（电力电子与电力传动专业论文）移相调压最优spwm控制逆变器的研究.pdf

移相调压最优s p w m 控制逆变器的研究 a b s t r a c t i nt h i sp a p e r , s e v e r a ls t r a t e g i e su s u a l l ya p p l i e di nt h eh i g hp o w e ri n v e r t e ra r ea n a l y s e d ， o nt h eb a s i so fc o m p a r i n gt h e i ra d v a n t a g e sa n dd i s a d v a n t a g e so p t i m a ls p w m s t r a t e g y w i t h p h a s e - s h i f t e dc o n t r o lt e c h n o l o g y i sp u tf o r w a r d a tt h ep o i n to fk e e p i n gt h eq u a l i t yo ft h eo u t p n tw a v e s ，o p t i m a ls p w ms c h e m ew i t h p h a s e s h i f t e dc o n t r o lt e c h n o l o g yh a sas i m p l ea d j u s t i n gv o l t a g ec i r c u i ta n d t h es y s t e mw i t h t h i st e c h n o l o g yh a sag o o dr e l i a b i l i t y i t s p r i n c i p l e i s a n a l y z e di n t h i sp a p e r ，a n dt h e r e l a t i o no f p h a s es h i f t e da n g l e 、t h ea m p l i t u d eo f e a c hh a r m o n i cc o n t e n ta n dt h et h dj s a l s oa n a l y z e di nd e t a i l t h e nt h es y s t e mi ss i m u l a t e di nm a t l a b i nt h ee n d t h i sp a p e r a n a l y s e sa n dd e s i g n st h ep o w e ra n dt h ec o n t r o lc i r c u i tb yt a k i n ga2 k v ai n v e r t e rf o ra n e x a m p l e i ti sp r o v e dt h a tt h es c h e m eo f t h e o p t i m a ls p w mt e c h n o l o g yw i t hp h a s e s h i f t e dc o n t r 0 1 t e c h n o l o g y h a ss e v e r a l a d v a n t a g e s ，t h r o u g ht h ed e v e l o p i n go ft h e2 k v ai n v e r t e r i t s c o n t r o lc i r c u i ti sv e r ys i m p l e ，a n dt h eq u a l i t yo f t h e o u t p u tw a v e si sv e r yh i g h a c c o r d i n g l y t h i st e c h n o l o g yc a nb et a k e na sa r e p e r t o r yu s e di nh i g hp o w e rc o n d i t i o n k e y w o r d s ：i n v e r t e r ，p h a s e s h i f tc o n t r o l ，o p t i m a ls p w m c o n t r o l 南京航空航天大学硕士学位论文 第一章绪论 1 1 课题背景 目前，我军的主战飞机正面临着全面更新。新型主战飞机的供电体制己由传统的 直流供电或交直流混合供电转变为交流供电。新型战斗机的飞机交流电源装机容量已 达到2 3 0 k v a 和6 0 k v a 。为保障新型战机，军用机场地面保障体制f 面临着新的变 化，传统的地面电源车已不适应机场建设需要。新建设或改建的军用机场均选用了静 止变频电源。如某机场，选用了额定功率为1 5 0 k v a 的3 8 0 v 5 0 h z 电源变换为 1 1 5 v 4 0 0 h z 交流电的逆变器，可以保障8 架某型战机的通电检查和双机同时起动。 