（微电子学与固体电子学专业论文）低功耗射频通信系统前端lna与mixer的研究与实现.pdf

摘要 。 近年来，无线通信技术得到了广泛关注和迅猛发展，无线通信技术目前正给 人们带来越来越广泛和深远的影响。在此过程中，出现了多种常用的无线网络标 准，例如i e e e 8 0 2 1 1 ( w i f i ) 、蓝牙( b l u e t o o t h ) 、u w b 、z i g b e e 等等。 本论文所属的自定协议无线通信系统目标是针对短距离、中低速率无线数据 传输应用开发的2 4 g h zi s m 频段的射频收发器系统，具有低功耗、低成本等特 征，具有现实意义和产业价值。本文设计了应用于该通信系统无线接收机前端的 低噪声放大器l n a 以及下变频混频器m i x e r 。 l n a 使用了带源极负反馈电感的共源共栅n m o s 结构，同时还是双端差分 结构。本文在考虑寄生效应等实际因素的条件下分析了增益、线性、噪声、输入 匹配等关键指标的影响因素，并对这些指标提出实际的优化措施。在实现方面， 本文在低功耗约束条件下，部分改变了传统电路结构，减少大面积元件以获得低 成本的设计，并以此为基础尽量提高关键指标的整体性能。l n a 在低功耗条件 下具有很高的增益。 m i x e r 使用了g i l b e r t 双平衡结构。电路引入了源极负反馈电阻调节转换增益 与线性度之间的平衡。电路使用接成电阻的p m o s 管串联小电阻的结构来代替 电阻负载，作为混频器的输出。它充分利用了电压的裕度，提高线性度和增益的 整体性能。每个混频器转换增益6 2 d b ，却在1 8 v 直流电压下只消耗3 3 r o w 。 由于b a l u n 、p a 、模式关断开关和中频滤波器等模块的存在，电路各模块之 间的匹配与连接也是重要的设计部分。 关键字自定协议无线通信低功耗低噪声放大器下变频混频器模式，关断开 关p m o s 管输出匹配与连接 a b s t r a c t i nr e c e n ty e a r s ，w i r e l e s sc o m m u n i c a t i o nr e l a t e dt e c h n i q u e sa r eq u i t ep o p u l a r ， a n da r e ，d e v e l o p i n gi nag r e a tp a c e 。a sar e s u l t ，w i r e l e s sc o m m u n i c a t i o nh a sb r o u g h t w i d e ra n dg r e a t e ri n f l u e n c et oo u rl i v e s 。d u r i n gt h i sp r o c e s s ，s e v e r a lc o m m o n l yu s e d p r o t o c o lc o n c e r n i n gw i r e l e s sc o m m u n i c a t i o nn e t w o r k sh a v ea r i s e n ，s u c ha s ，i e e e 8 0 2 。1 1 ( w i f i ) ，b l u e t o o t h ，u w ba n dz i g b e e 。 d e s i g nc o v e r e di nt h i st h e s i sb e l o n g st o w i r e l e s sc o m m u n i c a t i o ns y s t e m so f s p e c i f i cp r o t o c o l 。i tt a r g e t sa tr a d i o f r e q u e n c yt r a n s c e i v e rs y s t e mo n2 4 g h zi s m b a n d ，a n d ，i sf o rs h o r t - r a n g e ，l o w - d a t a - r a t ew i r e l e s sd a t at r a n s m i s s i o na p p l i c a t i o n 。 