（电力电子与电力传动专业论文）低压交流稳流电源的研究与设计.pdf

a b s t r a c t a i mt ot h el o w - v o l t a g ea cc u r r e n ts o u r c ea p p l i e df o rh e a tc h a r a c t e r i s t i c st e s to f l o w v o l t a g eb r e a k e r s ，t h i sd i s s e r t a t i o np r o p o s e sat h r e e - s t a g ec i r c u i tt o p o l o g i e s ，w h i c h a d o p t st h eh i g h - f r e q u e n c y - - l i n ks t r u c t u r et o a b o l i s ht h ec o n v e n t i o n a ll o w - f r e q u e n c y t r a n s f o r n l e rf o rm a t c h i n gt h ev o l t a g em a dc u r r e n t t h r o u g ht h er e s e a r c ho ft h er e l a t e d t h e o r y , t h ec o m p a r e da n a l y s i sa n ds i m u l a t e dc a l c u l a t i o n ，ad e s i g nm e t h o df o rt h e p o w e r , c o n t r o l a n dd r i v e nc i r c u i ti nt h ep r o p o s e dc o n v e n e ra r ed e s c r i b e d ，t h e e x p e r i m e n t a l r e s u l t si n c l u d i n gd a t aa n dw a v e f o r m so f e a c hs u b - c i r c u i ta r eg i v e n w i t ht h e s t u d y o fz v sm o d eo ft r a d i t i o n a l b a s e s h i r e d f u l l b r i d g e ，t h i s d i s s e r t a t i o ne m p l o y san o v e lf u l ll o a dr a n g ez v s p h a s e - s h i f t e df u l lb r i d g ec o n v e r t e r w i t l lc u r r e n t d o u b l e r - r e c t i f i e ra st h ed c d cc o n v e r t e li t s w o r k i n gp r i n c i p l e s a r e a n a l y z e da n di t sz v s r e a l i z e dc o n d i t i o ni sp r e s e n t e do nt h eb a s i so fs i m u l a t i o na n d e x p e r i m e n tb y t h es y n t h e s i so fl o w - v o l t a g ec h a r a c t e r s ，as i n u s o i di n v e r t e rc i r c u i ti s d e s i g n e d w h i c ha p p l y i n gp a r a l l e lc o n n e c t e dl o w v o l t a g e p o w e rm o s f e t , s i n g l e p o l a r i t ys p w m a n dd u a l - l o o pc o n t r o lm e t h o d ，m e a n w h i l e ，t h ec u r r e n ts o u r c em o d e l i sd e s c r i b e da n dt h es i m u l a t i o na n de x a n l i n a t i o ni sa c c o m p l i s h e d ai m p r o v e dd r i v e n c i r c u i ti sp r o p o s e dt oe n h a n c et h ec u r r e n td r i v e nc a p a b i l i t yi nt h i sp a p e r , i t sh a st h e m e r i t so f h i g h s i m p l e c i r c u i ts t r u c t u r ea n dw i d er a n g ea p p l i c a t i o n 浙江大学硕士学位论文 第一章绪论 1 1 背景概述 空气断路器( 俗称空气开关) 广泛地应用于工矿企业、机关院校、商店和住宅。 