（电机与电器专业论文）定子双馈电双凸极电机恒功率弱磁控制的研究.pdf

a b s t r a c t a b s t r a c t s t e t o r - d o u b l y f e dd o u b l ys a l i e n t ( s d f d s ) m o t o ri sp o t e n t i a l l yag o o dc a n d i d a t ef o rf u t u r em o t o r a p p l i c a t i o n sb e c a u s eo fi t su n i q u es t r u c t u r ea n do u t s t a n d i n ge l e c t r i c a lc h a r a c t e r i s t i c s t h en e wm o t o r i sa k i n do fb r u s h l e s sm o t o rw i t hm a n yc o m p e t i t i v ea d v a n t a g e s t h eb a s i cs t r u c t u r e ，o p e r a t i o np r i n c i p l ea n d f l u xw e a k e n i n gc o n t r o lm e t h o do ft h es d f d sm o t o rd r i v e s 批i n t r o d u c e d b yu s i n gs i m u l i n ka n d s i m p o w e r s y s t e m st o o l b o xo fm a t l a b ，m o d e l i n ga n df l u xw e a k e n i n gc o n t r o l l i n gs c h e m ef o ra1 2 8 - p o l e s d f d sm o t o ri sd e v e l o p e da n dt h es i m u l a t i o na n a l y s i si sc a r r i e do u t an e wd e s i g no fc o n t r o ls y s t e mi sp r e s e n t e db a s e dw i t ht m s 3 2 0 f 2 8 1 2 ( d i g i t a ls i g n a lp r o c e s s o r ) t h ec i r c u i to ft h em a i np o w e rc o n v c f t 日i sc o m p o s e do ft h ei n t e l l i g e n tp o w e rm o d u l e ( i p m ) ，w h i c h r e p l a c e dt h es i n o ei g b t , c u l t e n td e t e c t e dm o d u l e ，w h i c hi sm a d eo f c u t r e n tt r a n s d u c e r , a n da b s o l u t ev a l u e e m r e n ta n d8 0o n m o r e o v e r , t h es o f t w a r eo ft h ew h o l es y s t e mi si m p l e m e n t e db ye m b e d d e dcl a n g u a g e i n c l u d i n gp ic o n t r o l ，a n a l o g d i g i t a lc o n v e r s i o na n ds p e e dc a l c u l a t i o nm o d u l e ，e t c f i n a l l y , e x p e r i m e n t sa r ec a r d e do u tt ov e r i f yt h et h e o r e t i c a la n a l y s i sa n dt h es y s t e md e s i g n t h e e x p e r i m e n tr e s u l t ss h o wt h a tb e c a u s et h eo p e r a t i o nv e l o c i t yo f d s p i sm o r er a p i dt h a nc o l n l r l o ns i n g l e c h i p ， d s pc a ne n t i r e l ys a t i s f yt h en e e do fr e a l - t i m ed a t as a m p l e ，a n dc o m p l e xa r i t h m e t i cd a t ad i s p o s a la n d p r e d i g e s th a r d w a r ed