（电力电子与电力传动专业论文）串联谐振软开关推挽电路研究.pdf

浙江大学硕士学位论文 a b s t r a c t d c d cc o n v e r t e r sw i t hl o wi n p u tv o l t a g ea n dh i g ho u t p u tv o l t a g ea r ew i d e l yu s e d i np h o t o v o l t a i cp o w e rs y s t e m s ，w i n dp o w e rs y s t e m s ，f u e lc e l ls y s t e m sa n dv e h i c u l a r p o w e rs y s t e m s ，e t c w i t ht h ed e v e l o p m e n to fp o w e re l e c t r o n i c s ，t h i st y p eo fc o n v e r t e r i sd e m a n d e dt oh i g h e rq u a l i t y b a s eo nt h eb o o s tt y p ec o n v e r t e rw i t hm i d d l eo rs m a l lp o w e rc l a s s ，t h ep a p e rd o e s s o m er e s e a r c h ，a n a l y s i sa n de x p e r i m e n t so nt h es e r i a lr e s o n a n ts o f t s w i t c h i n g p u s h p u l lc i r c u i t t h ep a p e rp r e s e n t st h et h e o r e t i c a la n a l y s i s ，s i m u l a t i o na n de x p e r i m e n t a lr e s u l t so f s e r i a lr e s o n a n ts o f t - s w i t c h i n gp u s h - p u l lc i r c u i tu n d e ri d e a lw o r k i n gc o n d i t i o n t h e n ， t h r e ed i f f e r e n tk i n d so fc o n t r o lm e t h o d s ：f i x e dt u r n o nt i m ea n dv a r i e dt u r n o f j ft i m e p f mm o d u l a t i o n ，v a d e dt u r n o nt i m ea n df i x e dt u r n o f ft i m ep f mm o d u l a t i o n ，p w m m o d u l a t i o n ，a r ea p p l i e dt ot h ec i r c u i t t h ea d v a n t a g e sa n dd i s a d v a n t a g e s ，e s p e c i a l l y t h ec h a r a c t e r i s t i co fs o f ts w i t c h i n g ，o u t p u tv o l t a g em o d u l a t i o na n da p p l i c a t i o nr a n g e ， o ft h et h r e ea r ec o m p a r e dt h r o u g ht h e o r e t i c a la n a l y s i s ，s i m u l a t i o na n de x p e r i m e n t s t h et r a n s f o r m e r , u s e di nt h es e r i a lr e s o n a n ts o f t - s w i t c h i n gp u s h - - p u l lc i r c u i t , i sa l s o a n a l y z e d b a s e do nt h eb a s i c so ft r a n s f o r m e r , t h es o l u t i o n st ot h ep r o b l e m so fh i g h w i n d i n g s r a t ea n dl e a k a g ei n d u c t o rs p e c i f i e dt ot h ec i r c u i ta r ep r o p o s e d a tl a s t ，as e r i a lr e s o n a n ts o f t - s w i t c h i n gp u s h p u l lc i r c u