因为它具有较好的过载和短路保护功能，逐步地替代了闹刀开关和保险丝。以常 用的低压塑壳断路器为例，一般可用来分配电能且作为线路及电源设备的过载、 断路和欠电压保护；亦可作电动机保护用，用作鼠笼型电动机的启动和运转中分 断以及作为电动机的过载，短路和欠电压保护。按照有关的国家及行业标准，低压 断路器动作特性试验应包括短路瞬时断开、过载瞬时或定时限断开以及热脱扣反 时限动作三类保护特性试验，它们常常作为产品出厂检验试验的一部分。因此，为 了保证产品的质量，无论是出厂试验还是型式试验都要进行其中之的长延时热 脱扣试验。空气断路器的热脱扣机构一般由双金属片组成，当电流通过时，由于 电流的热效应导致双金属片弯曲变形。若通过的电流超出允许范围，即会带动机 械联动机构，使空气断路器的触点断开，也就是开关脱扣，实现过载保护。所以 试验目的是考核产品的热效应，即过载保护性能，并作为判断此产品的短路保护 与过载保护脱扣器是否合格的重要依据，意义重大。 根据电流与热量之间是平方关系，为保证温升试验的准确性，测试正弦电流必 需稳定、精确，同时为避免正弦波的高次谐波趋肤效应对热效应的影响，对正弦 波失真度也作了一定要求，根据国家标准g b l 4 0 4 8 2 9 4 要求，长延时热脱扣试验 的电流误差不大于i ，正弦波失真度小于5 。 目前在国内很多场合正在使用的方式是直接利用调压器及变压器为待测试负 载( 即断路开关触点电阻) 提供一个测试用电压源，由于电源电压的波动及载流 回路中引线电阻和负载本身电阻的变化，一般手操作试验无法达到国标中稳流的 要求。表i 中列举以j h d m l 系歹( 1 0 a 1 0 0 a ) 系列塑壳式断路器为负载的相关测试数 据。该试验是在手工操作下，每次将六个相同型号断路器串联作为变压器输出端 负载进行的。以检测根据国标要求，当断路器通过1 0 5 i 。( i 。为额定工作电流) 时， 两小时内断路器脱扣开关不动作，实验线路如图1 。1 所示。 图1 。1 采用手工操作实验线路图 第1 页 浙江大学硕士学位论文 表1 1 人工操作条件下数据 断路器规格a测试电流( 1 0 5 蚴a起始电压v终了电压( e l a 后) v测试温度 2 02 12 5 52 6 0室温 3 23 3 62 5 02 6 0室温 4 04 21 9 2 1 9 5室温 5 05 2 51 8 51 9 0室温 6 36 6 1 51 8 22 0 0室温 8 08 41 8 21 9 2室温 1 0 01 0 51 4 0 1 4 5室温 备注：上表为6 个断路器串联后，电压表测变压器输入端所得的数值。 由表1 1 中数据可知：在两小时期间，由于断路器触点电阻和线路电阻的正温 度系数特性，阻值随热积累效应逐渐升高，因此需要人工不断地调整调压器电压 爿可保证试验期间测试电流稳定，人工调节的响应时间是秒数量级，再加上人为的 因素以及输入侧电压波动的影响，在实际操作中难以使电流符合国标要求。 对理想测试电源的要求是希望能在测试期间始终保持电流稳定，也就是说需要 一种自动调压器，用以补偿电源电压的波动及回路电阻的变化，使回路中电流保 持恒定。因此稳流过程实际上可看作为自动调压过程，而且为了避免暂态过程对 电流热效应的影响，要求自动调压的过程，也就是稳流源的响应时间尽可能地短。 目前稳流方法的研究在直流小功率方面较多，在交流稳流方面较少。热脱扣试 验用交流稳流源主要集中在对如下方法的研究上l l j 【2 】： 采用反馈系统控制伺服电机，通过机械传动系统调节自耦调压器来实现调压稳 流。由于电机和传动系统的机械惯性调整速度较慢且易产生振荡，很难实现稳 定的调节。 用具有反馈系统的可控硅调相电路来实现稳流。但该方法通过调整可控硅截止 角实现调压稳流，正弦波将严重畸变，不能满足波形精度要求。 以铁磁元件为调整元件( 磁放大器) 的稳流线路。它的不足之处：因为磁惯性大， 响应时间较长；磁系统的线性工作区小，一般情况下只能实现小范围定点稳流； 磁系统会产生严重的波形畸变，功率因数低。 采用电压分节网络。使用一个多绕组变压器，反馈系统通过双向可控硅在正弦 电流过零点切换绕组调压，实现稳流。缺点在于稳流精度取决于绕组间的最小 变比，不能消除电网电压的畸变的影响。 采用传统的模拟的功率放大器，其优点是波形的线性度好、稳定度高、失真度 小、波形平滑，但它的缺点是效率低下、发热量大、严重影响整机的工作。 国内相关产品多采用上述技术之一，故普遍存在效率、稳定、动态响应方面的 问题，技术本身较为陈】日。而国内外文献中关于稳流源的研究范围较广，包括了 对电流型逆变器拓扑的研究1 2 9 】：稳压、稳流逆变电源的反馈控制性能的研究【2 7 】【3 l 】， 第2 页 一一 塑坚查堂堡主堂垡丝塞 电流源数字控制的研列2 8 1 p 0 1 等等，因此有必要结合国内外相关研究进展，利用现 代电力电子技术，制作出高精度、高稳定性，综台指标更为出色的交流稳流电源。 