e s i g n p e r f e c t i n gs y s t e mc o n t r o ls o f t w a r ec a ni m p r o v ep r 洒a r ys y s t e mc o n t r o l c a p a b i l i t ya n dm a k ef o rm o r eo p t i m i z a t i o no f s y s t e m k e y w o r d s ：s d f d sm o t o r , t m s 3 2 0 f 2 8 1 2 ，f l u xw e a k e n i n gc o n t r o l ，d s p 东南大学学位论文独创性声明 本人声明所呈交的学位论文是我个人在导师指导下进行的研究工作及取得的研究成 果。尽我所知，除了文中特别加以标注和致谢的地方外，论文中不包含其他人已经发表 或撰写过的研究成果，也不包含为获得东南大学或其它教育机构的学位或证书而使用过 的材料。与我一同工作的同志对本研究所做的任何贡献均已在论文中作了明确的说明并 表示了谢意。 研究生签名： 东南大学学位论文使用授权声明 东南大学、中国科学技术信息研究所、国家图书馆有权保留本人所送交学位论文的 复印件和电子文档，可以采用影印、缩印或其他复制手段保存论文。本人电子文档的内 容和纸质论文的内容相一致。除在保密期内的保密论文外，允许论文被查阅和借阅，可 以公布( 包括刊登) 论文的全部或部分内容。论文的公布( 包括刊登) 授权东南大学研 究生院办理。 研究生签名：导师签名 第一章绪论 1 1 电机的发展 第一章绪论 从1 8 8 4 年第一台直流电机问世，到上个世纪七十年代，在变速控制、转矩控制、位置控制 等需要宽范围、高要求的调速传动领域中，大多用直流电机。1 9 世纪9 0 年代开发并使用的 w a r d l e o n a r d 系统( 今已演变为晶闸管一直流电机系统) 长期占据着调速传动的统治地位。这 是因为直流电动机具有十分优良的控制性能，只要调节电动机的输入电压和励磁电流，即可在 很宽的范围实现无级调速。然而直流电动机也存在致命弱点：利用电刷和换向器换向时会产生 火花，使之无法做到高速、大容量机组；而且直流电动机的价格往往是同功率的交流电动机的 2 3 倍，且体积大，重量重，需更多维护，且不宣在多尘、潮湿、易燃气体的环境中使用，供 电电压亦受到限制。这就迫使人们一直孜孜以求地寻找使用无换向器的交流电动机实现调速传 动的途径【”。 上个世纪7 0 年代席卷全球的能源危机进一步推动了交流电机调速技术的发展，为了充分利 用异步电动机优良的经济性及易向高压、高速、大容量方向发展的固有优势，并为了能获得良 好的调速性能，大量卓有成效的研究工作相继展开，如调频调压控制、矢量控制、直接转矩控 制等。进入9 0 年代以后，交流电机调速传动系统已经逐步取代直流调速，在调速传动领域占据 了主导地位。但是，交流调速系统并非尽善尽美，复杂的系统设计，随之带来的昂贵价格，力 矩指标等都有待进一步改善。 二十世纪八十年代以来，电力电子技术、微电子技术、现代控制理论和计算机技术的进步， 以及新型永磁材料的出现，为电机的发展奠定了基础。正是在交流调速技术飞速发展的8 0 年代， 英国l e e d s 大学步进电机和磁阻电机研究小组首创了一台开关磁阻电机雏形进行试验研究，其 研究结果表明：电动机运行性能和经济指标优于普通交流调速系统，甚至超过了晶闸管直流电 机系统，具有很大的应用潜力。1 9 8 0 年，l e e d s 大学的l a w r e n s o n 教授等人发表了著名论文变 速开关磁阻电机，标志着开关磁阻电机正式得到国际社会的承认，如图l l 所示。目前开关 磁阻电机以其调速性能好、结构简单，效率高、成本低等特点。在迅猛发展的调速电动机领域 争得一席之地，并在许多场合得到应用。然而，开关磁阻电机的双凸极结构也给其转矩输出带 来一些问题，主要表现在：由于主开关必须在电感较大处关断，电流换相较慢从而降低了转 矩输出；为了增加饱和度以提高开关磁阻电机出力，定转子间气隙较小。将产生噪声和振动问 题；而且开关磁阻电机只能在半周内出力，材料利用率低。 为了充分利用双凸极结构的特点，9 0 年代初，在开关磁阻电机的基础上将永磁材料嵌入转 子( 或定子) 体内，形成双凸极永磁电机( d s p m 电机) 。d s p m 电机作为一种应用前景看好的 交流调速系统，由美国著名电机专家t a l i p o 等人于1 9 9 2 年首先提出的一并进行了初步的理 论和实验研究。此后英国、法国和德国等国也相继开展了d s p m 电机及其控制系统的研制工作 2 - 4 1 。国内，东南大学的程明教授等率先展开了对d s p m 电机的研究，并获得了国家自然科学 基金等项且的资助。取得了一系列的突破1 3 - ”1 。南京航空航天大学的孟小利等人系统地介绍了 i 东南大学硕士学位论文 d s p m 电机目前国内外的发展概况和现状【”。 图l 一1 开关磁阻电机基本结构图 虽然永磁体既可以放在定子上( 图l - - 2 ( a ) ) ，也可以放在转子上( 图l 一2 ( b ) ) ，但当永 磁体放在转子上时，不仅使电机的制造和维护困难，而且将使转子整体性受至g 破坏，强度降低， 不利于电机的高速运行；而放于定子上时，不仅可以克服上述缺陷。