为了满足部队机场建设需求，本课题对大功率的4 0 0 h z 逆变电源的关键技术进 行了研究，主要目标除满足通常的电气性能指标外，还要实现电能变换的较高效率和 高可靠性。 1 2 大功率逆变器的常用技术方案 传统的大功率逆变器，通常采用s p w m 技术、阶梯波叠加技术、最优s p w m 技 术、以及逆变器并联技术等，以下将分别予以分析。 1 2 1s p w m 技术 s p w m 即正弦脉宽调制法，是调制波为正弦波、载波为三角波或者锯齿波的一种 脉宽调制法，如图1 一l 所示。 开关 o ，二；自瞳涟” l 图1 - 1单相s p w m 波形的产生 以图1 2 单相逆变器为例，采用如图l 一1 所示的s p w m 控制方案，在正弦波幅值 大于三角波幅值的时候，功率管t l 、t 4 导通；在正弦波幅值小于三角波幅值时，功 率管t 2 、t 3 导通。 移相调压最优s p w m 控制逆变器的研究 s p w m 技术应用于大功率场合，电路简单，控制和调节性能好，然而其直流母 线电压利用率不高。如果要得到较好的波形质量，需采用较大的频率调制比，功率器 件的开关频率较高，对功率管及其缓冲电路要求较高，变换器损耗较大。 图1 2单相逆变器 1 2 2 阶梯波合成技术 阶梯波合成逆变器的输出波形为阶梯波，其阶高按正弦变化。阶梯波合成的方法 很多，对于大功率逆变器常用的方法是将n 个依次移相7 c n 的方波( 或准矩形波) 叠加合成，称为移相叠加法。如图1 3 所示，为阶梯波合成逆变器通常所采用的功率 电路图。 n强 级 亟 环 形蛭 计 i 数 器墨 电源 图1 3移相叠加合成阶梯波的功率电路 阶梯波合成逆变器的谐波含量较低，并且，阶梯数越多，谐波含量越低，故输出 波形质量好。该种逆变器由多个逆变桥构成，每个逆变桥可以均分功率，降低了单个 逆变桥功率要求，易于实现较大功率容量。同时，逆变器功率管开关频率低，变换器 的效率高，可靠性高。然而传统的阶梯波合成逆变器本身不具备调压功能，需要增加 一级变换器实现直流环节调压或者通过两台逆变器移相调压。 南京航空航天人学硕士学位论文 1 2 3 最优s p w m 技术 最优s p w m 技术是基于谐波消除原理发展而成，即通过确定功率管的丌关点， 从而有选择地消除某些特定谐波，r 关点则预先已经计算好，存于存储器中，通过外 部电路，循环读取开关点。因此，采用最优s p w m 技术控制的逆变器，其功率管的 开关频率较低，有利于降低开关损耗，同时直流母线电压利用率高，波形质量好。其 不足之处在于，采用此种技术的逆变器本身无法调压，为此，可以采用两种方案。 第一种方案，在系统中添加直流变换器，如图1 4 所示为加入直流变换器后的系 统原理框图。 图1 4 有直流环节的逆变器原理框图 由图1 - 4 可知，在逆变器前端加入直流变换器后，只要调节直流变换器的占空比， 就可以调节逆变器输入端的直流电压大小，从而调节交流输出端电压幅值大小，达到 了调压的目的。采用该种方案调压，逆变器输出波形指标好，但是电路结构复杂，总 体效率低。 第二种方案，采用s h e p w m 控制方案，即有选择的消除谐波技术。 图1 5s h e p w m 调制原理图 如图l 一5 所示为s h e p w m 调制原理图，从图中可以看出，此波形的正半周和负 半周对称于零点，是奇对称，因此在傅利叶级数中将不含有偶次项和余弦项。只要恰 当的选择岛，口：，岛就可以使谐波中的某些特定次数谐波幅值为零从而达到 警眦 + 移相调压最优$ p w m 控制逆变器的研究 消除特定低次谐波的目的。如图1 - 6 所示，以半桥式逆变器电路为例，控制上下两功 率管使输出电压为图i - 5 所示波形，即可消除特定的低次谐波。 图1 - 6 半桥式逆变器电路 对于图1 6 所示电路，系统输出电压波形的傅利叶分解形式为 厂( 耐) = u 。s i n n c o t = 1 35 ) ( 1 1 ) u 。：三f u d s i n 撺耐d ( c a ) ( 1 - 2 ) 上式中= ，一u 么 眦 盟m r 悼l lm 川c o s n 只卜 ， 由式l 一3 可以看出，若要消除某些特定的低次谐波，只要让相应的谐波幅值为零， 可以利用计算机求解相应的各开关角0 ，同时保证基波幅值为常数。针对不同的输入 电压可以得到不同的开关角。将所有这些开关角存于计算机中，根据输入输出电压的 不同，选择不同的丌关角，就可实现调压。 根据以上分析，可以看出，利用s h e p w m 调压，波形质量好，控制简单，然而 开关点存储量大，并且调压不连续。 1 2 4 逆变器并联技术 大功率逆变器还可以通过逆变器并联得到，即以多台较小功率逆变器的并联来实 现系统输出大功率的要求。逆变器并联的实现，关键是要解决输出的同步和均流问题。 两台或多台逆变器投入运行时，要求互相间及与系统输出正弦交流电压的幅度、频率、 相位一致或小于容许误差时才可进行，否则可能导致并联失败。同时并联运行的逆变 器单元必须能够均衡负担负载的有功和无功功率，即均流包括有功和无功均流。从以 上分析可知，多台逆变器并联以实现系统大功率输出，控制系统复杂，工程上实现较 为困难。 