i tw i t hd o u b l e t r a n s f o r m e r t o p o l o g yi sp r o p o s e d t h et h e o r e t i c a la n a l y s i s ，s i m u l a t i o na n de x p e r i m e n t a lr e s u l t sa r e p r e s e n t e d t h i sk i n do fc i r c u i th a st h ea d v a n t a g e so fl o ws w i t c h i n gl o s s ，l o w t r a n s f o r m e r sl o s s ，a n dh i g he f f i c i e n c yc o m p a r e dw i t hs i n g l e - t r a n s f o r m e rt o p o l o g y t h ec o n c l u s i o n sa b o v ea r ea l lv e r i f i e db ye x p e r i m e n t s k e y w o r d s ：s e r i a lr e s o n a n t ，p u s h p u l lc i r c u i t ，z e r ov o l t a g et u r no n ，z e r oc u r r e n t t u r no f f , d o u b l e - t r a n s f o r m e r l l 浙江大学硕士学位论文 第1 章绪论 随着国民经济的快速发展，能源短缺问题摆在了人们面前。煤、石油、天然 气等传统能源由于不可再生，面临着被消耗殆尽的危险。近年来，太阳能光伏发 电系统【1 、风能发电系鲥1 1 、燃料电池系统【1 3 4 5 1 以及相关的混合系统等绿色 能源受到了越来越多的重视。 太阳能光伏发电系统是根据光生伏打效应原理，利用太阳能电池将太阳光能 转化为电能。该系统主要由太阳能电池板( 组件) 、控制器和逆变器三大部分组 成，具有设备精炼，可靠稳定寿命长、安装维护简便的特点。太阳能光伏发电产 业迅速发展，它具有许多清洁能源的优点，在与建筑一体化的过程中，太阳电池 组件不仅可以作为能源设备，还可作为屋面和墙面材料，既供电节能，又节省建 材，具有良好的经济效益。光伏发电技术可以用于任何需要电源的场合，航天器、 家用电源，兆瓦级电站、玩具，光伏电源无处不在。光伏发电产品目前主要用于 三大方面：一是为无电场合提供电源，主要是为广大无电地区居民提供生活生产 用电，还有微波中继电源等，包括一些移动电源和备用电源：二是太阳能日用电 子产品，如太阳能路灯、太阳能草坪灯具和太阳能充电器等；三是并网发电，在 发达国家己经大面积推广实施。 风能发电系统利用风力发电机将风能转化成电能。风能是一种可再生、无污 染而且储量巨大的能源，理论上仅1 的风能就能满足人类能源需要。风能发电 具有以下的优点：第一，风力发电场的建造费用低廉，比水力发电厂、火力发电 厂或者核电站的建造费用低得多；第二，不需要火力发电所需的煤、油等燃料或 者核电站所需的核材料即可产生电力，除常规保养外，没有其他任何消耗；第三， 风能是一种洁净的自然能源，没有煤电、油电或者核电所伴生的环境污染问题。 风能的利用是解决生产和生活能源的一种可靠途径，特别是对于我国的沿海岛 屿、交通不便的边远ij i 区、地广人稀的草原牧场、以及远离电网的农村、边疆， 具有十分重要的意义。随着全球气候变暖和能源危机，各国都在加紧对风力的开 发和利用，尽量减少二氧化碳等温室气体的排放，保护我们赖以生存的地球。 燃料电池系统将化学能转化为电能。燃料电池是一种将存在于燃料与氧化剂 中的化学能直接变换为电能的能量转换装置，是通过连续供给燃料从而能连续获 得电力的发电装置，具有发电效率高、环境污染少、适应多种燃料等优点。由 浙江大学硕士学位论文 于是将燃料的化学能直接转换为电能，中间不经过燃烧过程，可避免转换过程中 的损失，燃料电池系统具有能量转换效率高的特点。除此之外，该系统还具有以 下特点：有害的氮氧化物、硫氧化物气体排放少，有利于环境保护；通过与燃料 供给装置的组合，燃料适用范围广；燃料电池电站占地面积小、建设周期短、机 组容量自由度大、规模及安装地点灵活；负荷响应快，运行质量高，部分负荷时 也能保持高的效率。 除此之外还存在着各种混合的发电系统。考虑到地方实际情况，为充分利用 自然资源，可以将光伏发电同风力发电结合起来，使得在太阳能或者风能充足时 都可以用来发电。也可以将燃料电池同蓄电池结合起来，为用电设备供电，确保 供电的不间断。 上述系统初始得到的电能形式各不相同，并且存在着输出电压幅值相对较 低、随工作条件变化而变化的缺点。由于它们都将并网发电或者直接为用电设备 提供能量，所以上述系统都需要一套变换器将输入的直流低压电能变换成市电或 者用电设备所需要的形式。当用电设备采用交流供电时，变换器的结构框图如图 1 1 所示。