1 2 课题研究方案进展 整体来说，由于受测试负载和测试要求的制约，基于长延时热脱扣试验用电源 从输出特性上是种低压交流稳流源，其原因及主要表现为： 1 ) 作为负载的低压断路器触点阻抗可视为纯阻性，相对于其他交流特种电源，如 u p s 等，在负载适应性上要求不高。但是每一个断路器电阻很小，即使在实际测试 时将其三相触点串联，总阻值仍不过从几毫欧到近百毫欧范围不等；由欧姆定律 可知，即使输出电压很低，已足以在该负载上流过很大的电流，因此其典型输出 特性为低压大电流特性。 2 ) 稳流源的特性需要对输出电流进行反馈控制，旨在对负载变化进行补偿以实现 稳流的要求；但当断路器实现脱扣，即负载为无穷大时，稳流源输出电流瞬间降 为零，而输出端电压往往出现电压跃升而需要作过压保护，这里与常见的电压源 的短路过流保护对偶。由于输入电流型逆变器输入端串接有一个大电感，电流瞬 变会在其两端感应产生极高的电压，尤其在大电流场合更甚。这一特点大大增加 了开路时过压保护的难度，因此实际拓扑结构应采用电压型稳流源。 有基于此，本课题一期项目所研究的稳流源采用电压源型电流源方案，即常规 的a c d c a c 变换结构，见图1 2 。不控整流桥把单相交流市电变换为正弦半波。 p f c 电路由单相b o o s t 变换器构成，可以提高网侧功率因素，降低网侧电流的t f i d 值，升高整流输入电压，为逆变部分提供一个合适的直流母线电压。逆变电路为 单相全桥拓扑，双极性s p w m 输出；完成正弦电压产生，快速调压稳流功能。逆 变输出的高频s p w m 波经过l 、c 滤波，得到平滑正弦波。由于负载电阻小，电 压低、电流大，采用工频变压器对负载进行降压升流，实现高压逆变侧与负载之 间的电特性匹配”j 。 一lj1 卜 = 1 扯扛1 v - 。一卜 t 】【 1 鼍_ 鼍l ： 日姜 不控整流p f c双极性s p w m 工频变压器降压升流 图1 2由工频变压器实现电压、电流匹配的方案 一期方案特点在于：使用了工频变压器，除了实现与输入端电器隔离外，逆变 主电路电流相对较低，功率器件的电流应力低，易于选择和控制，实现起来较为 第3 页 浙江大学硕士学位论文 2 容易。但使用工频变压器也存在有明显的问题： 体积庞大且笨重，工频变压器铜损、铁损都较高，整机的效率难以提高。 变压器磁化曲线的线性区范围很短。由于磁场强度与激磁电流幅值成正比，当 激磁电流升高通常会使变压器工作点由线性区域进入非线性区，此时逆变器阻 抗特型由线性变为非线性，增加了逆变器输出负载适应性的难度，因而必须对 负载电流直接采样反馈。而且如果采用电流双环控制，且外环为负载电流平均 值反馈，利用p i 校正以减小系统稳差的方案时，外环反馈环节的低频滤波电路 转折频率需低于1 0 0 h z 以滤除大量二次谐波，也因此滤除了大量由于非线性负 载引进的低次谐波，其结果是对输出侧电流波形控制大大降低，输出电流t h d 随负载的增加而恶化，直至超出指标规定范围。 在s p w m 全桥逆变器输出侧的工频变压器必然存在有直流偏磁【4 j ，该直流偏磁 会导致铁心饱和，不仅加大了变压器的损耗，降低了效率，增大了噪声；而且 使两路功率开关管中的电流不平衡，降低了管子的有效利用率。如果偏磁继续 积累，铁芯进入深度饱和，磁工作点进入非线性区，变压器铁心相对导磁率将 迅速减小，导致励磁电流迅速增大，甚至会引起逆变颠覆，使功率开关管因过 流而损坏，严重影响了s p w m 全桥逆变器的正常运行。因此必须增加专门的 电路采取措施加以解决，增加了线路的复杂性。 作为现代电力电子技术重要领域之一的高频链技术利用高速开关的电力电子 器件，省掉了传统领域大量使用的工频变压器，使得整机重量减轻，成本相对降 低并利于获得更好的静态和动态性能。由此思路，在二期课题中提出了采用高频 链省去工频变压器实现电压、电流匹配的低压交流稳流源的方案，如图1 3 所示。 j【】t i r - d c h f a c h f a c = ：淅 1 v _ 1 匕 = d c i 、 - l 】ljl 不控整流p f c电压、电流匹配d c l f a c 图1 3 采用高频链实现电压、电流匹配的方案 负 载 在该方案中，为提高输入侧功率因数，降低输入电流谐波和电流应力，仍然 采用b o o s t 型升压电路实现功率因数校正，中间级利用高频变压器取代工频变压 器，克服了r h 于- i 频变压器带来的问题，实现输入与输出之间的e g 玉, 、电流匹配 和电气隔离，后级电路在低低电压实现逆变。总体可表示为p f c d c h f a c h f a c d c - - d c l f a c 三级功率变换结构。 第4 页 浙江大学硕士学位论文 低压交流稳流源工作条件和技术指标如下： 输入电压：u - a c = 2 2 0 v 士2 0 ，频率f = - 5 0 h z 土5 。 输出电流：1 0 1 3 0 a ，连续可调。 最大输出功率p o = 1 0 0 0 w 。 负载为纯阻性，六个工位断路器串联。 