南京航空航天大学硕士学位论文 1 3 本文工作和意义 基于上述在大功率逆变器中常用技术的分析，本文提出了将最优s p w m 技术和 移相调压技术应用于逆变器的方案。最优s p w m 技术的应用可以以较低的开关频率 实现较高的电气性能指标；而移相调压技术的应用则可以调节系统输出电压幅值的大 小。同时，系统的电路结构也较为简单，保证了系统的高可靠性。 本文根据这样的控制方案，研制了一台2 k v a 逆变器，验证了该方案的可行性， 为大功率逆变器应用该技术做了技术储备。 移相凋压最优s p w m 控制逆变器的研究 第二章移相调压最优s p w m 逆变器的工作原理 2 1 最优s p w m 逆变器的基本原理 最优s p w m 技术，是基于谐波消除理论，通过设置开关点，从而达到消除特定 低次谐波的目的。如图2 - 1 所示，为本文所采用的最优s p w m 控制波形。 u , 2 0 一i j d 2 n 厂 n 矾”r 。u 岛”。业。hh 图2 - 1 最优s p w m 控制波形 由图2 1 可以看出，波形由( o ，詈) 内的开关角确定，只含有基波和奇次谐波。根 据图2 - l ，在以直流电压的一半为参考点时，其n 次谐波电压为： = b 。s i n n t o t ( 2 1 ) 4 。堕 音【卜h c o t d ( w t ) + r ( 删们c a d ( o o t ) + 肛竹c o t d ( o x ) + e ( - 1 ) s 胁c o r d ( c o t ) + 岳s i n n o x d ( e x ) 】 则 驴警( 4 c 蝴卧4 c o s n 0 2 + 4 c o s n 0 3 4 c o s n 0 4 叼 h 玎 ( 2 2 ) ( 2 3 ) 对于三相逆变器，变压器为，y 连接，则系统输出电压波形中将不含有3 以及3 的倍数次谐波，故系统将只含6 k 士l ( k - 1 ，2 ，3 ) 次谐波。同时，由式2 - 3 可知，如 果满足以下方程组 南京航空航大人学硕士学位论文 4 c o s 5 0 1 4 c o s 5 0 2 + 4 c o s 5 0 3 4 c o s 5 0 4 2 = 0 4 c o s 7 目1 - 4 c o s 7 0 2 + 4 。0 8 7 0 3 - 4 c o s 7 0 4 2 。0 ( 2 - 4 、 4 c o s l l o l 一4 c o s l l 0 2 + 4 c o s l l 0 3 4 c o s l l 0 4 2 = 0 4 c o s l 3 0 l 一4 c o s l 3 0 2 + 4 c o s l 3 0 3 4 c o s l 3 乱一2 = 0 并求出0 l 、0 2 、0 3 、0 4 就可以消去5 、7 、i l 、1 3 这些低次谐波。由于上述方程为超 越方程，可借助计算机求解。按照输出电压总谐波含量最小的原则，选取 岛= 4 6 c , 0 2 = 7 4 c , 0 3 = 1 4 7 c , 0 4 = 1 6 2 c ，其中c = 2 0 4 8 ( e p r o m 内存字节数为 2 0 4 8 ) 。对于三相逆变器，其余两相的功率管控制波形只要依次相差1 2 0 。即可。 2 2 移相调压的基本原理 根据上述对最优s p w m 控制原理的分析可知，采用这样的控制方式，系统本身 无法自行调压，必须采用其他方法。本课题提出采用移相调压的方法，实现系统输出 电压可调，达到稳定输出电压幅值的目的。 移相调压技术是将多台逆变器通过变压器串联，通过调节它们输出电压的相位差 角，达到稳定系统输出电压的要求。设两台逆变器a 、b 串联，其各自输出电压为【，。， u o e ，系统输出电压为u o c ，调压原理如图2 2 所示。 u n u o 图2 - 2 移相调压原理图 - 出电压向量图可知：u o c = u o a + u 。，改变a 角的大小，就可实现对u 。的调 节。一般u = u o n ，故u m 、= 2 u o a c o s a 。 2 3 移相调压最优s p w m 逆变器的输出电压波形分析 两台逆变器串联叠加可以有两种电路形式，一是逆变桥输出通过变压器叠加后经 滤波器输出，即所谓先叠加后滤波电路，如图2 - 3 所示：另一种是逆变桥输出滤波后 经变压器叠加输出，即所谓先滤波后叠加电路，如图2 - 4 所示。采用移相调压技术， 7 移相调压最优s p w m 控制逆变器的研究 在两台逆变器各自输出的基波电压进行移相叠加时，各次谐波电压也同时在叠加，因 而系统输出的电压波形中，各次谐波电压幅值也将随移相角的变化而变化。 2 3 1 先叠加后滤波电路的谐波分析 图2 - 3 先叠加后滤波系统主电路图 = 二 ， o 图2 - 4 先滤波后叠加系统主电路图 如图2 - 3 所示电路，系统以直流母线电压中点电压为参考点时， u a 输出波形 即为图2 - 1 所示。图2 - 3 所示系统变压器连接为y 形连接，变压器原边线电压的n 次谐波，“一”= 2 b c o s n ( 耐+ 詈+ 口) s i n ( 一詈玎) 。