通常采用的是两级变换器结构，前级为d c d c 变换器，用于将输入 电压变换到逆变所需的中间母线电压；后级为d c - a c 变换器，将直流电能变换 成所需的交流电能。该变换器结构同样适用于不问断电源、车载逆变器电源等电 力电子设备。 6 - 1 0 d c d cd c a c i n 变换器变换器 o u t 图1 1 变换器结构框图 在些太阳能逆变电源、车载逆变电源等场合，由于输入电压较低，变换器 结构框图中的d c d c 变换器为升压变换器，输入电流较大、导通损耗较大。 d c a c 变换器将直流电能变换为交流电能，控制技术较为成熟。为提高能源利 用率，同时更好得解决变换器的散热问题，以及考虑到蓄电池、超级电容等系统 的输入部分能够提供的能量有限等方面的问题，需要尽可能得提高变换器的效 率，其中提高d c d c 升压变换器的效率是重点之一。 2 浙江大学硕士学位论文 1 1 d c d c 升压变换器拓扑分析和选择 考虑到系统的电气隔离的需要，d c d c 变换器一般选择隔离型的拓扑。这 里对几种常用的隔离型d c d c 升压变换器拓扑进行简单的分析和选择，如图1 2 所示。 6 - 1 3 】 血d 研1 i 出血l id 3 卒到与 c a ) 反激变换器 ( c ) 推挽变换器 ( b ) 正激变换器 ( d ) 半桥变换器 ( e ) 全桥变换器 图1 2d c d c 升压变换器拓扑 1 1 1 反激变换器 反激变换器如图1 2 ( a ) 所示。该拓扑是b u c k b o o s t 变换器的一种变形， 具有结构简单、成本低廉、可靠性高、驱动电路简单等优点。反激变换器中的变 压器在开关管关断时传递能量，在开关管导通时存储能量，兼具变压器和电感的 双重作用。为输出足够的能量，变压器的励磁电感较小，导致一次侧和二次侧的 漏感大，当开关管关断时漏感上的能量直接消耗在开关管或缓冲电路上，从而造 成效率变换器效率较低。反激变换器电路简单，所用元器件少，适用于小功率的 3 浙江大学硕士学位论文 电源。由于该变换器二次侧不需要滤波电感，结构简单，所以适合多路输出的应 用。反激变换器的不足在于能够传输的功率较小，变压器单向励磁、利用率低， 并且反激变换器不能空载运行。 1 1 2 正激变换器 正激变换器如图1 2 ( b ) 所示，拓扑结构简单、成本低、可靠性高、驱动电 路简单。该变换器是在b u c k 变换器的种变形。变压器起转换传输能量的作用， 为降低复位绕组时消耗的能量，励磁电感应该选择比较大的。为了实现变压器磁 芯的磁复位，必须采取附加复位电路的方法。由于复位绕组的存在，单管正激变 换器的开关管一般需承受两倍左右的输入电压，并且占空比一般都不超过0 5 。 该变换器适用于各种中小功率开关电源。正激变换器的不足在于变压器磁芯也是 单向励磁、利用率低。 1 1 3 推挽变换器 推挽变换器的拓扑结构如图1 2 ( c ) 所示。该变换器结构简单，通过两个开 关管的交替导通实现能量的传递。推挽变换器中的变压器是双向励磁，相同尺寸 的磁芯，推挽变换器可以比正激变换器传输更大的功率，利用率高。在工作过程 中，输入回路中只有一个开关管的导通压降，产生的导通损耗相对较小，凶此特 别适用于输入电压较低的电源系统。但是该变换器存在磁偏的问题，电路必须具 有良好的对称性，否则容易引起直流偏磁导致磁芯饱和。开关管理论上承受两倍 的输入电压，但由于漏感的存在，开关管关断时的电压尖峰大于该值。所以要求 变压器绕组必须紧密耦合，以减小漏感，另外对开关管的耐压也提出了新的要求。 推挽变换器通常适用于各种功率场合。 1 1 4 半桥变换器 半桥变换器如图1 2 ( d ) 所示。该变换器的变压器双向励磁，利用率高，不 存在变压器的偏磁问题，开关管相对较少，成本低。半桥变换器的不足在于存在 直通问题，需要复杂的隔离型驱动或者非隔离的浮地驱动电路，可靠性低。开关 管承受的最大电压为输入电压，所以半桥变换器开关管电压应力相对较低，但变 4 浙江大学硕上学位论文 压器原边在导通时只有一半的输入电压，所以不适合低输入电压场合。半桥变换 器通常用于高输入电压中功率场合。 1 1 5 全桥变换器 全桥变换器如图1 2 ( e ) 所示。该变换器的变压器双向励磁，利用率高，能 够传输高的功率等级，易采用软开关工作方式。开关管承受的最大电压为输入电 压，电压应力低。全桥变换器的不足在于结构复杂，功率器件较多，成本高；控 制及驱动复杂，可靠性低，需要多组隔离型驱动电路或者非隔离的浮地驱动电路： 变压器磁芯存在直流偏磁现象，桥臂存在直通的危险。在工作过程中，输入回路 中有两个开关管的导通压降，所以并不适合输入电压较低的电源系统。全桥变换 器一般应用在工业大功率场合。 上述是几种常见的隔离型d c d c 升压变换器拓扑，每种拓扑都有各自的特 点及不同的应用场合。根据适用的功率等级的不同，可以将以上拓扑分成两类进 行比较分析：中小功率变换器包括反激变换器、正激变换器和推挽变换器，中大 功率变换器包括推挽变换器、半桥变换器和全桥变换器。 中小功率变换器中，从变压器的利用率来看：推挽电路变压器双向励磁，利 用率最高；正激变换器单向励磁；反激变换器单向励磁，但由于该变压器励磁电 感还需要存储能量，所以利用率低。