t h es y s t e mf e a t u r e sa tl o w - p o w e ra n dl o w - c o s t ，t h u si tp o s s e s s e sg r e a tv a l u ea n d p o t e n t i a l 。al o w - n o i s e a m p l i f i e ra n dad o w n - c o n v e r s i o nm i x e rf o rt h i st r a n s c e i v e r f r o n t e n da r ed e s c r i b e di nt h i st h e s i s 。 t h i sl n af o l l o w st h es o u r c e i n d u c t a n c ed e g e n e r a t i o nc a s c o d en m o s s t r u c t u r e ， a n d ，i sa l s od i f f e r e n t i a ls t r u c t u r e 。f r o mi m p l e m e n t a t i o na s p e c t s ，m a n yf a c t ss u c h a s g a i n , l i n e a r i t y , n o i s ea n di n p u tm a t c h i n g a r ec o n s i d e r e da n do p t i m i z e d 。a sf o r i m p l e m e n t a t i o n ，s o m e s t r u c t u r a lc h a n g e sa r em a d ef r o mt h ec l a s s i c a ls t r u c t u r eu n d e r p o w e rc o n s t r a i n t 。b e t t e ro v e r a l lp e r f o r m a n c eh a sb e e nr e a c h e db a s e d o no m i t t i n go f s e v e r a ll a r g e a r e ad e v i c e s 。t h el n a o w n sq u i t eah i g hg a i ni no p e r a t i o nf r e q u e n c y r a n g e o t h em i x e ra d o p t sg i l b e r t c e l ld o u b l e b a l a n c e ds t r u c t u r e 。s o u r c ed e g e n e r a t i o n r e s i s t o r sa r eu s e dt oa d j u s tt r a d e - o f fb e t w e e nc o n v e r s i o ng a i na n dl i n e a r i t y 。a n d p m o so u t p u t sa l ei ns e r i a lw i t hs m a l lr e s i s t o r s ，f o r m i n go u t p u ts t a g eo f t h es p e c i a l i n i x e r 。t h e s es t r a t e g i e sh a v em a d ef u l lu s eo ft h ev o l t a g eh e a d r o o mt oi m p r o v e l i n e a r i t ya n dg a i n 。e a c hm i x e ra c h i e v e sc o n v e r s i o ng a i n6 2 d b ，a n dc o n s u m e so n l y 3 3 m wu n d e r1 8 vv o l t a g es o u r c e t h es v s t e mc o n t a i n so t h e rm o d u l e ss u c ha sb a l u n ，p a ，m o d e p o w e rs w i t c h ，f i l t e r , e t c ，锄di tc a l l sf o ra d e q u a t em a t c h i n ga n dc o n n e c t i o n 。