同样，可以推得逆变器b 变压器原边 对应的线电压的n 次谐波，u d g n = 2 b c o s n ( c o t + ；一口) s i n ( 一詈石) 。当系统进行移相 调压时，由图2 - 2 移相调压原理图可知， 南京航空航天大学硕士学位论文 ：区竺：墨：竺：竺剑 n ( 2 。5 ) 其中，n 为变压器变比，n = 睾，为方便理论分析，本章( 除仿真外) 均取n = l 。 v 2 由式( 2 5 ) 可以看出，叠加后的波形，理论上将只含有6 k 士l ( k _ 3 ，4 ，5 ) 次以 上的谐波，当开关角取为0 12 4 6 c , 0 2 = 7 4 c , 0 3 = 1 4 7 c , 色= 1 6 2 c ，其中c = 2 0 4 8 ( e p r o m 内存字节数为2 0 4 8 ) ，实际波形中将仍含有5 ，7 ，1 l ，1 3 次谐波。同时， 由于移相角口的存在，使得系统输出波形中的各次谐波幅值将随t 2 角的变化而变化。 图2 - 5 ，2 6 ，2 7 示出了基波、5 ，7 ，1 1 ，1 3 ，1 7 和1 9 次谐波幅值随a 角变化情况，其 中，基波及各次谐波幅值均取。u 。，即相对直流母线电压的标幺值，5 7 值用弧度 表示。 u o a 一j 。、 弋 i 、 3 、一 z 全r “夕毫全。以窆。滚 一：矿 了一j ，1 ? 、一了 l ； 图2 - 5 基波及各次谐波幅值随移相角变化曲线 由上图可以看出，当移相角a 变化时，基波及各次谐波幅值变化是一余弦变化 曲线。 - 移相角口不仅影响各次谐波幅值，同时，也对系统输出电压的总谐波含量t h d 有 影响。考虑输出端采用r 型滤波器，其等效电路如图2 - 6 所示， 移相调压展优s p w m 控制逆变器的研究 图2 - 6 交流滤波器带载后等效电路 经过输出滤波器后，若逆变器空载，即负载阻抗z 。= 0 0 ，对于n 次谐波有 c 净2 去 其中，k = g o i 历，q = 4 0 0 h z x 2 x r t - 胖一辱 ( 2 6 ) ( 2 7 ) 设滤波器的谐振频率c o 。= 4 5 ( o ，则滤波后基波及各次谐波幅值随a 角变化情况 如下列各图所示。 l ； * * 签 图2 7 滤波后基波及各次谐波幅值随移相角变化曲线 南京航空航天火学硕士学位论文 t h d 表2 1 示出了当a 角在( 0 ，9 0 0 ) 内变化时，系统t h d 变化情况。 表2 - lt h d 与a 角关系 位 01 02 03 04 05 06 07 08 09 0 ( 。) m1 4 10 8 40 8 8l ，4 0l _ 3 21 5 21 4 43 36 3 5 ( ) 由上述各图中，可以看出，经过滤波器后，高次谐波得到了较大的抑制。由图 2 8 可以看出，t h d 随着。角的变大而星现震荡型的增大。当移相角口较小时，移相 调压最优s p w m 逆变器的直流母线电压利用率较高。当要求输入电压在士1 0 范围内 变化时，空载时若设计额定工作点为口= o 5 4 ；当输入电压最高时，口= o 6 6 ：在最 低输入电压时，口= o 2 6 。在此区间内，t h d 值小于2 ，可以满足通常的技术指标 要求。 2 3 2 先叠加后滤波电路的仿真及分析 本文应用m a t l a b 软件，对该系统进行了仿真研究。如图2 - 9 为先叠加后滤波 电路的仿真模型。 移相调压最优s p w m 控制逆变器的研究 图2 - 9 先叠加后滤波电路系统仿真模型 其中，最优s p w m 波为在m a t l a b 里编写程序得到，并作为功率管的驱动信号。 仿真时系统以2 2 0 v + 1 0 单相交流输入，滤波器谐振频率取为上文分析的4 5 倍基频， 变压器变比为n = 3 3 。( 为方便编写程序，仿真时以a 组相位为基准，b 组则相移 2 口。) 2 3 2 “氐输入电压时各点波形 以下各图为输入电压2 2 0 v - 1 0 时( 岱= o 2 6 ) 系统各点波形。 图2 - 1 0 ( a ) a 组逆变桥桥臂电压 o ( s ) 图2 - 1 0 ( b ) b 组逆变桥桥臂电压 籼 l形 图2 - l o ( c ) a 组逆变器变压器副边波形 图2 - l o ( d ) b 组逆变器变压器副边波形 1 2 南京航空航天大学硕士学位论文 图2 - l o ( e ) 两组逆变器变压器副边叠加波形 图2 1 0 ( f ) 系统输出波形 2 3 2 2 额定输入电压时各点波形 下列各图为系统在额定输入2 2 0 v 电压时( 口= 0 5 4 ) 各点波形。 移相调压最优s p w m 控制逆变器的研究 “) 蜥( v ) | | | | 札 南京航空航天大学硕士学位论文 “。( v ) 图2 - 1 1 ( 0 系统输出波形 2 3 2 3 高输入电压时各点波形 以下各图为系统在2 2 0 v + 1 0 输入时( 口= 0 6 6 ) 各点波形。 