从开关管来看：推挽变换器需要两个开关管， 成本较高，每个开关管需承受两倍的输入电压；单管正激变换器只有一个开关管， 需承受的电压同复位绕组和变压器原边的匝数比相关，一般也为两倍的输入电 压；反激变换器只有一个开关管，需承受的电压为输入电压和折算到变压器原边 的输出电压的和。从占空比看：理论上讲反激变换器和推挽变换器的占空比可以 在0 到1 范围内变化；正激变换器考虑到去磁的需要，由复位绕组和变压器原边 的匝数比决定了占空比的变化范围，一般在0 到0 5 的范围内变化，所以正激变 换器的导通损耗相对较大。从元器件数量来看：反激变换器最为简洁；推挽变换 器需要两个开关管，成本相对较高：正激变换器需要复位绕组，结构稍微复杂。 上述的比较分析可以得出：相对于反激变换器和正激变换器，推挽变换器具 有变压器利用率高、导通损耗小、升压比高的特点，在成本允许的情况下，该拓 5 浙江大学硕士学位论文 扑是中小功率升压变换器的首选拓扑之一。 中大功率变换器中，从变压器看：三种变换器的变压器都是双向励磁，利用 率较高，但推挽变换器和全桥变换器存在偏磁的问题。从开关管来看：推挽变换 器需要两个开关管，承受的电压为两倍的输入电压，在变压器原边输入的电压为 输入电压：半桥变换器也需要两个开关管，承受的电压为输入电压，在变压器原 边输入的电压为二分之一的输入电压，由于该输入的电压相对较小，所以半桥变 换器一般不适用于升压变换器；全桥变换器需要四个开关管，成本相对较高，承 受的电压为输入电压。从驱动电路看：推挽变换器的驱动电路简洁：半桥变换器 和全桥变换器需要复杂的隔离的驱动电路或者非隔离的浮地驱动电路，两种变换 器都存在直通的问题。从传输的功率看：全桥变换器可以传输最大的功率。 以上比较分析得到：对于升压变换器，推挽变换器具有开关管相对较少、成 本低、升压比高、驱动电路简洁的优点，但当传输的功率很大时，需要考虑全桥 变换器。 1 2 软开关技术在d c d c 变换器中的发展和应用 电力电子技术的发展对电力电子产品提出了小型化、轻量化的要求，同时也 对效率和电磁兼容性提出了更高的要求。在电力电子装置中，滤波电感、电容和 变压器占体积和重量的很大比例，采取有效措施减小这些元器件的体积和重量是 小型化、轻量化的主要途径。提高开关频率可以相应的提高滤波器的截止频率， 从而选用较小的电感和电容，降低滤波器的体积和重量。提高开关频率同样可以 降低变压器的体积和重量。但提高开关频率的同时，开关损耗增大，感性关断、 容性开通、二极管反向恢复等问题加剧，电路效率下降，电磁干扰增大。针对这 些问题出现了软开关技术，它可以解决变换器中的开关损耗问题，同时也能解决 由硬开关引起的e m i 问题。【i 4 h 】软开关技术通常是指零电压开关z v s 和零电流 开关z c s 或近似零电压开关与零电流开关。【1 孓1 _ 7 】 在d c d c 变换器设计中较早提出的软开关变换器是准谐振变换器( q r c s ) ， 因电路工作在谐振的时问只占一个开关周期中的一部分，故称为准谐振。准谐振 变换器通过谐振使开关器件上的电流或电压按准正弦规律变化，从而创造出零电 流或零电压开关条件，极大地减小了变换器的开关损耗和开关噪声。由于准谐振 6 浙江大学硕士学位论文 变换器不能使电路中的有源开关和二极管同时具有软开关条件，因此之后又提出 了多谐振变换器( m r c s ) 。在多谐振变换器中，由于电路中谐振拓扑和参数不 止一个，故称为多谐振。 在准谐振变换器和多谐振变换器中，输出电压的调节是通过调节开关频率实 现的，当负载和输入电压在大范闱变化时，开关频率也需要大范围的变化，这使 得变压器及滤波器的设计变得很困难。为此，又提出了z v s - p w m 变换器和 z c s p w m 变换器。这种类型的变换器，将准谐振变换器和常规的p w m 变换器 相结合，通过附加的辅助有源开关阻断谐振过程，使电路在一周期内，一部分时 间按z c s 或z v s 准谐振方式运行，另一部分时间按p w m 方式运行，既具有软 开关的特点，又具有p w m 恒频占空比调节的特点。 在z v s p w m 变换器和z c s p w m 变换器中，谐振电感串联在主功率回路 中，因此电路中总是存在着很大的环流能量，这不可避免地增加了电路的导通损 耗；另外，电感储能与输入电压和输出负载有很大关系，这使得电路的软开关条 件极大地依赖于输入电源和输出负载的变化。为了解决这些问题，零电压转换 ( z v t ) p w m 变换电路和零电流转换( z c t ) p w m 变换电路被提出。在这种 类型的电路中，辅助谐振电路与主功率开关管相并联，电路中环流能量被自动地 保持在较小的数值，且软开关条件与输入电压和输出负载的变化无关。1 7 】 上述各种软开关变换技术在实际的d c d c 变换器的设计上正在获得越来越 广泛的应用，比较典型的有：零电压开关或零电流开关的正激、反激或正反激组 合式变换电路、全桥移相式z v s 变换电路、全桥移相式z v z c s 变换电路，以及 采用z v t 、z c t 技术的非隔离型d c d c 电路等等，所有这些应用表现出了软开 关技术在d c d c 变换电路中的良好应用前景。 , 6 - 2 1 】 对软开关理论的深入研究，以及软开关技术的广泛应用，使电力电子变换器 的设计出现了革命性的变化。软开关技术的应用使电力电子变换器可以具有更高 的效率自身损耗大大降低，更高的功率密度自身体积、重最大大减小， 以及更高的可靠性；并可有效地减小电能变换装置引起的电磁污染和环境污染， 为大力发展绿色电力电子产品提供了有效的方式和方法。 1 3 软开关推挽电路研究现状 7 浙江大学硕士学位论文 随着软开关理论的深入研究，软开关推挽电路也得到了新的发展。 2 2 - 4 1 m i c h a e lj r y a n ，w i l l i a meb r u m s i c k l e ，d e e p a km d i v a n ，r o b e r td l o r e n z 在 文献 2 2 】中提出了一种应用在推挽电路中的l c l 谐振电路。谐振的c l 放置在整 流二极管的输出端，该电路工作在两倍的开关频率条件下，以尽量减小谐振元件。 利用变压器励磁电流和开关管漏源极寄生电容的作用，原边开关管可以工作在 z v s 条件下。通过谐振电容，输出整流二极管的关断可以有效地缓冲。在输入 1 2 v 、1 6 0 a ，输出2 3 5 v 、1 8 k w 的条件下，电路的效率可以达到9 3 。 2 2 】 文献 2 3 1 提出一种新颖的软开关推挽电路。通过在传统推挽变换器中加入一 对耦合的电感，变换器能实现开通时的z v s 。在满载条件下，变换器的效率能 提高l1 。【2 3 】 文献【2 4 】针对燃料电池的宽范围输出电压提出b u c k 电路和推挽电路的两级 升压电路。利用辅助电路，b u c k 电路可以实现z v s 。推挽电路在开关管关断时， 变压器原边电流给辅助电容允电，电压缓慢上升，实现零电压关断；在开关管开 通时，由于变压器漏感的作用，电流缓慢上升，实现零电流开通。最后一个l k w 的燃料电池供电变换器通过实验验证。【2 4 】 文献 2 5 1 文献 2 9 】讨论了一种串联谐振软开关推挽电路。该电路在变压器副 边串联电容。利用该电容和变压器副边漏感的谐振，在关断时，开关管能实现 z c s ；利用变压器励磁电流和开关管漏源极的寄生电容，在开通时，开关管能实 现z v s 。同样输出整流二极管也工作在z v z c s 的条件下。该电路效率高、重量 轻、体积小、成本低，并且输出电压纹波小。相关的分析、仿真及实验充分验证 了这一结论。【2 5 2 9 】 文献 3 0 幂l j 用文献 2 5 】- 文献【2 9 】中提到的拓扑，采用不同的控制方法，提出 一种z v s 推挽电路。该电路采用p f m 调制，固定死区时间、调节导通时间。开 关管漏源极间并联较大的电容，以减小元件本身寄生电容参数分布不均带来的影 响，从而保证开关管零电压开通。开关频率高于谐振频率，l c 串联谐振电路呈 感性，所以电路不是工作在z c s 条件下。 3 0 l 1 4 本文的研究内容 本文将对适用于中小功率的串联谐振软开关推挽电路进行了研究分析。 8 浙江大学硕上学位论文 首先将对理想工作条件下的串联谐振软开关推挽电路进行理论分析、过程推 导、仿真分析及实验验证，并对开关管的选择提出一定的参考依据。 在此基础上，对采取三种不同的控制方案：导通时问固定、关断时间变化的 p f m 调制方式：导通时间变化、关断时间同定的p f m 调制方式；p w m 调制方 式的串联谐振软开关推挽电路进行分析、仿真及实验。然后对三种控制方案以及 理想工作条件下的电路做比较分析，为不同工作条件下控制方案的选择提供一定 依据。 作为串联谐振软开关推挽电路最重要的元器件之一，变压器的特性关系到整 个变换器的性能。文章将对适用于本电路的变压器的各组成部分进行比较分析， 为变压器设计提供一定的参考依据。针对由低输入电压高输出电压引起的高变比 问题和漏感对串联谐振的影响等，将进行分析、仿真、实验，并提出相应的解决 方案。 为进一步提高电路的特性，提出了基于双变压器结构拓扑的串联谐振软开关 推挽电路。该电路具有开关损耗小、变压器损耗小，转换效率高的优点。文章将 通过分析、仿真及同单变压器拓扑的比较对该拓扑做详细的分析，最后通过实验 验证上述结论。 9 浙江大学硕士学位论文 第2 章串联谐振软开关推挽电路理想工作条件研究 推挽变换器作为d c d c 变换器基本拓扑之一，结构简单，适合于低电压输 入高电压输出的场合。由于变压器漏磁的存在，低压大电流输入时，开关管关断 电压尖峰大；电路必须具有良好的对称性，否则容易引起直流偏置导致磁芯饱和； 输入电容损耗较大。 4 2 “3 】同时，推挽变换器需要通过提高开关频率来满足前述 小型化、轻量化的要求，高频化将直接导致硬开关推挽变换器效率的下降和电磁 干扰的增大。为此推挽变换器需要考虑采用软开关技术。 2 1串联谐振软开关推挽电路的工作原理 文献 2 5 】提出了一种串联谐振软开关推挽电路，电路原理图如图2 1 所裂2 5 1 。 