而且嵌放简单、冷却容易。 因此，实际的d s p m 电机一般均采用定子永磁型。 图1 - - 2d s p m 电机的基本结构 ( b ) d s p m 电机不足之处在于：由于采用了永磁材料，电机高温环境运行能力降低，削弱了 开关磁阻电机原有的高温能力强的优势；不能用作无剧起动发电机( 起动发电机在发动机起 动时，作为无刷直流电动机工作，起动结束后作为发电机运行) 。因为励磁磁场由永磁材料提供， 发电时调压困难，且无故障灭磁能力；由于永磁材料的存在，d s p m 电机仍存在磁场不可控， 磁场调节困难、永磁材科成本高等不足。为此，在d s p m 电机的基础上又提出了一种定子双馈 电双凸极电机( 也叫电励磁双凸极电机，即s d f d s 电机) i t 2 1 ，它保留了双凸极电机结构简单、 控制灵活、可靠性高等优点，克服了永磁电机磁场调节困难的问题，具有良好的调速性能，可 应用于各种调速场合。文献 1 3 ，1 4 】对该电机的设计方法和磁路进行了分析。这种电机的励磁 转矩远大于磁阻转矩且近似与电流成正比，在电感上升区与下降区分别通以正负电流时，电机 均产生正转矩，使该电机的单位体积出力增加。 南京航空航天大学中相蓉、周波等人对双凸极电机进行了总结，将电励磁双凸极电机和双 2 第一章绪论 凸极永磁电机进行比较，并对电励磁双凸极电机进行了理论仿真和样机实验【1 5 , 6 a 7 。 南京航空航天大学主要是针对电励磁双凸极发电机进行建模、仿真，以及针对发电机的数 字控制电压及调压器设计等方面进行研究【1 ”。 s d f d s 电机以其独特的结构和优良的电气性能正成为一种应用前景看好的新型电机，可望 成为一种有竞争力的新型无刷电机。 1 2d s p 的特点及其在电机传动、控制中的应用 现代电气传动领域的控制手段几乎都是电子控制，常用的电子控制方法有两类：模拟控制 和数字控制。模拟控制有其不可克服的缺点：采用大量的分散组件和电路板，必然导致成本 上升，可靠性下降；模拟电路中存在人工调试器件，必然使生产效率和控制系统的一致性下 降；由于器件的老化问题及温漂问题的存在，将导致系统的输出性能下降甚至系统不能正常 工作；产品升级换代困难，模拟系统想要升级换代必须对硬件作改动，较麻烦；模拟控制 的监控性较差，一旦出现故障，般只限于声光报警等踟。 在c p u 的选择上，本实验室以往都使用8 0 c 1 9 6 k c 的1 6 位处理器，在本课题中使用的为 3 2 位的t i ( t e x a si n s 台u m e n t s ) 公司生产的型号为t m s 3 2 0 f 2 8 1 2 的数字信号处理器( d i g i t a ls i g n a l p r o c e s s o r ，简称d s p ) 。与传统的处理器相比，d s p 芯片在运算速度、芯片外设资源等方面有 很大的优势，它能在简单的硬件平台上对各种算法进行快速、准确的运算与判断。 d s p 是一种能够快速进行乘法和加法运算、适用于高速数字信号处理的单片大规模集成电 路。它的出现使得数字信号处理技术从理论研究进入到实际应用阶段， d s p 有两种解释：广义的讲是指数字信号处理技术- d i g i t a ls i g n a lp i o c e $ s i r l g ；另一种解释 是指数字信号处理f f e - - d i g i t a ls i g n a lp r o c e s s o r 。前者是理论上的技术，后者是实现这些技术的 一类专门芯片口, 2 6 1 。 从d s p 出现到现在，经过2 0 多年的发展变化，d s p 产品的应用已经扩大到人们的学习、 工作和生活的各个方面。 d s p 的主要应用市场为3 c 领域，即通信( c o m m u n i c a t i o n ) 、计算机( c o m p u t e r ) 以及消 费类( c o n s u m e r ) 领域。除了这三个d s p 的主要应用领域外，d s p 在办公自动化、仪器仪表、 军事及工业等领域都有应用。可以说随着d s p 性能不断的提高、价格不断的降低，d s p 的市场 需求量将会不断的上升，应用领域会不断的扩大，d s p 的前景十分广阔。 随着信息技术的发展，d s p 芯片的问世，使得数字化控制在电气控制领域中的应用有了可 能性，也成为主要发展趋势之一。d s p 与一般微处理器的主要区别在于指令处理速度极快、指 令功能精简强大。适合控制领域的d s p 芯片有丰富的外围模块，可以提高系统的集成度。总之。 有了d s p 这种高速处理芯片的支持，采用数字化的控制策略不仅可以较好地解决模拟控制的有 关问题，丽且还具有模拟控制中很难实现的些优点。 当今世界上生产d s p 芯片的公司主要是1 1 公司、a d i 公司、a t & t 公司、m o ，r o r ( ) l a 公司等。丽应用最广的d s p 芯片是1 1 公司的t m s 3 2 0 系列芯片。