稳流精度兰1 、电流波形失真度s 4 、响应速度型0 m s ( 校验起始时允许_ 所有开关视为理想器件，导通电阻为零，但与软开关工作过程相关的m o s f e t 寄生二极管和寄生输出电容保留： 图2 7 带有倍流整流全范围z v s 移相全桥变换器 第1 2 页 v o 塑望查堂堡主兰焦丝苎 图2 9 为电路工作在稳定状态各阶段工作的在一个开关周期t s 的波形图，共分 为十二个状态，电量参考方向如图所示，现分析如下： 在t = t o 时，超前桥臂的开关s 1 和滞后桥臂开关s 3 导通，电流i 1 、i 2 分别流经 对应的开关管、隔直电容和耦合电感后流入变压器原边绕组；变压器副边输出电 流流过二极管d e a 。此阶段原边电流i v 满足关系= + f 2 = 厶2 m 。，耦合电感 端压v a b 与两个大小相等、方向相反的电压源v c b l 、v c b 2 串联后在输入电源正极 构成回路，因此a b 两点电位相等，即v a b = o ：由于耦合电感反并联且匝比相等， 满足关系v a c = v c b ，以及v a c + v c b = v a b ，故可得v a c = v c b = 0 成立，即a 、b 、c 心： t r | k y 。， 1 洲r + 于 ：? d l 也 图2 8 带有倍流整流全范围z v s 移相全桥变换器等效电路 v o 三点该阶段电位相等，因此变压器原边电压v p = l 2 v i n 。除此之外，该阶段由于 v a c = v c b = o ，耦合电感的激磁电流i m 维持恒定，如图2 9 所示。耦合电感的相等匝 比决定了其两耦合绕组中电流满足i a c = i b c = 1 2 i v ，并由节点电流关系可推知： i 1 | = i m + i a c = 1 2i p + i m ；i 2 = l 2 i p i m 。副边d r 2 导通流过全部的输出电流，d r l 处于截 至状态。 当t = t ，时，s 1 关断，电流i l 分别开始对结电容c 。s l 、c o s 2 充电和放电，两电容 电压之和等于输入电压v i 。，故v s l 和v s 2 以相同斜率相反向变化，桥臂中点电位 变化引起a 点电位以同样电压斜率下降，而b 点电位保持不变，致使v a b 在t 2 时 刻由零电压变为一v j n ，同时v 。从1 2 v m 变为零电压，v 。2 电压降至零电压。之后 i 。从m o s f e t 开关管s 2 的寄生二极管续流，设定死区时间使s 2 管略迟于t 2 之后 导通，以实现其z v s 条件，见图2 9 。t 2 时刻起变压器副边二极管d e a 持续导通续 第1 3 页 浙江大学硕士学位论文 流，原边电流保持不变i p = i o 2 n t r ，同时l m 端压v a b 是- - v i 。，所以i m 将以斜率 一v 。，l m 下降，由i l = l 2 i p + i m ，i 2 = l 2 i p i m 之关系，i l 和i 2 相应以相同斜率下降和 上舟。t 3 时刻i m 下降至零，之后继续反向增加；i j 持续下降而i 2 持续上升。 在t = c 4 时，s 3 关断。在电流i 2 作用下实现对该桥臂上下两开关管结电容充、 方电，v s 3 和v s 4 变化斜率相同。同样地，桥臂中点电压下降造成b 点电位下降 _ t ； i i ； ：； 一 l ；i ： i 强 ： i ； j i ： i ；i r“k 蒌 t ； 一 ，i v i n i t ， i v m t j ；i ； yi t ” r l ： 一 ! ! k rk t ；l ! r ： l ；￥ d t s 2 ； l l ； ik l ；iv d 2 n t r r l m ； ；千 口i ；：1 ! ： i i=2 ：，o h i 一 ； ；、v ，以l r jl 、 ：i i r ；ji ：= i f 2 + i m ：y正 ? t i j 、 ：，_ 一 ： 一 vi 2 = i 萨眭 _t ； ：， ： f t ，h b岛t m t t1 t ”“3 图2 9 各电量关键波形 而a 点电位在一1 2 v ，。不变，因此v a b 电压开始由一v i 。上升，至t 5 上升至零电 压后由于s 4 寄生二极管导通流过i 2 ，将v a b 电压筘位于零；同样地，v p 由零电位 第1 4 页 屺 岫 岫 二 魄 h 坫 i k 浙江大学硕士学位论文 下降至一1 2 v i n ，且变压器副边电流在承受负压作用下开始在二极管d r l 和d r 2 间 换流，d m 中电流上升，d w 中电流下降，所以原边电流i p = ( i d 她- - i d r l ) 2 n t a ，换流 过程到t 6 时刻结束，换流结束后各电流量保持恒定。需要说明，s 4 的开通信号经 过死区略迟于t s 时刻v s 4 下降到零电压之后，实现其零电压开通。 在t 7 t 1 3 时刻，变换器工作变换工作在后半个工作周期，工作方式与前半周期 方式类似，分析省略。 2 3 实现全负载范围z v s 条件 由图2 9 可知，由于有耦合电感的激磁电流i l m ，超前桥臂s l 、s 2 和滞后桥臂 s 3 、s 4 的软开关均有辅助网络的参与以实现全范围的z v s 。