该电路建立在推挽电路的基础上，包括m o s f e t 开关管( t i 、t 2 ) ，串联谐振电 路( l c ) ，输出整流器，输出电容( c o ) 和负载( r e ) 。旁路电容( c t l 、c t 2 ) 利用m o s f e t 开关管漏源极间的寄生电容，串联电感( l ) 利用变压器的副边的 漏感。电路工作开关频率选择在低于并接近谐振电路( l c ) 的谐振频率。【2 5 2 8 】 c t 2j ：c t 2 i 厂一 t 2 扣 ，2 土ij - 11 o 憎i： v i 。，l 而厂 j l + 7 i 坳i。： i 一 t i t 1 1_1 t 1斤1， j 飞i z 胖i + v dc o = r l f 一矗， l 1 zlz、 + c ”，c t l 图2 1 串联谐振软开关推挽电路原理图 假定该串联谐振软开关推挽电路工作在理想工作条件下。理想工作条件是指 电路工作的开关周期等于谐振周期与死区时间之和，其中该死区时间满足开关管 漏源极问的寄生电容从零充电到最高电压或者从最高电压放电到零所需要的时 间。 由于输出电容c o 较大，输出电压可以看作近似恒定不变；谐振电路损耗忽 略不计。令谐振电感电流屯和谐振电容电压比的初始值分别为屯。和v c o ，则i l l o 浙江大学硕士学位论文 和比应满足下列关系： 可以解得： l 导+ = 魄一 c 韭：f l dt 。 f l ( f ) = “c o s o o ( f f 0 ) + 半s i n 。o 一) v c ( t ) = 魄一v o + z o j l s i n c o o ( f t o ) 一( ) j 一一v c o ) c o s c o o o t o ) 热仰兀瓜帆= t 2 x = 面1 ，z o = 居。 电路达到稳态后，开关管导通时刻l c 串联谐振电路的压降为零。令开关 管从t o 时刻开始导通，则在导通阶段，上面两式可以简化为： 拍) _ - 罢s i n c 0 0 ( f - f o ) v c ( f ) = 比o c o s 0 3 0 0 t o ) 根据以上分析，该电路的理想工作波形如图2 2 所示。其巾v d s l 、v o s 2 分别 为m o s f e t 开关管t l 、t 2 漏源极间电压，为整流桥输入电压。 浙江大学硕- 上学位论文 ，m v o s l v d s z n八 八 _ _ _ _ 一_ _ 一 l 2 1 t 2 。 t 、 1 v d c l?l f v d c i t ot tt 2t 3t 4 图2 2 串联谐振软开关推挽电路理想工作波形 电路可以分成4 个工作阶段，具体如图2 3 所示。【2 5 2 8 】 工作阶段l t 。，t 。】：在t 。时刻之前，开关管i 的漏源极电压，已下降到零。 t 。时刻，开关管王零电压导通，开关管t 2 处于关断状态，此时变压器副边l c 谐 振电路开始工作，谐振电流由零上升到最大值后下降到零。折算到变压器原边 的电流也由零卜升到最大值后下降到零，当流过开关管t 的电流下降到零时，关 断，即实现了零电流关断。在这一工作阶段，输入端向输出端传递能量，开关 管王的漏源极电压v d s 。保持为零，开关管t 的漏源极电压：保持在两倍的输入 电压。变压器励磁电流线性增长，开关管王中流经的电流是谐振电流折算 到原边的值与励磁电流的和。电流、满足下列的关系式： 1 2 哳 恤 厅 垃 浙江大学硕上学位论文 + 芒( f - t o ) i l ( t ) = f m ( f ) + 竿= 。+ 秽v m 讪塑掣盥 其中：。为负向最大励磁电流，l 。为变压器原边励磁电感，n 2 生n s 为变压器原 副边变比，i 。为谐振电流f r 的峰值。该工作阶段等效电路如图2 3 ( a ) 所示。 工作阶段2 t 。，t ：】：t 。时刻开关管t l 关断，开关管t 2 保持关断状态，此时 输入端停止向输出端传递能量，负载消耗的能量由输出电容c 。提供。变压器励 磁电流对开关管i 、t 2 的漏源极间寄生电容c t ，、c 他进行充放电，使c t 。的电压 由零充电到两倍的输入电压，i 司时c t 2 的电压由两倍的输入电压放电到零。考虑 到寄生电容容值很小、励磁电流足够大，充放电的时间很短暂，所以假定在充放 电时间内开关管漏源极间电压呈线性变化。当c 他的电压降到最低点，充放电过 程结束。该工作过程满足下列关系式： 。o ) = 譬( t - t i ) 2 芒 ) z ( f ) 2 2 一百l m o + ( f t - ) 其中：f+为正向最大励磁电流，满足m0+=o+产。(t。一to)：c1110 m o t 为开关管寄生 t 1 一m 电容，满足c t = c t l - - c t 2 。 由于电路是工作在假设的理想工作条件下，即死区时间满足开关管漏源极问 的寄生电容从零充电到最高电压或者从最高电压放电到零所需要的时问，所以满 足关系式：2 。普( t z _ t ) 。工作过程的等效电路如图2 3 ( b ) 所示。 工作阶段3 【t ：，t 3 】：该工作阶段的工作过程同工作阶段1 类似，等效电路 如图2 3 ( c ) 所示。 