早期的产品包括 t m s 3 2 0 c l x 2 x 3 x c 5 x c s x 等系列；现在1 1 公司主推的产品包括四种新的d s p 系列，它们是： t m s 3 2 0 c 2 0 0 0 、t m s 3 2 0 c 5 0 0 0 、t m s 3 2 0 c 6 0 0 0 和t m s 3 2 0 c 8 0 0 0 系列田- 2 9 1 。 3 东南大学硕士学位论文 数字控制的主要优点有： 1 ) 控制系统可以采用先进、复杂的控制算法以及智能控制策略，使得调速系统的智能化程 度更高，性能更好。 2 ) 系统控制灵活。数字控制系统的控制方案体现在控制软件上，一旦相关的硬件资源得到 合理的配置，只要通过修改系统的控制软件。就可以提高原有系统的控制性能，或者根据不同 的控制对象，实时地在线改变控制算法，易于标准化。 3 ) 控制系统的可靠性提高。数字控制的高可靠性使整个控制系统的可靠性提高。 4 ) 系统维护方便。微处理器装置容易实现系统监视预警、故障诊断、数据采集，有利于对 可能发生的故障进行分析和处理。 5 ) 数字电路不存在漂移的问题，所以不存在参数变化的影响。 随着d s p 芯片性能的不断提升和其价格的不断下降，d s p 芯片在电机控制中得到了越来越 多的应用。由于d s p 的运算速度要比一般的单片机快很多，完全能够满足电机控制算法中实时 数据采样、复杂算法数据处理的需要。并且由于d s p 的运算速度高，使得实现软件斩波成为可 能。 1 3 不同电机的恒功率弱磁控制方法 不同的电机有不同的恒功率弱磁控制方案。永磁无刷电机的弱磁升速有一定困难，尽管通 过矢量控制的坐标变换与交直轴分解来增加定子电流的励磁分量可以达到目的，但效果并不理 想，主要原因是由于定子上的永磁对于外加磁势的磁导率很小，去磁效果极不明显，这种方法 反而使定子电流与损耗大大增加，对控制器的电流容量要求更高，因此，这种方法并不可行哪j 。 d s p m 电机有电机结构简单，转子转动惯量小，动态响应迅速，功率密度高，效率高等优点。 但是d s p m 电机一般只有低速时斩波控制和赢速时单脉冲控制两种控制策略，即基速以下为恒 转矩控制，基速以上为恒功率控制。高速时的恒功率控制方案，通常由减少通过定子绕组磁链 的方法获得。为了拓宽电机恒功率控制的转速范围，在众多场合中弱磁控制是重要的策略。由 于永磁电机磁场不可控，调节困难，几十年来，拓宽永磁电机的恒功率控制转速范围是一个难 点，人们也设计出了些如通过移动永磁来达到弱磁效果的机械方法，但由于这些方法需要相 对较大的力来克服铁磁材料的定位力矩，并且增加的设置体积大，花费高，因此并没有很大的 实际用途，这也大大限制了d s p m 电机的应用范围口“。 直流电动机和同步发电机中均嵌有励磁绕组，因此均可以通过直接调节励磁电流的方法来 实现弱磁调速。 直流电动机的弱磁调速为了控制直流电动机输出为恒功率特性，以测得的反电势为基准， 作为判断励磁绕组调节励磁电流的依据 3 2 1 。 同步发屯机的弱磁是为了控制发电机端电压为恒定，通常是以端电压为基准，作为判断励 磁绕组调节励磁电流的依据田】。 4 第一章绪论 1 4 本文研究的主要内容 本课题的主要工作是在已有的一额定功率为7 5 0 w 的1 2 8 极s d f d s 电机的基础上，找出 调节励磁电流的方法，对s d f d s 电机调速控制系统进行研究设计。制造出s d f d s 电机调速系 统的控制器，共包括软件、硬件两部分。具体研究内容如下： 1 ) 利用m a t l a b 软件下的s i m u l i n k 、s i r n p o w e r s y s t e m s 工具箱，建造s d f d s 电机的仿真 模型，根据设计出的不同的恒功率弱磁控制方案进行仿真，并从中选取可取方案。 2 ) 设计并制作出1 2 8 极s d f d s 电机调速系统控制器的硬件。 利用合众达公司的t m s 3 2 0 f 2 8 1 2 评估板，设计电机的外围硬件电路，包括：设计功率变 换器，选择适用于此功率变换器的主开关元件，并正确进行选型；设计电流检测电路；设计位 置检测电路：设计过流保护电路等。 3 ) 根据所设计的控制器硬件编写和调试控制软件。 进行d s p 的a d 转换，c a p 中断，周期中断，事件管理器的设置，p w m 波的实现等程序 的编写，并进行调试。 4 ) 针对电机的特性，对相关软件和硬件进行联合调试。 5 ) 进行实验研究，并与调速控制理论进行比较分析。 通过实验，验证理论的正确性和控制器设计的合理性。测量位置信号和空载反电势波形， 观察电机的电流情况。并对实验结果进行分析，与理论进行比较。 5 东南大学硕士学位论文 第二章s d f d s 电机调速系统的基本原理及其数学模型 2 1s d f d s 电机的基本结构、静态特性和工作原理 2 。1 1s d f i ) s 电机的基本结构 如图2 - - 1 所示，s d f d s 电机结构与d s p m 电机相似，定、转予均为凸极结构，定转子铁芯 均由硅钢片叠压而成，不同的是在定子轭部嵌入励磁线圈代替永磁体。定子上有集中绕组，转子 上没有绕组。定转子极数不相等，为避免单边磁拉力，径向是对称的，故定转子齿数为偶数，它 们的极数组合可以是6 ，4 极。