保持不变，其值为 ； 而由于t r l a g 型的谐振电感在超前管关断时，与开关管和整流管的结电容发生谐振， 当滞后管关断时，“已经由t o 时刻的 下降到了如，因此t rl a g 型的谐振电感电流低 于t r l e a d 型，同t r l e a d 型相比，其滞后管实现z v s 则要略微困难。 2 4 4 零状态时的导通损耗 所谓零状态是指原边电压为零的状态，原边电流流过变压器原边及q 4 ( q 2 ) 、 0 2 ( 0 4 ) ，并在开关管及其反并二极管中产生导通损耗。由于在零状态时，t rl a g 型变 换器的谐振电感电流小于t rl e a d 型变换器，因此t rl a g 型变换器的谐振电感和原边 流通回路中的导通损耗较小，这样有利于提高变换器的效率。 2 4 5 占空比丢失 从等式( 2 2 3 ) 可知，占空比丢失与谐振电感电流从正向( 或负向) 到负向( 或正向) 的折算到原边的滤波电感电流所需要的过渡时间成正比，由于t rt a g 型变换器中谐振 电感电流的正向值小，因此减小了占空比丢失，从而可以适当增加原副边的变比，进 一步降低变换器的通态损耗。 2 4 6 隔直电容的影响 在实际电路中，q l 和q 3 的导通时间和通态压降不可能与q 2 和q 4 完全相同，也 就是说b 不可能是一个纯粹的交流电压，而是含有直流分量。由于高频变压器原边 绕组电阻很小，此直流分量长时间作用，会导致铁芯直流磁化直至饱和，使变换器不 能正常工作，因此抑制直流分量是全桥变换器的一个重要问题。抑制直流分量可采用 电流瞬时控制技术，例如采用电流峰值控制方法，保证在q l 和q 4 导通期末的电流与 南京航空航天大学硕士学位论文 q 2 和0 3 导通期末的电流相同，就可防止变压器直流磁化；也可直接检测n b 的直流 分量，在出现正( 或负) 的直流分量时，减小q l 和q 4 ( 或q 2 和q 4 ) 的导通时间，从 而减小直流分量，在工程上通常在变压器原边电路中串接隔直电容 2 5 1 。由于引入了 隔直电容，那么根据隔直电容与磁性元件( 谐振电感、变压器) 的串联关系，从而衍 生出四种不同的电路拓扑，如图2 - 8 所示。 i 转1 舀 剩 f 啡嘶妒 | 群： ta ( a ) t r l e a d - - l c 型 豳i p ( c ) 丹缸g c 型 錾 d ， ：每轰之i i、 d 。口1 ( b ) t r l e a d i 辩，： 【d s 孛窭嚣豹愤凝，掰激已主懿 真流电压分量不会导致原边电流礅负半周不对称。 擦 0 r i 矗“。 ” “t 料r 咕k ( a ) 岛导通c o ) d 6 串通 图2 1 2 开妞g 型箝住二板管导通时的电路工作图 濠逮泡流与 骞振电蒜惫流在磁受事薄蹬瑗不辩称，将会影响变换器静可靠工律。 因此基于上述的分析，可知图2 - 8 ( d ) 所示的电路结构是最忧的，即在办 鹳型变换器 中将疆鸯魄容与交篷器事袋。 2 4 7 推广 根据上述的分析，我们着至将变压器和谐振瓯感互换位置后，带来的好处是非常 明显的。我们可以把t r e a d 型中由变压器、谐振电感和龋个箝位二极管构成的单元 撵取出来，如图2 * i 3 所零。类傲于全桥炎羧器，_ 玎戳怒这种祝瓒推广裂箕谴其裔褶 同单元的桥式变换器中，如加箝位二极管的零电聪开关三电平直流变换器1 等，如 餮2 1 4 霸2 1 5 耩零，通避互换谐振电感释交匿嚣豹位置，遣会怒至l 同样瓣效桑。 等t 互 盘 净鞫掣也 嘉豪舷空靛天大学硕士学位论文 骜2 】3 稀式变挟器蒋基本籍住单元 ( a ) 改进羲 d m ( b ) 改进后 鞠2 一1 4 加藉位二投管螃z v sp w m 五电乎d c d c 变换器 警 裹惩壹流电源系统中d c d c 变换器鲍磺究 ( a ) 改进前 ( b ) 改进后 零2 - 1 5 楚犯繁z v sp w m 三电串d c d c 变挟器 2 5 本章小结 本章详细介掰了改避涎加箝位二极管静z v sp w md c d c 全轿交换嚣的工律藤 现，讨论了该变换器开关管实现z v s 的条件和副边占空比的丢失，并将改进前腐的 交换器进行对酲，褥崮黻下结论： 1 盼t a g 型变换器趟前管比t r l e a d 型更易于实现z v s ，而滞后管则略微困难； 2 。t r l a g 婺交换器戆箨使二缀警在令齐关璃期中哭导逶一次，嚣t r l e a d 型靼 比，降低了箝位臀电流的有效值； 3 t r 秘g 型变换嚣臻零状态辩谐振毫感电滚馑，l 、，等逶损耗铰枣； 4 t r l a g 型交换器的占空比丢失要小于t r l e a d 型。 本章述对由予隔直电容位置不同两街生出鑫匀四种电路拓扑进行了比较，最后鼹到 了一种最