当s 1 和s 2 转换时( 如 图中t 1 t 2 ) ，电流订= 1 2 i v + i m 为最大值；s 3 、s 4 转换时( 如图中阶段k q 6 ) ，电流 i 2 = i 2 i p i m 也为最大值。最大值均可表示为： 1 。= i 2 。= 。+ l( 2 一1 ) 上 其中i m 为耦合电感激磁电流最大幅值。 1 耦合电感设计。 由前面的工作特性分析可知，其超前桥臂实现z v s 的能量来自耦合电感和副 边输出电感的能量，而滞后桥臂z v s 能量则仅来自耦合电感和线路漏感l k ，显然 如果滞后臂z v s 条件满足时，超前臂必然也满足条件。另外为了削弱漏感带来的 缺点，希望在合理设计的前提下尽量将漏感值降至最小值l 咖。，因此忽略轻载下 漏感能量，实现滞后臂全范围z v s 首先应满足下面关系： ；k k 2 c v , 0 2 ( 2 2 ) 式中c = c 。3 _ c 0 5 4 ，为开关管s 3 ，s 4 的寄生电容。可以初步认为当输入电压为最 大值时v 。，选择合适的耦合激磁电感l m ，使上式始终成立即可实现全范围z v s 。 如图2 9 所示，当占空比为d 、变换器t 作频率为工时，i m 可表示为： 2 等 q 1 ， 如果按照滞后桥臂软开关最差条件，即空载情况下设计，则此时由于d o ， 将其和( 2 - - 2 ) 、( 2 - - 3 ) 式联立，可得关系式： k 镑峥2 c ( 2 - - 4 ) 解( 2 - - 4 ) 式可得空载且最大输入电压条件下，实现软开关l m 应满足的条件： rf 1 切3 3 2 c f 。2 第1 5 页 ( 2 5 ) 浙江大学硕士学位论文 可见l m 的选择与输入电压v i 。变化无关，软开关实现对输入电压适应性好。 由( 2 - - 2 ) 、( 2 - - 3 ) 两式可知，辅助网络存储能量适应负载的特性表现在网络能 量与( 1 - - d ) 2 成正比。因此占空比越大时，能量反而越小；又因为实际漏感要求 设计很小，即使在大电流下储存得能量也有限，故可能造成重载下软开关变得恶 劣，甚至失去软开关条件。所以可以考虑在最大占空比d 。a x 时设计z v s 实现条件， 仍旧忽略漏感能量，则l m 需满足关系式： 耻等 ( 2 6 ) 此时对应的辅助网络激磁电流i m 为在空载条件下所设计i m 的1 ( 1 一d 。a x ) 倍，因此在空载时导通损耗会相应增加，降低整机效率，因此最大占空比d 。应 避免过大。 从减小副边绕组占空比丢失和降低副边二极管寄生振荡等角度来看，尽量减小 漏感，减小漏感中的能量取而代之以辅助网络能量实现软开关是可取的。缎设从 极限出发，认为将漏感完全减小至零，即副边二极管换流过程瞬间完成，朗图2 9 中t 4 - - t 6 过程趋近于零。则滞后臂实现z v s 的条件变为： ( 2 7 ) 也就是说滞后桥臂换流期间，辅助网络要提供全部的负载电流和实现桥臂了1 ：关 z v s 的电流。由( 2 7 ) 式确定的条件，辅助网络能量要求很大，设计成本提高， 同时导通损耗显著提高。 而当l m 大小和死区时间t d 都己确定，如果相应的漏感过小时同样会出现上述 问题，在轻载下可以实现软开关的预设死区t d 内，随着负载的增加，由于漏感大 小的不同可能出现两种情况： 当原本用于实现s 4 管软开关的电流i 2 迅速下降到零时，s 4 的寄生电容电压 v s 4 尚未降至零，随即由于电流i 2 的过零反向重新又开始充电上升，从而失去z v s 条件； s 4 寄生电容电压v s 4 已经下降至零，寄生二极管导通流过电流i 2 ，但当i 2 电 流下降至零时死区仍未结束，由于二极管的单向导电性，i 2 又开始重新对s 4 管寄 生电容c o s 4 充电，致使其失去z v s 条件。 解决方法除了利用( 2 7 ) 式设计辅助网络之外，两种情况都可以依靠适 当增加漏电感的方法延缓i 2 电流过零。对于情况还可以利用调节死区的方式避 免，即随着负载的增加减小死区时间t d 。 由图2 9 波形，能够延缓i 2 在死区t d 前过零所需最小的漏感l k 。m 大致可由 下式估算： 第1 6 页 浙江大学硕士学位论文 k 2 v f i n 2 ( 咄) 。t d 由于最小漏感与所选定的死区时间成正比， 减小实际所需的漏感， ( 2 8 ) 因此在重载下适当减小死区可以 2 4 直流变换电路设计实现 直流变换器工作特性及设计规格为： 额定输入电压：v j n = , 4 0 0 v ； 输出电压：v 。= 1 2 v ； 输出电流范围：i o = l a 1 0 0 a ； 输出功率范围：p 。= 1 2 w m 2 0 0 w ； 开关管工作频率： 。= 1 0 0 k h z 2 4 1 功率部分电路参数设计 直流变换器的主功率及驱动部分电路如图2 1 0 所示。 图2 1 0 直流变换主功率及驱动电路 1 ) 工作占空比d 及匝比i n t r ： 额定输入电压v i n = 4 0 0 v ，希望当前级p f c 电路出现故障停止工作时，不致影 第1 7 页 浙江大学硕士学位论文 响后级d c d c 电路的运行，将变换器短期输入电压范围限为3 0 0 v 4 0 0 v 。 