s o m ed i s c u s s i o na b o u tt h i s t o p i ci sa l s oc o n t a i n e di nt h et h e s i s 。 k e y w o r d ss p e c i f i cp r o t o c o lw i r e l e s sc o m m u n i c a t i o n l o wp o w e rl n a d o w n c o n v e r s i o nm i x e r m o d e p o w e rs w i t c hp m o so u t p u tm a t c h i n g a n dc o n n e c t i o n 22 舢8mml7哪9ili嘲y 1 1 无线通信简述 1 1 1 无线通信历史简介 第一章绪论 无线通信技术目前正给人们带来越来越广泛和深远的影响。如今每一天超过 2 0 万人成为新的无线用户，全球范围内的无线用户数量目前已经达数亿。这些 人包括各个行业的工作人员，他们使用无线技术的方式和他们自身的工作一样都 在不断地更新。 从上世纪七十年代，人们就开始了无线网的研究。在整个八十年代，伴随着 以太局域网的迅猛发展，无线网凭借不用架线、灵活性强等优点，赢得了特定市 场的认可。但也正是因为当时的无线网是作为有线以太网的一种补充，遵循了 i e e e 8 0 2 3 标准，使直接架构于8 0 2 3 上的无线网产品存在着易受其他微波噪声 干扰，性能不稳定，传输速率低且不易升级等弱点，不同厂商的产品相互也不兼容， 这一切都限制了无线网的进一步应用。 这样，制定一个有利于无线网自身发展的标准就提上了议事日程。到1 9 9 7 年6 月，i e e e 终于通过了8 0 2 1 1 标准。 8 0 2 1 l 标准是i e e e 制定的无线局域网标准，主要是对网络的物理层( p h ) 和 媒质访问控制层( m a c ) 进行了规定，其中对m a c 层的规定是重点。各厂商的产 品在同一物理层上可以互操作，逻辑链路控制层( l l c ) 是一致的，即m a c 层以 下对网络应用是透明的( 如图一所示) 。这样就使得无线网的两种主要用途”( 同 网段内) 多点接入”和”多网段互连”，易于质优价廉地实现。对应用来说，更重要 的是，某种程度上的”兼容”就意味着竞争开始出现；而在i t 这个行业，”兼容”， 就意味着”十倍速时代”降临了。 在m a c 层以下，8 0 2 1 1 规定了三种发送及接收技术：扩频( s p r e a ds p e c t r u m ) 技术；红夕l ( i n f r a - r e d ) 技术；窄带( n a r r o wb a n d ) 技术。而扩频又分为直接序列( d i r e c t s e q u e n c e ，d s ) 扩频技术( 简称直扩) 和跳频( f r e q u e n c yh o p p i n g ，f h ) 扩频技术。直接 序列扩频技术，通常又会结合码分多址c d m a 技术。从此开始，无线网在全世 界范围内始终保持急速而又广阔的发展，例如，单只美国无线局域网销售额就从 1 9 9 7 年的2 1 亿美元增加到2 0 0 1 年的8 亿美元。 6 1 1 2 无线通信的i s m 频段 在无线通信中，i s m 频段是一个重要的概念，即工业，科学和医用频段。 世界各国均保留了一些无线频段，以用于工业，科学研究，和微波医疗方面 的应用。应用这些频段无需许可证，只需要遵守一定的发射功率( 一般低于1 w ) ， 并且不要对其它频段造成干扰即可。i s m 频段在各国的规定并不统一。如在美 国有三个频段9 0 2 9 2 8m h z ，2 4 0 0 2 4 8 3 5m h zu n d5 7 2 5 5 8 5 0m n z ，而在欧洲， 9 0 0 m h z 的频段则有部分用于g s m 通信。 2 4 g h z 为各国共同的i s m 频段。因此无线局域网，蓝牙，z i g b e e 等无线网 络，均可工作在2 4 g h z 频段上。 本论文即详细介绍一种工作于2 4 g h zi s m 频段的射频收发系统的l n a 和 m i x e r 设计。 