l 图2 - 1 2 ( a ) a 组逆变桥桥臂波形图2 - 1 2 ( b ) b 组逆变桥桥臂波形 图2 - 1 2 ( e ) a 组逆变器变压器副边波形 图2 - 1 2 ( d ) b 组逆变器变压器副边波形 移相凋压最优s p w m 控制逆变器的研究 图2 - 1 2 ( e ) 两组逆变器变压器副边叠加波形 图2 - 1 2 ( 0 系统输出波形 2 3 3 先滤波后叠加功率电路谐波分析 图2 - 4 所示电路中，三相逆变桥输出的电压先经过交流滤波器的滤波，然后在变 压器副边进行移相叠加。对于此种电路，如前分析，系统空载时， 2 【b n s m + d ) 】彳彳五：) ( 2 _ 8 ) 。= b n s i n 九一盯) 】么一行：足2 1 ( 2 - 9 ) 其中，k 与前述中含义一样。 进行移相叠加时，则 南京航空航天入学硕士学位论文 “。= 【4 b s i n ( 一了g t t ) c 。s 一( 删+ 了7 ) 】c 。s 即口) o _ , 2 k 2 ) 同前述，为变压器变比。 图2 一1 3 为此种情况下，基波、各次谐波幅值随移相角口变化曲线图， 波及各次谐波对直流母线电压的标幺值，口值用弧度表示。 “形。 、 i * 太 图2 1 3 基波及备次谐波幅值变化曲线图 ( 2 1 0 ) 同样取基 比较上述两种功率电路所对应的分析图，可以看出，当把交流滤波器置于三相逆 变桥的输出端时，加在变压器原边的各次谐波幅值随移相角口变化时明显减小。而对 于系统输出端而言，两种功率电路对谐波的抑制在理论上是一样的。 对于如图2 - 4 所示的功率电路，同前述分析，系统输出n 次谐波电压 “一= i g o a 。u ( n 为变压器变比) 。由此可以看出，对于两种不同的功率电路在空 载时，t h d 随移相角口变化曲线是一致的。 2 3 4 先滤波后叠加电路的仿真及分析 同样对先滤波后叠加功率电路进行了系统仿真。以下是仿真结果及分析。 图2 1 4 先滤波后叠加电路系统仿真模型 移相调压最优s p w m 控制逆变器的研究 2 341 低输入电压时各点波形 以下各图为输入电压2 2 0 v - 1 0 时( 口= o 2 6 ) 系统各点波形。 图2 - 1 5 ( a ) a 组逆变桥桥臂电压 b 组逆变桥桥臂电压 图2 - 1 5 ( c ) a 组逆变器变压器副边波形 图2 - 1 5 ( d ) b 组逆变器变压器副边波形 图2 - 1 5 ( e ) 系统输出波形 2 3 4 2 额定输入电压时各点波形 南京航空航天人学硕士学位论文 下列各图为系统在额定输入2 2 0 v ( 口= o 5 4 ) 电压时各点波形。 “。“) l r |f a 组逆变器桥臂电压 m 图2 一1 6 ( e ) 系统输出波形 2 3 4 3 高输入电压时各点波形 1 9 移相调压最优s p w m 控制逆变器的研究 以下各图为系统在2 2 0 v + 1 0 输入时( 口= 0 6 6 ) 各点波形。 图2 - 1 7 ( a ) a 组逆变桥桥臂电压 图2 - 1 7 ( b ) b 组逆变桥桥臂电压 图2 - 1 7 ( e ) a 组逆变器变压器副边波形 图2 - 1 7 ( d ) b 组逆变器变压器副边波形 图2 - 1 7 ( e ) 系统输出波形 综合上述在系统空载下两种不同功率电路的仿真结果可以看出，系统随移相角的 2 0 南京航空航天大学硕士学位论文 增大而t 1 1 d 增大，波形质量下降。同时，对于先滤波后叠加电路，变压器输入端为 质量较好的正弦波，因此可以减小变压器的损耗。 2 4 移相调压最优s p w m 逆变器的设计原则 从上述分析可知，对于该逆变器设计时，除应该考虑通常逆变器设计时所要注意 的波形质量、效率、系统工作可靠性外，还应考虑移相角口对各次谐波幅值以及对 t h d 影响。从图2 5 ，2 - 7 ，2 8 可以看出，对于两种不同的功率电路，当移相角口较 小时，移相调压最优s p w m 逆变器的直流母线电压利用率较高，并且t h d 也不大。 根据上述分析，当要求输入电压在4 - 1 0 范围内变化时，当设额定工作点口= o 5 4 时， 则在此输入电压变化范围内，两种电路输出电压的t h d 较小，可以满足通常的技术要 求。 2 5 本章小结 本章分析了采用移相调压最优s p w m 控制技术的基本工作原理，并分析了当交 流滤波器置于不同位置时的两种功率电路中，移相角o r 变化时，系统输出基波、5 ，7 ， 1 1 ，1 3 ，1 7 和1 9 次谐波幅值以及输出电压的t h d 变化曲线图，并对系统做了仿真。 分析表明，两种功率电路，随移相角口变化时，各次谐波幅值变化为余弦变化，并且 移相角口在( o ，鲁) 变化时，基波幅值成余弦规律下降，在口= 昙时，基波幅值为 0 。在各次谐波幅值随移相角变化同时，t h d 也随移相角的增大而震荡型的变大，通 过前述分析，两种功率电路系统总谐波含量t h d 的变化随移相角变化曲线一致，在 f 7 t = 詈时，t h d 为最大。当系统输入电压在士1 0 变化范围内，可以保证t h d 值满足 通常的工程要求。 