由倍流整流电路传递关系：。善= 刍嚣( 2 - - 9 ) 式中v 。为变压器原边侧电压，d 为工作占空比。 在最小输入电压v i 。c 。i n ，= 3 0 0 v 时对应最大占空比d 。，由上节分析可知最大工 作占空比不可设定过大，实际取d 。矿0 。8 5 。由于v p = i 2 v i n 代入上式可得 n t r = 5 3 ，考虑到副边二极管压降损耗的补偿，将变压器取整，n t r = 5 。则在额定 电压4 0 0 v 输入时，占空比d = 0 6 。 2 ) 流整流侧输出滤波电感l n 、l f 2 ： 定义每个滤波电感中电流纹波i l 以及电感电流i l 临界条件分别为： ，：垡亟= 互：型型( 2 - - 1 0 ) “ 工 al=2i，=10=vor(2-11) 式中l - l f 】- k ，解( 2 - - 1 0 ) ( 2 - - 1 1 ) 可得临界占空比条件d c r i 满足： 比。2 一薏 - 1 2 通常设定临界状态在1 0 负载以下。 若定义倍流整流纹波抵消系数为磁，( = al o i l ) 。 通常占空比d 在0 6 1 之间时，纹波抵消较大，与d 的关系表达为2 2 1 ： k 。：旦 ( 2 1 3 ) “ l d 2 联立( 2 - - 1 0 ) 、( 2 1 3 ) 有输出电流纹波i 。表达式如下： ：v o ( 1 - d ) t , ( 2 1 4 ) 。 l 代入额定输出i 。，= 1 0 0 a ，d m i n = 0 6 ；取l = 7 u h 时输出纹波系数低于1 0 。 3 ) 整流侧输出二极管d r f ： 整流管承受擐大反向电压一2 素：。2 0 0 佑= 4 0 矿( 2 - - 1 5 ) 考虑输出电流峰值i 。= 1 0 7 a ，设计电流耐量取电流平均值的1 5 2 倍，电 压耐量取实际耐压值的2 倍以上。实际选择i r 公司2 0 3 c n q 8 0 r 型模块式 s c h o t t k y 整流器模块，其正向平均电流2 0 0 a ，反向耐压峰值电压8 0 v 。 4 ) 功率开关管的选取： 挢式电路开关管电压应力为最大输入电压w i n ( m a x ) = 4 0 0 v 。预留电压裕量时考虑 第1 8 页 浙江大学硕士学位论文 到实际漏感也较小，电压尖峰较小。因此将耐压定为5 0 0 v ，以利于降低开关导通 损耗。 由图2 9 中i l ，i 2 波形可看出，由于辅助网络激磁电流的存在，流过超前与滞后 桥臂开关管电流值不平衡，有必要分别估算两桥臂电流有效值。 变压器原边电流最大值i ：m a x ) = i 。a x 2 n t r = 1 0 7 1 0 = 1 0 7 a 。估算辅助网络激磁电 流i m 最大值不超过1 2 i p ，取i m = 9 0 i p ，即i m = 4 8 a 。所以由( 2 - - 1 ) 式可得开 关最大电流值i i 。_ j 幻。= 1 0 5 a a 两桥臂电流有效值可由( 2 - - 1 6 a ) 、( 2 - - 1 6 b ) 估算为： h ，= 黟“，爿 毛矿厢丽洲 ( 2 1 6 a ) 由于辅助网络依靠增加导通损耗，实现软开关减少丌关损耗。开关管选取应尽 量选择较大的电流裕量以降低导通损耗，故选择留取6 1 0 倍电流裕量。实际选 择i r 公司i r f p s 4 3 n 5 0 k 型功率m o s f e t 。其参数在1 0 0 。c 时额定连续电流为2 9 a ， 2 5 。c 时额定连续电流为4 7 a 。额定耐压5 0 0 v ，输出等效结电容为4 4 0 p f 。其中超 前桥臂采用两个i r f p s 4 3 n 5 0 k 并联，以降低导通损耗。 5 ) 辅助网络激磁电感l m 以及隔直电容c m 、c b 2 ： 由( 2 6 ) 式计算，因为输入电压下降过程短暂，软开关条件并非必要。因此 在额定输入电压设计： ( 4 u f = 1 6 u f ，采用交流耐压值2 5 0 v 的无感电容。 6 ) 磁性元件的设计 主变压器t f i ： 已知原副边匝比n t r = 5 ：1 ； 第1 9 页 ( 2 1 8 ) 浙江大学硕士学位论文 哥u 边匝数：s e c = 糌= j i i 石：= 豆二；i ；i ；二 利用a p 法，4 + 以“虿万f 酝 式中a 。为磁芯有效截面积；a 。为 窗口面积；j 为电流密度取 3 5 a m m 2 ：n 为变压器效率，取 o 9 5 o9 8 ：k u 为填充系数，取 o 1 0 5 。代入数据：j = 3 1 0 6 a m 2 ； q - o ，9 5 ；磊= 1 0 0 k - g l z ；一o ，2 ；b “ = 0 1 t ：解( 2 1 9 ) 得： a c a w = 0 1 0 4 1 0 1 m 4 ： ( 2 一1 9 ) ( 2 2 0 ) 乏：= 墨“夸 i s m i n ll d t s ，2 划 图2 1 1 副边绕组电流波形示意图 ( 2 2 1 ) 根据( 2 2 1 ) 选取e 6 5 型铁氧体磁芯，将其a c 参数代入( 2 1 9 ) ，求得w s e c = 2 匝；由于副边为大电流输出，且工作频率在高频1 0 0 k h z ，因此采用多胶丝包 线并联。