1 2 课题研究背景 1 2 1 低功耗自主协议通信系统的研究意义 现在常用的无线网络标准有i e e e 8 0 2 1 1 ( w i f i ) 、蓝牙( b l u e t o o t h ) 、u w b 标准、h o m e r f 、以及z i g b e e 标准等。8 0 2 1 l b 提供l1 m b p s 的速率，理想情况 下覆盖1 0 0 米的距离，缺点是其缺点在于产品功耗较大，价格较高，相邻频道存 在相互干扰，整个网络的容量有限，8 0 2 1 l g 的速率提高到5 4 m b p s ，但组网成本 高，协议开销大，需要接入点；b l u e t o o t h 的速率是1 m b p s ，通讯距离1 0 米，缺 点是距离短、功耗高、价格也没有优势：超宽带u w b 的速率是l1 0 m b p s ，传输 距离1 0 米，距离非常有限，在很多应用中必须与有线系统结合才能发挥作用： h o m e r f 主要用于点对点联接，并正在逐渐被其它的无线联接方式所代替：z i g b e e 是一种新兴的近距离、低复杂度、低功耗、低数据速率、低成本的无线传输技术， 功耗比b l u e t o o t h 低2 个数量级，但其最高速率只有2 5 0 k b p s ，而且z i g b e e 的协 议开销依然很大，对成本和功耗都有一定影响，其信道模式也降低了它的带宽利 用率。 本论文所属的无线通信系统目标是针对短距离、中低速率无线数据传输应用 开发的2 4 g h zi s m 频段的射频收发器系统。该系统内嵌自有知识产权的网络协 议引擎，具备组网能力，具有低功耗、低成本等特征。该系统集成了频率合成器、 低噪声放大器r ( l n a ) ，功率放大器( p a ) 、射频开关、数字调制解调电路，无需外 接s a w 滤波器、中频滤波器和环路滤波器。该系统的芯片采用0 1 8 u r nr fc m o s 工艺制造，数据传输速率可达5 0 0 k b p s ，采用g f s k 调制方式。本系统采用近零 中频、交叉耦合c m o sc 类射频放大器等创新技术，并采用射频唤醒技术和 d c - d c 转换+ l d o 的电源管理方案进一步提高低功耗的特性。本系统开发自有 标准的具有低功耗特征的网络协议，并采用带功耗管理指令的专用m c u 作为协 议引擎，使相应芯片具备低功耗的组网能力。低功耗、低成本、易开发是该芯片 的主要优势，可具备与开放标准的z i g b e e ，b l u e t o o t h 等技术竞争的能力，特别是 在贴近人们日常生活的各种应用，如无线鼠标键盘，无线游戏手柄、数字无绳 电话、无线抄表、家庭智能控制、工业数据采集和监控、照明控制、报警安防、 汽车无线接入系统、有源r f i d 等领域将得到广泛的应用。 1 2 2 近零中频接收机简述 本论文的低功耗窄带低噪声放大器与低功耗下变频混频器都属于前述低功 耗自主协议通信系统，它们的设计都基于近零中频接收架构之上。可以说，本文 的低功耗窄带低噪声放大器与低功耗下变频混频器的指标约束和结构选取都受 到近零中频接收结构的约束。 近零中频接收结构与超外差式接收机( h e t e r o d y n er e c e i v e r ) 、零中频接收 机( h o m o d y n er e c e i v e r ) 都属于常用的三种接收机架构，它们各有特点。 超外差式接收机的优点有： 1 超外差式接收机可以有很大的接收动态范围。 2 超外差式接收机具有很高的邻道选择性( s e l e c t i v i t y ) 和接收灵敏度 ( s e n s i t i v i t y ) 。一般超外差式接收机在混频器前面会有一个预选射频滤波 器，在混频器后面还会有一个中频滤波器。这就使得它具有良好的选择性， 可以抑制很强的干扰。 3 超外差式接收机受i q 信号不平衡度影响小，不需要复杂的直流消除电路。 而它的缺点( d r a w b a c k ) 也比较明显： 1 由于超外差式接收机一般会用到一级或几级中频混频所以电路会相对于零 中频接收机复杂且成本高集成度不高。 2 超外差式接收机会用到很多离散的滤波器，这些滤波器可以是s a w 或陶瓷的， 但一般比较昂贵，而且体积较大，是的集成度不高，成本也较高。 3 超外差式接收机一般需要较高的功率消耗。 