8 ，6 极或其它合理组合”，定子上径向相对极上的绕组串接或并接 起来形成一相，因此电机的相数可表示为： m = j 2 ( 2 1 ) 式中m 为电机相数， 为定予齿数。 在低速高转矩时，可采用重复形式，如1 2 8 极，1 6 1 2 极等d ”可，此时，式( 2 一1 ) 表示为： m = m 4 ( 2 2 ) 图2 - - 11 2 8 极定子双馈电双凸极电机的基本结构 2 1 2s d f d s 电机的静态特性 由于s d f d s 电机的结构和磁路饱和效应等影响，电机参数和各个物理量随转子位置角和电 枢电流呈非线性的变化规律，一般没有明确的表达式，只能用一组曲线来表示。研究表明，电机 参数和各个物理量受转子位置的影响更为显著，为简化研究可采用线性模型。所谓线性模型即假 设电机磁路不饱和，认为电机参数和各个物理量只和转子位置角有关，和电枢电流无关口4 l 。 图2 - - 2 为s d f d s 电机的等效磁路图，其中g ，和辟为励磁装置磁导和虚拟磁动势；g 、g 和岛分别为a 、b ，c 三相定子齿与转子齿之间的气隙磁导，均为转子位置角的函数，可认为是 转子位置角的分段线性函数；瓯为合成气隙磁导，g l f - q + g 棚。，4 、凡和疋分别为各相电枢 反应磁势。求解图2 2 等效磁路即可求出s d f d s 电机的线性静态特性。 6 第二章s d f d s 电机调速系统的基本原理及其数学模型 - 工工丁 图2 - - 2s d f d s 电机等效磁路图图2 3 相绕组自感和相绕组与励磁绕组 互感特性曲线 s d f d s 电机励磁绕组自感可表示为 l ，= n j 婚f | g 3 其中，崎为励磁绕组匝数。电机确定后，q 、g 和够均为常数， 相绕组与励磁绕组的互感为 l t = 硎| 嚼涠g 津 ( 2 - 3 ) 因此励磁绕组自感母也为常数。 其中，n 为相绕组匝数，变量中的p 代表a 、b 、c 三相中的任一相。 电机的励磁磁导g s 为m ，可得 o = n n f g p ( 2 4 ) 理想情况下可认为s d f d s ( 2 5 ) 由于和m 均为常数，故二矿和q 成正比为转子位置角的分段线性函数a s d f d s 电机相绕组的自感以a 相为例，如下式所示 厶= n 2 吧，( g ，+ 暖+ q ) * n 2 巴( 2 - - 6 ) 因此，相绕组的自感为 * n 2 嘭 ( 2 7 ) 可知，相绕组的自感也为转子位置角的分段线性函数。 比较式( 2 - - 5 ) 和式( 2 7 ) - - f 知，相绕组与励磁绕组互感切与相绕组自感易的比为励磁 绕组匝数与相绕组匝数的比，即 锄2 缸( 2 - - 8 ) 相绕组之间的互感以a 相绕组和b 相绕组为例，如下式所示 乞划2 器( 2 - - 9 ) 由于理想情况下q 近似为m ，可知工近似为0 ，因此s d f d s 电机相绕组之间的互感可忽略。 由式( 2 - - 5 ) 、( 2 - - 7 ) 可知，相绕组与励磁绕组互感与相绕组自感的大致特性曲线如图2 - - 3 所示。 _ 东南大学硕士学位论文 2 1 3s d f d s 电机工作原理 尽管s d f d s 电机的结构同d s p m 电机相似，但两者特性却不大相同。d s p m 电机为永磁体 产生磁场，磁场不易调节，而s d f d s 电机为电励磁绕组产生磁场，可以通过调节励磁电流的方 法来改变电机磁场。 如图2 1 ，在当前转子位置情况下，若励磁绕组中通以直流电流，电枢绕组中没有电流，则 只有电励磁磁场，产生的磁通经过定子轭部、定子齿部、气隙、转子齿部、转子轭部，再到转子 齿部、气隙、定子齿部再回到定子轭部，构成完整回路。 若在电枢绕组中通以电流，将产生电枢反应磁场，此磁场和电励磁磁场叠加，形成气隙合成 磁场。电流与气隙合成磁场发生作用，产生电磁转矩r ( 只0 。 由机电能量转换原理可知： 触0 = o w 瓦：( 广e , o ( 2 一l o ) 式中矿“口，0 为磁共能，可表示为 吃) = p 枷 ( 2 1 1 ) 式中p p ，订为气隙合成磁链，对s d f d s 电机而言1 2 】： m = 陋纠 ( 2 一1 2 ) 式中，各参量为： m = 妒。 妒。 p ， ，豳=们= 由式( 2 1 0 ) ，( 2 - 1 1 ) 、( 2 - 1 2 ) 可得： 越?e l r n o = 乏ii p 2 音+ o 1 乒2 + 2 一1 3 ) 其中2 亏手为励磁转矩，为一相绕组通入电流时，随转子位置不同，电枢绕组与励磁绕 组的互感发生变化而产生的转矩；乙= i 1 2 万a l p 为磁阻转矩，为一相绕组通入电流时，随转子位 置的不同，电枢绕组自感发生变化而产生的转矩分量由图2 - - 3 可知，因为电感在一个周期内 是对称的，由电感变化产生的磁阻转矩平均值为零，但磁阻转矩的存在造成一相合成转矩的脉动。 电机的总转矩为各相输出转矩的线性叠加。 由和砀的表达式可以看出，的方向与电枢电流方向无关，与电枢绕组自感变化率有 关；既与电枢绕组电流方向有关，也与励磁绕组电流方向有关，同时又与电枢绕组与励磁绕组 的互感变化率有关。