浙江大学硕士学位论文 工作阶段4 t ，t 4 】：该工作阶段的工作过程同工作阶段2 类似，等效电路 如图2 3 ( d ) 所示。 c t 2j 0 住 l 厂 1 t 2把经 u u0i 恤lj ，m l 咖l 。j t i t t 1打 ， _ j 卜_ ( a ) 工作阶段l 萨 j【 二 + 协 c o = 一 一 j【jl + + ( b ) t 作阶段2 j i 、zi 盯i + 垤 v dc o 暑 一 _ 2、zi ( c ) 工作阶段3( d ) t 作阶段4 图2 3 串联谐振软开关推挽电路的不同工作阶段 上述的分析中可以看到，开关管的零电流开通是由励磁电流、开关管寄生 电容c t 共同决定，满足关系式：- ( f ) 5 普砸_ t - ) ，v d s 2 ( f ) ：2 吒一葺( f - t - ) ， 其中励磁电流由变压器励磁电感l 。决定。下面对励磁电流及励磁电感l 。在 整个开关周期中的工作过程做一分析。 在图2 3 ( a ) 所示的工作阶段l 中，开关管t l 导通，在不考虑开关管导通压 降的条件下，输入电压全部加在变压器的原边，所以：l m 睾。这一阶段， o t 励磁电流线性增长，如图2 2t 。到t 。时间段所示。 在图2 3 ( b ) 所示的工作阶段2 中，两只开关管都关断，励磁电流对开关 管寄生电容进行充放电，满足关系式： + + 浙江大学硕士学位论文 = 嘣f ) + l 。掣= 嘣f ) - l 。掣 由于开关管寄生电容小、励磁电流足够大，所以该工作阶段时间较短，励磁电流 变化很小，由此假定开关管漏源极间电压呈线性变化，即上述的 - ( f ) = 普( f t - ) ，z ( ，) - 2 一等( f t t ) ，将其代入到公式中，可以解得： 水) _ - 南。( t - t - ) 2 + 芒( t - t t ) 由此关系式可以近似得到励磁电流f m 的变化规律：在t 作阶段2 ，励磁电流从 t 时刻开始虬逐渐上升；在半时刻达到最大值。+ 鹄；然后逐 渐下降，在t ：时刻回复到0 + 。 图2 3 ( c ) 所示的工作阶段3 同工作阶段1 类似。 图2 3 ( d ) 所示的工作阶段4 同工作阶段2 类似。 开关管寄生电容c t 对开关管零电压开通的影响如下：在t 作阶段1 ，开关管 i 导通，不考虑开关管的导通压降，开关管t l 的寄生电容c t ，保持零电压，开关 管t 2 的寄生电容c t ：保持为2 。在t 作阶段2 ，励磁电流对开关管t i 、t 2 的 寄生电容c t 。、c 他进行充放电，由前述分析可知，在理想工作条件下，c t 。的电 压由零近似线性地充电到2 ，同时c t 2 的电压由2 近似线性地放电到零。1 2 作阶段3 同工作阶段1 类似。工作阶段4 一工作阶段2 类似。 由上述分析可以得到，在关断时间发生变化时，为保证电路工作在理想工作 条件下，可以通过调节励磁电感l i 或者开关管寄生电容c t 来实现。当关断时间 过短时，可以减小励磁电感l 。以增大励磁电流，从而缩短开关管寄生电容充 放电所需要的时间，或者是选用寄生电容c t 小的开关管，减少其上存储的能量， 从而缩短开关管寄生电容充放电所需要的时间。当关断时间过长时，可以增大励 磁电感l 。以减小励磁电流，从而增加开关管寄生电容充放电所需要的时间， 1 5 浙江大学硕士学位论文 或者是选用寄生电容c ，大的开关管，以增加其上存储的能量，从而增长开关管 寄生电容充放电所需要的时间。由于变压器的励磁电感值分布并不是连续的，同 样开关管的寄生电容值分布也不是连续的，为尽可能的实现理想工作条件，往往 将两者结合起来调节。 同推挽电路相比，串联谐振软开关推挽电路只需用变压器副边的漏感作为谐 振电感，不需添加额外的电感，可以减小体积和成本，但该电路需要一个高频高 压的谐振电容。推挽变换器中，漏感的存在会引起开关管关断时的电压尖峰，导 致损耗增大、电磁干扰增大、开关管也可能因此损坏，所以必须尽量减小漏感， 对变压器的绕制工艺提出了新的要求。串联谐振软开关推挽电路正是利用副边的 漏感作为谐振电感来实现零电压开通，对变压器绕制的要求是漏感值尽量稳定、 一致。 2 2串联谐振软开关推挽电路的参数设计 根据以上理想工作条件下的分析，设计一个工作在理想条件下的串联谐振软 开关推挽电路，具体的特性指标如下所示： 输入电压：1 0 v ； 输出电压：3 5 0 v ； 额定输出功率：2 0 0 w 。 2 2 1 主电路的设计 2 2 1 1变压器 串联谐振软开关推挽电路的工作频率设定为5 0 k h z 左右，所以磁芯选择t d k 公司的铁氧体p c 4 4 。铁氧体p c 4 4 可以工作在开关频率2 5k h z - 5 0 0 1 d - i z 范围内， 符合设计的频率要求，同时也为下一步提高开关频率做好准备。变压器的励磁电 感按照要求设计。磁芯结构选择p q 3 2 2 0 。由于需要将1 0 v 的输入电压升压到 3 5 0 v ，所以变压器副边原边绕组匝数比要在3 5 以上。