根据变压器副边电流忽略换流波形，见图2 ，1 1 ，对副边绕组电流积分求 有效值i s m 。) = 5 2 4 a ，所以副边导线截面积s 一应满足： 。q ：生型：型：1 7 5 m 埘2 ( 2 2 2 ) “ t ，3 所以原边导线截面积s p r i m = 1 7 5 5 = 3 5 m m 2 由集肤深度6 与开关频率关系i l 6 】： 巧：皇坠m 卅：o 2 1 m m2 5 时；占：等m m = 0 2 4 m m 1 0 0 。c 时( 2 2 3 ) 九_ j s 丝包线单股线径应小于26 = o 4 2 m m 。实际上电流成分中含有开关频率高次谐波电 流，实际选用线径应比该值更小。 耦合电感l c 空载时耦合电感l c 承受最大的伏一秒积，同时储存能量达最大值。设计方式 与反激式变压器相似，能量主要存储在磁路的气隙部分。由公式( 2 3 ) ，计算得 空载时耦合电感激磁电流最大值i m 。，= 5 2 5 a 。仍取最大磁感应强度b m 2 0 i t ， 耦合电感原副边匝比和总匝数w l c 为： = 斧 ( 2 2 4 ) 采用e 5 5 型铁氧体磁芯，其a c 参数为3 6 1 2 r a m 2 ，代入上式解得w u c 2 2 8 匝 耦合电感原副边匝比n c ：n c = 1 4 ：1 4 ；调整气隙咀符合激磁电感要求值。 第2 0 页 浙江太学硕士学位论文 直流滤波电感b 、l 岔 采用上海钢研所生产铁硅铝粉芯材料。选用初始磁导率为6 0 u ，型号为7 7 0 9 0 ， 规格外径5 2 m m ，内径3 2 m m ，高1 7 m m 的磁环，其电感系数为a l = 8 6 m h 1 0 0 0 匝， 则匝数为n r 可计算为： ；：型磐墨旦二。9 ( 2 - - 2 5 ) 8 6 + 1 0 1 由于滤波电感正常工作条件存在较大的直流分量导致磁导率下降，需要对匝 数加以修正，满载时磁场强度h m 有： 乩：竺学生：蕊0 4 x 9 5 0 _ 4 9 ( 2 瑙) z c o j c m 式中l 。为磁芯等效磁路长度，该磁场强度对应的磁导率与初始磁导率比为o6 6 。 因此将实际匝数修正为1 4 匝，采用线径为3 3 n m a 丝包线三股并绕。 2 4 2 驱动电路参数设计 与传统z v s 移相全桥变换器的驱动脉冲安排不同，本文所采用的移相全桥其 变压器原边电压v 。与v a b 端压在波形上互补。当v p 为正时要求前后桥臂的两上 管s 1 、s 3 开通，v p 为负时要求两下管s 2 、s 4 导通。实现办法只要相对传统移相 全桥作略微得改动，即将滞后桥臂s 3 和s 4 的驱动脉冲互换即可，控制芯片可以 仍然采用传统的移项控制芯片。如u c c 3 8 7 5 等。 驱动方式采用了由一对推挽式三极管实现驱动功率的放大，利用磁环耦合实现 上下桥臂的驱动隔离以及控制电路与主电路的隔离，磁环同时实现信号和功率的 传送。磁耦台式驱动较之集成自举驱动方式绝缘强度更高，且驱动延迟相对后种 方式基本可忽略不计。移相控制的全桥变换器一个桥臂的上管与下管占空比均为 5 0 ，采用双极性对称驱动不存在由于磁芯复位造成的驱动电压幅值随占空比变 化的缺点”1 ，驱动电路不需要外加隔离的辅助电源，整体电路简单，非常适于直 流变换器的驱动。采用磁耦方式改动驱动脉冲也非常方便，只需要将原来滞后桥 臂驱动变压器的副边绕组改动同名端即可，如图2 1 0 所示。 驱动损耗的估算：由于采用对n p n 和p n p 三级管互补驱动，实际驱动侧的 内阻在丌关过程与互补m o s 型驱动有所不同，是非线性的，且功率m o s f e t 输 入侧包括门极电容和米勒电容两部分，其等效输入电容受工作电压范围影响显著， 使得驱动过程中负载是变化的，故采用工程上常用的式( 2 2 7 ) 进行估算： = c 。4 v “工= q8 工= 1 2 + 3 5 0 + 2 + 1 0 4 + 1 0 0 + 1 0 3 = 0 8 4 w ( 2 - - 2 7 ) 式中c 缸为输入电容，q g 为总门极驱动电荷，按照超前桥臂两m o s f e 1 1 并联时估 算。为了提高m o s f e t 的开通速度，门极驱动电阻r 1 2 a 、r 1 2 b 、r 2 2 a 、r 2 2 b 、 第2 l 员 浙江大学硕士学位论文 r 3 2 9 、r 4 2 9 均取4 7 欧姆，而通常该值在5 欧姆以下时，基本由驱动电路承担全 部的损耗【l ”，考虑到驱动变压器磁芯的激磁损耗，实际驱动电路损耗将更多。驱 动三极管选择型号为d 9 8 2 ( n p n ) 、d 7 7 2 ( p n p ) ：集电极电流峰值：3 a ；集电极一 基极电压耐量4 0 v ；t o - 1 2 6 封装可承受峰值功率1 , 2 5 w 的损耗；3 a 的峰值驱动 电流提高了门极开通的速度。 