2 i 移相调压最优s p w m 控制逆变器的研究 第三章逆变电源的功率电路分析 3 1 概述 移相调压最优s p w m 逆变器主要由以下几部分组成：输入整流滤波电路；三相 逆变桥和驱动电路；输出滤波器；输出变压器等。系统输出变压器采用y 连接， 交流滤波器有两种连接方法，对应的系统功率电路就有先叠加后滤波和先滤波后叠加 两种形式。下面，以一台2 k v a 、4 0 0 h z 、1 1 5 v 输出的逆变器为例进行分析设计。 3 2 先叠加后滤波功率电路设计 如图3 1 所示，逆变桥输出的电压直接供给变压器，变压器副边输出叠加后，再经 过输出滤波器得到正弦交流电压。 图3 - 1 先叠加后滤波功率电路 3 2 1 输入整流滤波电路 输入整流滤波电路由桥式整流电路和滤波电容组成。整流电路将交流电整成脉动 直流，再由滤波电容滤除高频分量，得到直流电压输出给后级三相逆变桥电路。 这部分电路的作用是将输入的交流电整流为直流电，为逆变器提供直流电源。采 用的电路结构为桥式整流，在设计中应根据流过二极管的电流有效值来选择二极管。 系统采用单相输入，输入电压为2 2 0 v + 1 0 ( 5 0 h z ) 的工频交流电。 在整流桥中，经过单相整流得到输出电压，在不考虑输出滤波情况下，整流输出 电压平均值u ，为： 1 肿一 u d = 二f 2 us i n 耐a ( c o t ) ( 3 1 ) 7 l w 式中u ，为输入电压有效值。经积分可得 南京航空航天大学硕士学位论文 u d = 0 9 u ， 采用输出电容滤波后，一般取u 。= 1 3 u ，按照最大输入电压计算整流桥二极管 耐压值，所以 u d 一= 1 3 x 2 2 0 v x ( 1 + l o ) 2 3 1 4 6 v ( 3 _ 2 ) 以下由电路的运行情况来选择二极管的电压定额和电流定额。 整流二极管上承受的最大反向峰值电压为： 皿。= 压2 2 0 x ( 1 + 1 0 ) = 3 4 0 v ( 3 3 ) 因此可以选用耐压为5 0 0 v 以上的二极管。 逆变电源额定输出功率为2 k v a ，考虑逆变电源的效率为8 0 ，则两台逆变器输 入功率应为2 k v a + 0 8 = 2 5 k v a ，所以，若将楚流电路输出电流看作是恒定值。， i a = 2 5 x 1 0 3 v a 3 1 4 6 v = 7 9 4 a ( 3 4 ) 在单相桥式整流电路中，每个整流二极管只导通半个周期。所以流过整流二极管 的电流有效值为l 压= 7 9 4 7 互= 5 6 a 。 ( 3 5 ) 由于二极管电流定额是根据正弦半波电流平均值来定的，且考虑2 倍裕量，则 整流二极管的电流定额可选为2 x 5 6 1 5 7 = 7 1 a ，即二极管的通态平均电流可选为 7 1 a 。 3 2 2 直流滤波电容 滤波电容的作用是用来抑制直流电压纹波。从这种意义上讲，取的值越大越好。 但若容量选得较大，则电容的体积、重量也会较大。滤波电容的耐压值应该取 在4 0 0 v 以上。 3 2 3 三相逆变桥电路设计 在最低输入电压时，逆变桥的直流母线电压为 u d = 2 2 0 ( 1 l o ) 1 3 = 2 5 7 v ( 3 - 6 ) 对于三相逆变桥，采用最优s p w m 控制。由式2 - 1 可知： “沪6 。s i n n 甜 移相调压撮优s p w m 控制逆变器的研究 6 。：! 当 4 c 。s n o l 一4 c o s n 8 z + 4 c o s n 0 3 4 c o s n 目。 n 7 2 】 取基波电压，则n 。i ，并根据第二章的分析结果，可以利用计算机求出 0 l2 4 6 c , 0 2 2 7 4 c , 0 32 1 4 7 c , 0 4 = 1 6 2 c ，其中c = 2 0 4 8 ( e p r o m 内存字节数为 2 0 4 8 ) 。 所以u 。 1 6 4 v ，则有效值u = u 夕幺爿1 6 v 。吖z 对于输出端电压，要求为1 1 5 2 0 0 v 、4 0 0 h z 交流电压，即u 。，：1 1 5 v 。 交流滤波器带载后等效电路如图3 2 ： 图3 - 2 交流滤波器带载后等效电路 其戴维南等效电路如图3 - 3 ： 图3 - 3 戴维南等效电路 等效慨吒2 焉1 - 0 w ；等效输出阻抗：互= 篙力口上负载后 v ；o ：土 u i o z l + ze 其中，乏为负载。 u 。一 v 0 4 i 一毋l c z l j + z ! l l _ 矾c + ，警 ( 3 - 7 ) 对于一个给定的功率滤波器，若基频为q ，则q 三e 为滤波电感的容量最 南京航空航天大学硕士学位论文 t o c u , ：o 为滤波电容的容量最，定义为k2 = ? 上c 那么r p c = 0 9 1 l 1 ：xc o 。c u 三= k 2 p ”，p 为逆变器功率。 