考虑到开关管导通电阻上 的压降和整流二极管的导通压降，副边原边绕组匝数比确定为3 8 。 2 2 1 2 开关管 开关管损耗是升压推挽变换器损耗的重要组成部分之一，所以必须选择合适 1 6 浙江大学硕士学位论文 的开关管。开关管损耗可以分为导通损耗、门极充电损耗、开关损耗等m ，在 5 0 k h z 的条件下，导通损耗和开关损耗占较大的比重。 经过分析比较，串联谐振软开关推挽电路的开关管选用f a i r c h i l d 公司的 m o s f e t 开关管f d p 0 3 8 a n 0 6 a 0 。在壳温- - 2 5 。c 时，f d p 0 3 8 a n 0 6 a o 的漏源 极耐压v 矗s 为6 0 v ，可以承受的连续漏极电流i d 为8 0 a ，满足电路设计的要求。 在漏极电流i d = 8 0 a ，门极驱动电压v & = 1 0 v 时，开关管导通电阻仅为3 5 m f l ， 在同类型的m o s f e t 开关管中具有很大的优势。 此外考虑到零电压开通的需要，对于开关管漏源极问寄生电容的选择也有一 定要求。由分析得：开关管漏源极间寄生电容充放电时间是由寄生电容c t 和励 磁o g 流共同决定的。励磁电流由输入电压和励磁电感l 。决定，在开关管导 通时问，满足公式：= l m 誓；在开关管关断时，励磁电流近似不变。当变 压器确定后，励磁电感l 。也确定；元器件l c 确定后，谐振周期也确定。所以 励磁电流最终只受输入电压的影响，开关管关断时的励磁电流值同输入电压 k 。成正比。 由前述分析得：t o ) = 普- ( f t t ) ，v d s 2 0 户2 一篑( f t t ) 。所以寄生电 容值选得过大，会导致充放电时问的增大。由于谐振周期是固定不变的，所以需 要增大开关周期，则开关管导通时间在整个开关周期所占的比例减小从而导致电 流尖峰增大，开关管导通损耗增大。另外开关周期的增大会对变压器的体积提出 新的要求。寄生电容值选得过小，会导致充放电时问的减小。由于实际控制芯片 都有一个最小死区时间，当充放电时间小于最小死区时间，电路就不能工作在前 述的理想工作条件下。f d p 0 3 8 a n 0 6 a 0 的漏源极间寄生电容在额定条件下为 7 5 5 p f ，满足电路设计需要。 整流二极管选用m u r 4 6 0 。该二极管满足电路设计的电压、电流要求，同时 也留出了一定裕量。 2 2 1 3l c 谐振电路 1 7 浙江大学硕士学位论文 由于串联谐振软开关推挽电路的谐振电感直接利用变压器副边漏感，谐振电 感的设计需要同变压器绕制工艺结合起来。采用副边漏感的优势在于可以省去单 独绕制的电感，从而减小变换器的体积及成本；带来的不足是由此得到的谐振电 感不是很稳定，在不同工作条件下的特性波动可能会大于单独绕制的电感，另外 批量生产时的个体差异会比较大，不利于大批量的生产调试。变压器副边漏感值 具体可以用电感表测量出来，测量时需将频率选择在电路的开关频率，否则得到 的结果不会很准确。得到该值后，就可以进行后续的谐振电容的设计。 l 谐振电容设计根据谐振频率和谐振电感进行，满足公式：= 1 二。设计中 l c 需要注意的是：谐振频率需略大于开关频率。这是因为零电流关断要求单个开关 管的导通时间等于二分之一的谐振周期，而二分之一的开关周期等于单个开关管 的导通时间与开关管寄生电容充放电时间的和。在确定开关频率的条件下，可以 根据开关管漏源极间寄生电容值计算出电容允放电时间，然后就可以求得谐振周 期，进而求得谐振电容。在设计过程中还需要注意谐振电容高频高压的需求，所 以一般考虑选用高频特性较好的c b b 电容。 2 2 1 4 输出滤波电容 输出滤波电容的设计根据输出功率2 0 0 w 进行。由于输出电压中包含高频成 分，所以滤波电容需选用低等效串联电阻的电解电容，具体选取时可以依据输出 纹波电压的要求。 2 2 2 控制电路的设计 推挽电路普遍采用交替式驱动信号分别驱动两个开关管，所以每个开关管的 驱动信号的占空比一般不大于0 5 。在实际的两路交替式输出控制芯片中，最大 占空比一般能达到0 4 5 以上。 在串联谐振软开关推挽电路中，选用控制芯片s g 3 5 2 5 。s g 3 5 2 5 是一款专用 于开关电源的专用：卷片，技术成熟。控制芯片的晶振频率可以在1 0 0 h z 到4 0 0 k h z 的范围内变化，驱动信号的占空比可以达到o 4 9 ，满足电路的需要。输出端电流 最大达到5 0 0 m a ，可以直接驱动主电路的开关管。 为实现零电压开通，必须保证控制信号的死区时间正好等于开关管漏源极问 1 8 浙江大学硕士学位论文 寄生电容充放电所需时间。芯片s g 3 5 2 5 的引脚7 接一个放电电阻r n 连接到引 脚5 ，调节该电阻就可以得到相应的死区时问。芯片的振荡频率近似符合公式： 仁石_ 万葫在已知f 和r 。的条件下即可确定r t 和c t 。需要注意的是 这只是一个近似的公式，要完全实现零电流关断，还需要通过具体测试来选择合 适的r t 、c t 。另外还需注意的是：r t 、c t 及r d 的选择设计时需限定在芯片资 料所列的范围内，