由于在s d f d s 电机中，励磁绕组的匝数要远多于相绕组的匝数，由式( 2 - - 8 ) 可知，相绕组与励磁绕组互感的变化率要远大于相绕组自感的变化率，因此，励磁转矩砀 远大于磁阻转矩7 岳 勿勿力乃 o o 丘0 o 厶0 0 厶o o 0 第二章s d f d s 电机调速系统的基本原理及其数学模型 j| ii 晓 + 图2 4 相绕组自感和相绕组与励磁绕组互感、电枢电流波形 如图2 - - 4 所示，当转子齿进入定子齿区域时，磁通随之增加，二并 0 ，电枢绕组与励磁绕 口口 组中均通入正电流，产生正励磁转矩：当转子齿进入定子齿重叠位置离开定子齿时，磁通随之减 a ， 小，= 善 0 ，电枢绕组中若通入负电流，同时励磁绕组通入正电流，仍产生正转矩。 d f s d f d s 电机与d s p m 电机控制方法类似。s d f d s 电机的输出转矩既可以通过控制电流大小 或导通区间来改变，也可通过采用单拍或双拍的运行方式来控制；改变电流极性和导通顺序，即 可改变转矩方向。因此，s d f d s 电机可方便地实行四象限运行，控制十分灵活1 1 。 2 2s d f d s 电机的数学模型 s d f d s 电机与一般交流电机不同，它以脉动磁场进行工作。由于电机结构和磁路饱和效应 的影响，电机参数和各个物理量随着电枢电流和转子位置的变化规律非常复杂。但s d f d s 电机 的工作原理仍符合电工理论的基本定律，如能量守恒定律、磁路定律、电路定律、牛顿运动定律 等。 2 2 1 电压方程 根据基尔霍夫电压定律和电磁感应定律，施加在定予各绕组的端电压等于绕组电阻压降和绕 组磁路变化而产生的感应反电势之和，即： 陆i r i s + 掣= r i i + 陋】掣+ 掣 ( z 叫) 式中【叨= 虬 叶 ，【用= 咒 r 足 吩 9 东南大学硕士学位论文 2 2 2 磁链方程 相绕组的合成磁链为各相电流和自感、励磁电流和相绕组与励磁绕组间的互感的函数，励磁 绕组的合成磁链为励磁电流和自感、各相电流和相绕组与励磁绕组间的互感的函数，即如式( 2 1 2 ) 所示。 在凸极结构和饱和效应的影响下，相绕组自感和相绕组与励磁绕组之间的互感均为电流与转 子位置角的函数，因此，合成磁链也是电流和转子位置角的函数。 2 2 3 电势方程 由式( 2 - - 1 2 ) 、( 2 - - 1 4 ) 可得 吲= 警= 蔓芈= 掣吲删la 1 承f l 式中吲= 巳 毛 乞 e f 2 2 4 转矩方程 ( 2 1 5 ) 转矩求解方程可以根据功率平衡原理得到，在不计铁耗的情况下，由电源输入绕组的功翠为 ，：计m = z i r a l z l + 抄掣阱躬 旺d 】) ( 2 - - 1 6 ) 根据各项的物理意义，可写成如下形式 乓2 乇+ t o o + 云( ) ( 2 - - 1 7 ) 式中，口为转子角速度，丁为总的输出转矩，为磁场储能，为电机铜耗，如为电机从电源 吸收的功率。 因此可知转矩方程如式( 2 - 1 3 ) 所示。 同时可知平均转矩如下式所示： = 子f ，甜 ( 2 - 1 8 ) 2 2 5 机械运动方程 对于旋转电机，其机械运动方程为 r = z + ，兰竺 毋 d 占 d t 式( 2 1 9 ) 中，j 为系统转动惯量，乃为系统负载转矩。 1 0 ( 2 1 9 ) ( 2 2 0 ) 第二章s d f d s 电机调速系统的基本原理及其数学模型 转动惯量可以由电机的几何尺寸直接计算出，由于双凸极电机转子上无绕组，且其截面形状 一般可以近似解析。因而，若知电动机转子冲片几何尺寸，根据定义容易导出转动惯量，的公式， 即口8 】： ，砜隆讲+ 等慨叫) 1 ( 2 - - 2 1 ) 其中，p 为铁芯材料密度，一般为7 8 1 0 3 k g m ，上r 为转子铁芯长度，为转子极数，为转子 极弧角，见为转子凸极外直径，d j 为转子凹槽外直径。 图2 5 转子冲片几何图形 由给定样机的几何尺寸，可得电机的转动惯量j = o 0 0 1 2 k g m 2 。 2 3s d f d s 电机的控制策略 2 3 1s d f d s 电机的自然机械特性 = 李卜1 孚 哆2 _ 豸_ i p = 陪一c ， ( 2 - - 2 2 ) ( 2 2 3 ) 肌：。鲁删；私争 在正负半周开关角对称的情况下，磁阻转矩平均值接近于零p 1 。由式( 2 - - 1 3 ) 、( 2 - - 1 8 ) ，( 2 - - 2 3 ) 可知，电机的自然机械特性为： 乙= q 鲁一啦 ( 2 2 4 a ) p=q虬一a2(2-24b) 东南大学硕士学位论文 其中q 。秽荆船吒2 考r c 2 ，p 印柚和毋均与m 无关 由式( 2 - - 2 4 ) 可知，当励磁电流保持不变，电枢端电压不变的情况下，转矩与转速成反比， 功率与转速成线性关系，随着转速的上升，转矩与功率均下降。 