零中频接收机的优点有： 1 零中频接收机可以说是目前集成度最高的一种接受机，体积小，成本也很低， 但是如果到了f 频段设计零中频接收机将变得非常复杂、困难。因为频率 高时，i q 解调器所用到的本振很难做到正交，频率也很难做到很准确，一个 解决办法就是增加a f c 电路，自动控制本振频率。 2 功率消耗较低。 3 不需要镜像频率抑制滤波器，同样减小了体积和成本。 它的缺点( d r a w b a c k ) 是： 1 由于信道选择性完全是在基带有源低通滤波器实现的，所以像大的动态范 围、低噪声、良好的线性度等等指标要求使得有源低通滤波器的设计和实现 非常困难。 2 需要直流消除电路。由本振自混频( s e l f - m i x ) 和强干扰信号自混频在基带产 生的直流电压会恶化接收信号，需要用到直流消除技术。如果不应用直流消 除技术，这种方案就只能用在没有直流成分的调制方案中( 比如：n c - f s k ) 。 3 因为零中频接收机的载波是在射频频段，这样载波恢复变得很困难，只能用 在非相干检测方案中。 4 零中频接收机对于i q 不平衡度很敏感，用离散器件实现的i q 调制器很难 保证良好的i q 平衡度 近零中频结构具有上述两种结构的优点，同时可以克服他们的不足。它可以 充分利用c m o s 技术的低功耗高性能特点实现射频收发器的单片集成，同时能 保证高的面积利用效率。它把射频信号下变频到接近于直流的低频信号，这样就 避免了直流成分对信号的影响。它相对于零中频接收机比较容易实现载波恢复。 它还具有零中频接收机的集成度高体积小的优点。当然，近零中频结构仍然有诸 如i q 不平衡度很敏感以及像超外差接收机一样需要考虑镜像频率的抑制问题 的缺点，但是整体上最适合本系统。 1 2 3 系统设计指标的制订 基于i s m 波段的短距离传输器件( s r d ，s h o r t - r a n g ed e v i c e ) 是一个非常活跃 的应用领域，在各种各样的产品中有运用，每年都有好几亿的出货量，是一个非 常巨大的市场。使用s r d 器件的产品大多对成本非常敏感，更低的价格对客户 会有着更大的吸引力。因此我们把系统的设计思想定位在低成本、低功耗和易开 发上。 系统指标的提出参考了n o r d i c 和t e x a si n s t r u m e n t s 的i s m s r d 带产品作 对照。典型产品采用1 8 v 1 9 v 电源，接收模块总电流消耗为1 2 m a 2 4 m a ，频率 范围2 4 g h z 2 5 g h z ，空中最高传输速率为1 m 或2 m b p s 。另外具有g f s k 调制、 9 输出模式下输出可编程、低中频接收等等特性。本系统目标是使用1 8 v 电源， 计划接收模块总电流消耗2 0 m a ，其中l n a 和i q 两路m i x e r 电流消耗9 m a 左右， 频率范围2 4 g h z 2 5 2 g h z ，空中传输速率有1 0 k 2 5 0 k 1 m b p s 三种，另外具有 g f s k f s k 调制、直接频率综合器调制、i q 两路低中频接收、输出模式下输出可 编程等等特性。 根据系统指标和系统仿真，l n a 要求增益1 5 2 0 d b ，噪声系数5 d b 以下，i i p 3 超过一l o d b m ，电流单端小于2 m a 。m i x e r 要求转换增益5 d b ，噪声系数约l o d b ，i i p 3 超过一5 d b m ，每个m i x e r 电流约2 m a 。当然，l n a 与m i x e r 的功耗是合起来要求的， 只需要l n a 和i qm i x e r 合起来电流小于8 m a 就可以。 同时，在系统的结构上，也参考了一些i s m s r d 产品，尤其是n o r d i c 与t i 的相关产品。 1 2 4 论文射频接收前端结构简介 f i ri d i a g r a mf o r s y s t e m 图1 - 1 本射频接收前端结构示意图 图卜l 是本射频接收前端的示意图( 1 2 3 ) 。在图卜l 中，上面是接收 通路示意，下面是发送通路示意，l n a ( 低噪声放大器) 的射频差分信号输入端 与p a 的射频差分信号输出端共用，一起通过b a l u n 转换到单端连接到天线。