d 1 a 、d l b 、d 2 a 、d 2 b 、d 3 、1 3 4 为门极采用的反并二极管以加速开关关断过 程，反并联二极管工作条件为要求门极电流i g 满足条件： ( 2 2 8 ) 式中v d f w d 为二极管正向压降，r g 为驱动电阻，选用i n 5 8 2 2 型s c h o t t k y 二 极管，电流容量过小会造成门极电压下降接近零时斜率变缓，对关断不利。 r 1 3 a 、r 1 3 b 、r 2 3 a 、r 2 3 b 、r 3 3 9 、r 4 2 9 是与门极并联1 0 k 欧姆的电阻以减小 由于线路寄生参数对门极造成干扰以致误导通；并联的稳压二极管z l l a z 4 2 用 以防止驱动电压故障超过门极电压耐量而被击穿，稳压值为1 5 v 。三极管门极驱 动限流电阻r g a 、r g b 、r g c 、r g d 取值1 3 0 欧姆。 为防止由于相移可能带来的上下开关管占空比的误差，并造成驱动变压器磁芯 饱和以及线路壹流损耗的增加，在驱动变压器原边侧串联l u f 的隔直电容，见图 2 1 0 中c b 3 、c b 4 。 2 4 3 控制电路设计 1 ) 控制芯片特点及基本参数设定 u c c 3 8 9 5 是n 公司的款采用b i c m o s 工艺的移相控制器，它除了具有同类 型u c c 3 8 7 5 6 7 8 以及u c c 3 8 7 9 移相控制器的全部功能之外，还增加了功率自适 应死区、保护关断能力，采用b i c o m s 的控制芯片损耗较之双极性工艺的u c c 3 8 7 5 芯片大为降低。 u c c 3 8 9 5 内部结构框图如图2 1 2 所示1 1 9 ： u c c 3 8 9 5 较之以前的u c 3 8 7 5 控制器，在电压误差放大器的输出端增加了一 个用于空载检测保护的比较器，检测其输出误差电压，当低于o 5 v 时关断输出 p w m 信号，以防止空载时输出电压飘升。继承了以前系列控制器诸如：在9 脚 ( d e l a b ) 和1 0 脚( d e l c d ) 分别独立设定死区、可选择采用电压控制和电流 控制模式等的优点，同时摒弃了u c c 3 8 7 5 四个p w m 输出1 2 1 较大的电流驱动能力， 改为1 0 0 m a ，将外接驱动的设计交于设计者实现。 1 5 脚电源端( v c c ) 内置迟滞比较保护( u v l o ) 等功能；内置5 v 电压基准 于4 脚( r e f ) ；1 9 脚( s s ) 可实现软开通和软关断，在该脚还可以外接检测电路 信号对芯片失能以实现保护；通过7 脚( c t ) 和8 脚( r t ) 外接电容c t 和电阻 第2 2 页 浙江大学硬士学位论文 r t 实现，可以设置输出p w m 信号的频率。近似的振荡周期t o s c 可由下式确定 图21 2u c c 3 8 9 5 内部结构框图 f ：竺! 旦+ 1 2 0 h s ( 2 2 9 ) 4 s 其中t 0 。为开关周期的i 2 ，c t 要求范围从1 0 0 p f 8 8 0 p f ，r t 从4 0 k q 1 2 0 k q ；根据所需开关频率l o o k h z 实际计算选定c f = 4 7 0 p f ，r t = 1 0 8 k q 。 9 脚( d e l a b ) 和l o 脚( d e l c d ) 实现两桥臂死区时间t d 的设置，而1 1 脚 ( a d s ) 则实现对两桥臂死区随负载的自适应设定，由设置关系式为： 堕：! ! ：兰墨些+ 2 5 。 v d n 式中v d e l 大小取决于电流采样电压v c s 的大小，当v c s 为零，即空载时v d e l 最小等于o 5 v ，同时决定了最大的死区时间。而空载和满载时死区变换范围则决 定于v c s 和v a d s 的比值，通常由一个电阻分压网络来实现。设计中应先确定空载 时最大的死区时间t d f m 。1 ，并求出所需的死区电阻r d e l ，然后根据满载时所需要 的死区时间，确定分压网络的比值。 实际数据为空载下，滞后桥臂死区为6 0 0 n s ，r d e l c d = 1 2 k 。超前桥臂死区时间 第2 3 页 啪 一 一 一 一 瞄 盯 吖 一 m 叶 洲 8 r 融 浙江大学硕士学位论文 4 0 0 n s ，r d e l a b = 7 5 k 。图2 1 3 中r 1 、r 2 构成v c s 和v a d s 的分压网络，取r l = i 也= 1 0 欧姆。 2 ) 控制及保护电路参数： 如图2 1 3 所示为控制电路。电压反馈环节利用t l p 5 2 1 光耦实现隔离型反馈， 实现输入、输出侧的隔离。输出电压v o 经过r 1 0 与r 1 l 构成的分压器，接入t l 4 3 1 的1 脚与其内部2 5 v 基准电压比较得到误差信号实现负反馈，c 1 4 、c 1 5 、r 1 2 跨 接在t l 4 3l 的1 脚和3 脚之间构成滞后补偿网络，c 1 4 和r 1 2 的乘积通常取开关