2 3 2s d f d s 电机的控制方案 根据s d f d s 电机的自然机械特性，s d f d s 电机的控制方式既与d s p m 电机的控制方式有相 似之处i 】j ，如可以进行低速时的电流斩波控制( c c c ) 和高速时的角度位置控制( a p c ) ，同时又 有不同之处，s d f d s 电机的磁场由励磁绕组产生，克服了永磁电机磁场调节困难的问题，s d f d s 电机通过调节励磁电流，来调节电机磁场磁通，从而达到弱磁升速的目的，因此具有良好的调节 性能，这是s d f d s 电机的重要特点。根据电机的转速范围，s d f d s 电机可采用以下调速控制方 法： ( 1 ) 基速以下，电流斩波控制( c h o p p e dc u r r e n tc o n t r o l ，简称为c c c ) ，输出恒转矩特性。 当s d f d s 电机在低于基速范围内运行时，为限制电枢电流不超过允许值，应调节外加电压 u s 和正负开关角五个可控变量。此时，励磁电流保持恒定值。若要在0 速度范围内获得恒转 矩特性，则可固定正负开关角，通过斩波控制绕组电压。具体方法为：用电流的限值来控制u i 加在导通相绕组上的有效时间，以实现电枢电流值的限定和得到恒转矩特性，改变限流幅值的大 小，即可控制输出转矩。此法即为电流斩波控制，图2 - - 6 所示为电枢电流斩波波形。 图2 - - 6 电枢电流斩波波形图2 - - 7 电枢电流a p c 波形 ( 2 ) 基速以上。第- - - - t l 缶界转速。以下，角度位置控制( a n g u l a rp o s i t i o nc o n t r o l ，简称 为a p c ) 。输出恒功率特性。 角度位置控制指对开通角和关断角进行控制，来改变电流波形以及电流波形与绕组电感波形 的相对位置。此时，励磁电流仍保持为恒定值。当s d f d s 电机在高于魄的速度范围内运行时， 因为绕组的反电势较大，且各相主开关器件导通时间较短，因此电流较小。此时采用a p c 方式， 通过增大导通角，保持电枢电流给定值为最大值，增大电枢电压加在导通相绕组上的有效时间， 即可增大电枢电流的有效值，从而增大电机的输出功率，适合于恒功率负载，图2 7 所示为电 枢电流在a p c 控制模式下的电枢电流波形。 第二章s d f d s 电机调速系统的基本原理及其数学模型 s d f d s 电机的一个重要特点就是除了上述两种调速控制方法以外，还有调节励磁电流的方 法。 ( 3 ) o 。以上，通过调节励磁电流的控制方式达到弱磁升速的目的，输出恒功率特性【3 2 j 。 弱磁调节常用于直流电动机和同步发电机，直流电动机的弱磁调速为了控制直流电动机输出 恒功率特性，以测得的反电势为基准，作为判断励磁绕组调节励磁电流的依据。同步发电机的弱 磁是为了控制发电机端电压恒定，通常是以端电压作为判断励磁绕组调节励磁电流的依据。 当s d f d s 电机的速度在第二临界转速。以上时，电机的导通角己达到最大，电枢端电压达 到最大，a p c 控制方式已经不再有效，此时通过减小励磁电流，可以降低磁通，维持反电动势不 变，转速才能上升，从而达到弱磁升速的目的。弱磁会使电磁力矩成比例下降，因此这种弱磁调 速只能是恒功率调速。 2 3 3 恒功率弱磁控制方案的确定 本文的难点是调节励磁电流，理论上可依据反电动势e 的大小来调节励磁电流。但在s d f d s 电机中反电动势不易直接测量。由电机的电压方程 u p = ip r p + e = ；p r p + ! ! 学( 2 - - 2 5 ) 可知，s d f d s 电机的反电动势可通过测量绕组端电压和相电流而间接获得。然而，在s d f d s 电 机驱动系统中，为了减少所用功率器件，降低成本，驱动系统常采用分裂电容式半桥功率变换器。 此时，正相端电压为在任一时刻导通相通过正电流的端电压，负相端电压为在任一时刻导通相通 过负电流的端电压。因为采用双拍运行方式，在任一时刻两相导通，分别流入正电流和负电流， 两相电流可利用s i m u l i n k 中的m i n m a x 模块。任一时刻三相电流的最大电流即为正电流，三相电 流的最小电流即为负电流。因此可得 q = l 呲r + q = r + d ( l + i + + = = l 一i ) ( 2 2 6 ) u - 叱r + ：l r + 坐掣 ( 2 _ 2 7 ) 式中，尺为每相绕组的电阻。由于电机绕组电流正负半周不对称，电容中点电压会发生偏移，正 相端电压和负相端电压并不恒等于电源电压的一半，即非恒定值，而是时刻在变化，因此“和已 脉动很大，不足以作为调节励磁电流的根据，可知该方法并不可行。 易于知道 以一以= u( 2 - - 2 8 ) 其中( ，为整流后电源电压，为常数，励磁电流为直流电流，电枢电流为方波，即型：霉：! 彗：0 ， d ta t甜 因此，式( 2 - - 2 6 ) 减去式( 2 2 7 ) ，可得 u = ( 。一。) 宾+ 乞= ( 一t 皿+ i ，c 出l t + _ - + 誓警一鲁一。誓 其中巳= q t ，若电感变化率如图2 4 所示，设等= 一等= 与， 刚式( 2 - 2 9 ) 可改写为 u = ( t 一咖) r + 乞= ( 一t ) 只十毛街+ 屯脚+ t 岛国+ 0 屯 1 3 ( 2 - - 2 9 ) i d l + ：一等：如，分颤， d 8d e ( 2 3 0 ) 东南大学硕士学位论文 若为矩形波，则t = 一t ，可推得电机的转速为 口：竺二! 