将k 代入式3 - i 得： 对于n 次谐波有： ( i 森 当在空貅z t - - ，o m 所以= 一1 ( 3 - 8 ) ( 3 - 9 ) ( 3 1 0 ) 对于k 的选取：对基波尽量不影响，对谐波能有效地抑制，结合第二章分析可知 实际电路中仍将含有少量的5 、7 次谐波，故将谐振频率定义为4 5 倍的基频， a r j k 2 = = ( 形) 2所以足= 必5 考虑到一般情况，设负载阻抗乙= r 。+ i x 。= i z i z 妒 定义k ，= i x 。i i z 。 驴l 则肾t + 击一z s i n ， 倒2 = ( ，一，州n p ) 2 侬毋妒 综合考虑取k ，= 1 5 系统单相输出电流有效值为： 2 0 0 0 _ = _ 3 彳1 5 2 5 8 ( 爿) = 丽1 1 5 = 1 9 8 ( q ) m m i x , ：卜k ，j z 。| = 1 5 x 1 9 8 q “3 0 d ，经计算 ( 3 1 1 ) ( 3 - 1 2 ) ( 3 - 1 3 ) 森 f f 缉 移相调压最优s p w m 控制逆变器的研究 c = 南2 三羽1 娟鲫r 同酗= i 犹。l ，弛划蝎= 0 0 7 4 ， 所以l 以| _ k r j z 一= 1 4 7 f a ( 3 1 4 ) 即求得工：掣= 掣一s s s un 实际电路中，取c = 1 5uf ，三= 5 8 0 uh 。 ( 1 )纯阻性负载舻= o 则 f 剖2 = ( 卜k n v k + 驷妒2 + k 细如 驸。= 小一，埘x u o 。= 1 1 0 v ( 2 ) 感性负载时，考虑功率因数c o s g = 0 7 5 ，所以s i w p = 0 6 6 舢以上公式可知剐2 = ( - 一蛳卸2 + k 细如 由此解得 u o , = 1 1 5 v 为满足负载变化时，输出电压保持为1 1 5 v ，变压器叠加后的输出基波电压为 1 1 0 1 1 5 v 。在最低输入电压时，最优s p w m 控制的逆变桥输出电压基波有效值为 1 1 6 v ，由于变压器原边三角形连接，副边星形连接，则原边线电压有效值为 11 6 j 。2 0 0v 。为保证最低输入电压时，系统输出电压稳定，每台逆变器的副边相 电压应大于1 1 堕5 ：5 7 5 v 。同时，综合第二章分析结果，移相角口应该尽可能取得小 些，所以，设计时每台逆变器单相输出相电压为6 0 v 。 设原边匝数为n 1 ，副边为n 2 ，则疗= n 1 ：n 2 = 2 0 0 ：6 0 = 3 3 ：1 由图2 2 知； u 。22 u d lc o s ( 图2 - 2 中，令= u o lu o n = u 0 2 ) 。 代入计算可得对于纯阻性负载：u o a = ll o v ，u o l = u 0 2 = 6 0 vj 6 l = 2 4 0 对于感性负载： u “= 1 1 5 v ，u 。l = u d 2 = 6 0 v 等a = 1 7 0 塑塞堕窒堕茎奎堂堡主堂焦堕苎一 对于最高输入电压：2 2 0 v ( 1 + 1 0 ) = 2 4 2 v ，通过计算得： 对于纯阻性负载：【= 1 i o v ，u 。i = u 0 2 = 7 3 v 净口2 4 1 。 对于感性负载：己，= 1 1 5 v ，u o l = u 0 2 = 7 3 v j 盘= 3 8 “ 由于计算过程和最低输入电压相同，故不苒作详细计算。 综上所述，对于先叠加后滤波方案，口角的调节范围为1 7 。4 1 。 3 2 4 先叠加后滤波电路变压器的计算 对于最优s p w m 方案控制的逆变器而言，在采用先叠加后滤波方案时，由于变 压器输入端含有较多的谐波成分，使得变压器损耗较大。虽然变压器输入电压波形为 p w m 波，但设计时仍可按照普通变压器设计，不过，为了减小变压器的损耗，适当 将铁芯的工作磁密降低一些，但若取得过低，则增加了变压器的体积和重量。当选铁 芯材料为冷轧电工钢时，综合考虑，以下【计算时，可以取最小输入电压情况下u 。 线电压有效值，并且取b m = o 6 t ，以减小变压器的体积和重量。变压器设计时，应符 合：u 。= k f s 。n 其中：u 。为原边线电压有效值：u 。= u 。4 3 = 1 1 6 x 3 “2 0 0 v 。k ：波形系数， 此处k = 4 4 4 。厂：变压器工作频率：4 0 0 h z 。s 。：铁芯有效截面积，取铁芯型号为 s d 的三相e 型铁芯，其结构如图3 4 所示。选用铁芯s d 2 5 x 4 0 x 9 0 ( a = 2 5 m m ，b = 2 5 m m ， c = 4 0 m m ，h = 8 0 m m ) ，则s 。= 2 5 x 2 5 = 6 2 5 m f 2 ，n l ：变压器原边匝数。 f 一卜 h l 图3 - 4 铁芯的结构 1 、计算匝数 预选铁芯s d 2 5 x 4 0 x 8 0 ，可知，其窗口面积s c = 3 2 r a m x 8 0 r a m 2 = 1 2 8 0 r a m 2 铁芯截面积s 。= 2 5 2 5 = 6 2 5 m r ? 2 移相调压最优s p w m 控制逆变器的研究 一：一一 4 4 4 芦。口m4 4 4 4 0 0 h z 6 2 5 m m 2 o 6 t= 3 0 0 匝 ( 3 1 6 ) 由前面的计算司以知道：n l ：2 = 3 , 3 ：1 ，所以n 2 = 9 1 匝a 2 、选择线径 如图3 - 2 ，由图可知：，。= ，2 为变压器副边电流，u 。= 1 1 5 v ，在阻性满载时， ；p ，a = l = ，其中p = 2 0 0 0 w ( 三相平分功率) ，所以，r “5 8 a ，又由上一节的计算 一 可以知道，对于此种滤波器：c = 1 5 ，c “4 3 a 所以，：= 了i = 扛丽“7 2 a ( 3 1 7 ) 则原边电流 = 钐= 2 2 a 考虑到系统输出中含有1 7 次以上的高次谐波，取电流密度为j = 3 0 0 a c m 2 ，原边 导线截面积应取 而2 苁2 a 孑= o 7 3 m m 2 以上。 副边绕组电流为7 2 a ，因此副边导线截面积应取揣= 2 4 m m 2 以上。 原边采用线径巾1 0 0 导线，截面积墨：0 7 8 5 m m 2 。副边采用线径由i 8 0 导线， 截面积s 2 ：2 5 4 5 m m 2 。 3 、校核窗口系数 由工程实践可以知道：k ，0 4 ，即合理。 k ：坐世：塑塑生垡些半墅盟；o 。3 6 o 4 ，可以绕下。 。 s 1 2 8 0 m m o 。 3 2 5 先叠加后滤波电路滤波电感的设计 流过滤波电感的电流含有较丰富的谐波分量，高频成分较多。因此，必须采用高 频铁芯，以减小铁芯损耗。同时，电感线圈最好采用单层绕组结构，以利于散热。而 且，为减小损耗，线圈电流密度不宜太大。由以上的计算可以知道，滤波电感 l = 5 8 0 u h ，额定输出时流过电感的电流值为7 2 a 。选用超薄硅钢带( 0 0 8 r a m ) 作 南京航空航大火学硕士学位论文 为铁芯材料。不计铁磁阻，忽略漏磁，则有 1 、计算匝数 式中n 为电感线圈匝数，s c 为铁芯有效截面积，6 为气隙长度，h 。为空气磁导 率为瓤1 0 h m ，取b = o , 6 t 。 n ：墨! ! * 。sc，(3-19) j ：丝! ! 些盟 7 。 预选c d l o 1 2 5 x 3 2 型的铁芯( a = 1 0 m m ，b = 1 2 5 r a m ，c = 1 2 5 r a m ，d = 3 2 m m ) 所以=i专羰“。，万=4zr10-7h石imi-12549“。，川m 2 、选择线径 额定负载时，根据有效值选线径。，= 7 2 a ，取电流密度为3 a m m 2 ， 所以s = i 7 旷2 a = 2 ，4 m m 2 ，查表取1 8 ，导线截面积为2 5 4 5 坍晰2 。 3 、校核窗口面积： 铁芯窗口面积为：墨= 1 2 5 x 3 2 = 4 0 0 r a m 2 。 窗口内导线总截面积为：s = 4 9 2 5 4 5 m m 2 = 1 2 4 ，7 r a m 2 。 根据实际工艺，一般所设计的铁芯窗口利用系数应不大于o 4 ，而本设计中，铁 芯窗口利用系数k 。= 导= 0 3 1 2 0 4 ，所以可以绕下。 3 3 先滤波后叠加功率电路设计 功率电路的另一种方案是将每一组逆变桥的输出电压先滤波，然后通过输出变压 器叠加，这种方案使得加在变压器上的电压具有良好的正弦性，可以降低变压器损耗。 3 3 1 三相逆变桥电路设计 如图3 - 5 ，为先滤波后叠加功率电路 荔 整塑塑垦璧垡! ! ! 坚塑型鲨錾堡塑堕堑 图3 - 5 先滤波后叠加功率电路 输入为2 2 0 v + 1 0 单相交流电则按最低输入电压仍能满足输出电压大小，输入 为2 2 0 v ( 1 - 1 0 ) = 1 9 8 v 。u e 处的电压按u d = 1 9 8 v 1 3 = 2 6 0 v 取。 经分析计算，在最低输入电压的情况下，u l m = 1 6 4 v ，其有效值u l = u 夕幺= 1 1 6 v 。 1 、纯阻性负载时，p 角为零度， k ，= i z 。| l z ； 则公式： 嘶：l 爿形， i “o 例2 = ( - 一，哪n 妒) 2 埘c o s 2 妒 浯z 。， 所以u “1 2 2 v 2 、感性负载时，取c o s 甲= o 7 5 ，所以s i n ( p = o 6 6 则由以上公式可知 剖2 = ( z k v k ：+ k vs i n ( p ) 2 埘c o s 2 妒 由此解得u “1 1 6 v 考虑工程实际，则不妨设u o a 经变压器变压后，其输出相电压大小为6 0 v 且原边三角形连接届0 边星形连接，则原边线电压为1 1 6 v x i * 2 0 0 v 设原边匝数为n 1 ，副边为n 2 ，则n 1 ：n 2 = 2 0 0 v ：6 0 v = 3 3 ：1 = 1 1 帔腓髓檄嗽删知迫耥糯栅批。2 劳划s q 折算到输入端，其阻抗z l = n 2 z 。( n 为原、副边匝比) ，所以相阻抗为五= 7 2 f 1 。 童塞堕窒塾墨查堂堡主堂垡笙苎一一 肌l _ 。i