塑( 2 3 1 ) 2 i , 当电机转速高于第二临界转速时，此时控制器输出最大电压 厶给电机，可在维持控制器输 出最大电压【k 的前提下通过减小励磁电流来实现弱磁升速。电动机的输出功率为 p = e j + + e _ l = ( 屯一) 【以 ( 2 3 2 ) 由式( 2 3 2 ) 可知，若维持矗不变，则电动机功率保持不变，不同转速时容许输出功率基 本相同，即为恒功率调速方法。 因为电源电压【，为常数，无偏差。并且易于测量。因此本课题以u - ( ，曲r 作为调节励磁 电流的依据，由于u 和尺为常数。同时由于实际硬件设计中要用到霍尔电流传感器来直接测得三 相电枢电流和励磁电流，因此可以直接利用( ，曲作为调节励磁电流的依据。随着转速的升高， 电枢电流的最大和最小值的绝对值都在减小，当该反馈信号小于给定值时，电动势p i 调节器退 出饱和，使励磁电流给定值降低，从而减小励磁电流，减小电机内磁场，从而可使电机转速达到 更高。 2 3 4 p i 调节器 为了实现电机控制系统中转速的闭环控制，需要p i 调节器来得到电机的给定电流值，如果 比例控制器已获得良好性能，但响应中的稳态误差特别大，在这种情况下可以使用p i 控制器。 积分项可以消除设备响应中的稳态误差。为了逐渐降低稳态误差，积分项的蜀增益一般设置为较 小的值。如果岛和丘的符号选择正确，p i 控制器将产生一个执行器命令，利用比例增益使输出 中的误差趋于0 。如果比例控制器已获得良好性能，但响应中的稳态误差特别大，在这种情况下 可以使用p i 控制器【3 9 】。 数字p i 调节器的表达方式为 f m = k ，如+ k tjedo(2-33) ； 由于s d f d s 电机表达方式比较复杂，不能直接采用公式来得到比例和积分系数，调节p i 控 制器的方法如下： 1 ) 首先，根据式( 2 - - 3 3 ) 所示的算法实现控制器，选择较小的局值。现在设置五= o ，较 小的墨可以降低出现过量超调和振荡的可能性。 2 ) 用输入信号驱动控制器和设备，进行测试。测试结果应是较慢的响应，使输出中的误差 逐渐趋于0 。 3 ) 小量递增巧值，重复测试，响应速度应增快。如果髟变化过大，将引起超调和振荡。 4 ) 继续递增局值，重复测试。如果得到满意的系统性能( 稳态误差除外) ，则执行步骤5 ) 。 如果在达到可接受的响应时间之前出现过量超调和振荡，则需要增加微分项。 5 ) 将局设置为较小的值，重复测试。观察稳态误差减小到可接受的较小值所花费的时间。 6 ) 继续递增蜀值，重复测试。如果局过大，响应中的超调也会变得过大。选择局值，使稳 态误差快速减小，同时超调在可接受范围内。观察执行器饱和。这种饱和会增加响应中的超调。 1 4 第二章s d f d s 电机调速系统的基本原理及其数学模型 当出现执行器饱和时，p i 或p i d 控制器经历了一种叫做积分器饱和的现象，在过程控制应用 中也称为复位饱和。积分器饱和是执行器不能完全反应其指定行为期间对大误差信号积分的结 果。问题是被积分的误差项在这段时间内达到很大的值，引起系统响应出现过量超调，随着执行 器在其运动范围的两个边界之间变化，也可能出现振荡。显然，在良好的控制器设计中应将积分 器饱和现象减小到可接受的程度。 减小积分器饱和影响的一种方法是。当误差信号的幅度( 绝对值) 大于门限值时，停止积分， 即在大误差信号期间，将积分输入设置为0 。 2 4 恒功率弱磁控制的仿真结果 2 4 1 稳态恒功率弱磁控制的仿真结果 随着电机转速的升高，反电势随之升高，导致电枢电流减小，由式( 2 2 2 ) 可知，在高速 时适当减小励磁电流可以增大电枢电流。因此根据上述数学公式，利用m a t l a b 软件中的 s i m u l i n k ，s i m p o w e r s y s t e n b 工具箱，参照文献 2 4 ，4 0 , 4 1 建立s d f d s 电机的稳态仿真模型。电机 的非线性电感是建模和仿真的关键，由于电机结构和磁路饱和效应的影响，三相自感和电枢绕组 与励磁绕组之间的互感并非常数，它们是关于转子位置和绕组电流的非线性函数【l ”。本课题仅考 虑为与转子位置有关的函数，利用有限元分析软件a n s y s ，计算一个周期内部分点的电感，利用 s i m u l i n k 中的l o o k u 口t a b l e 模块实现一个周期内所有角度对应的电感和互感值。本仿真模型采用 分裂电容式半桥功率变换器。 在正负关断角一定时，即日毋= 1 7 5 0 和只呼= 4 0 。，保持最大导通角和最大电枢电流给定值， 即正负开通角分别为只。= o o 和日，= 2 2 5 。，在给定转速不变的情况下，对电机施加不同的励磁电 流，得到电机可以输出的平均输出功率，以2 5 0 0 r p m 为例，得到的电机平均输出功率与励磁电流 的关系如图2 8 所示。 由图2 - - 8 可知，电机稳态运行于同一转速时，随着励磁电流的减小，电机输出功率先增大 后减小。因此，电机转速在高于基速后，同时在带恒功率负载的情况下，可以通过适当减小励磁 电流的方式，增加电机的输出功率，从而使电机有