在 l n a 与p a 之间，通过发送接收开关决定当前是接收还是发送模式，该开关可以 控制l n a 与p a 的工作与关断。接收通路中，l n a 放大后的信号进入下变频混频 器。混频器有i q 两路，输出共四路信号，理想情况下这些信号依次相差9 0 度 相位。信号随后进入中频滤波和中频放大环节，最后进入数字控制模块。在发送 通路中，数字部分产生控制信号( 尤其是对输出功率的选择信号) 和消息信号。 消息信号与v c o 输出的信号进入上变频混频器，产生包含重要信息的2 4 g h z 频 段射频信号。该信号与前述控制信号一起进入p a 输入端，控制信号选择输出功 率，放大后的信号通过b a l u n 转换后输出到天线。值得注意的是，混频器需要的 l o v c o 信号源与发送通路需要的v c o 信号源是共用的，因此该v c o 的正常工作是系 统正常运行的前提。 本文作者参与了实验室多个项目的研究与实现。在射频方面，参与了该低功 耗2 4 g h z 射频接收前端的研究与设计。在该项目中，负责低噪声放大器和下变 频混频器的设计。希望通过本文中对这两个模块电路的设计介绍，能给读者带来 一定的经验借鉴，为尽快的缩小国内与国外研究机构在r fi c 研究领域上的技术 差距起到抛砖引玉的作用。 1 3 论文的主要工作和创新 作者在查阅和研究了国内外经典教材和发表的大量相关前沿论文的基础上， 对低功耗窄带低噪声放大器和低功耗下变频混频器进行了指标分析、结构选择、 电路设计、模块联合、版图设计和流片。论文的主要创新在于： 1 对于自定协议通信接收机模块低噪声放大器与混频器的设计，都具有低功耗 低成本的特征。 2 考虑b a l u n 影响下的双端l n a 输入匹配电路设计，以及l n a 与m i x e r 之间的 有效匹配设计，这些都具有减少面积从而实现低成本的特征。 3 混频器设计方面，以g i l b e r t 类型为原型，用小电阻与p m o s 输出串联，在 不成为系统线性度瓶颈的限度下，尽量提高转换增益。 4 模块具有较彻底关断功能的电路设计。 1 4 论文的组织安排 本文按照自上而下的设计流程来分别对低功耗窄带低噪声放大器和低功耗 下变频混频器的设计进行分析和介绍。内容安排如下t 第二章主要是对l n a 原理 和指标进行分析；第三章介绍具体的低功耗l n a 电路设计；第四章主要是对m i x e r 原理和指标进行分析：第五章介绍具体的低功耗m i x e r 电路设计：第六章是接收 前端各模块间联合与匹配的情况；第七章介绍l n a 与m i x e r 版图和流片的情况： 最后第八章是论文的总结与展望。 第二章l n a 原理与指标 2 1 接收通路中l n a 一般描述 在射频通信系统的接收通路中，接收器的第一级一般是一个低噪声放大器。 它的主要功能是提供足够且适当的增益来放大天线端接收到的无线信号，以克服 后级电路噪声的影响。为了保证信道中的信号有足够的信噪比，需要保证低噪声 放大器本身的噪声系数足够小。 c m o s 工艺l n a 的核心器件是晶体管，它是一种四端器件。其中，一个 端口被接地，一个作为输入端，另一个作为输出。这样c m o s 管子有三种可能 的接法：共源，共栅和共漏。每种接法都有广泛的应用而且特点明显。共源放大 器广泛的应用为放大管；共栅放大器经常配合共源形成c a s c o d e 结构，在高频工 作条件下仍然具有高增益；共漏放大器具有高输入阻抗和低输出阻抗，常常作为 各级之间的缓冲器。l n a 核心的跨导放大级经常采用共源与共栅结合的c a s c o d e 结构。l n a 的输出级可能是纯电阻，也可能是调谐在需要频率的l c 并联回路。 各种结构的选取和参数的选择都会影响l n a 的性能。 衡量l n a 性能的指标有增益、噪声系数、功耗、线性度等等。随着低功耗 技术的不断进步以及手持通信应用的不断拓展，功耗也成为一大普遍关心的指 标。增益一般用电压增益v o l t a g eg a i n 和功率增益p o w e rg a i n 来衡量，网络s 参 数用s l1 , s 2 2 ，s 1 2 和s 2 1 来衡量，噪声系数一般用n f ( n o i s ef i g u r e ) 来表示，线性 度用l d b 压缩点p l d b 和输入三阶交调i i p 3 来表示。具体的性能将在后面章节详 细分析。 2 2l n a 输入匹配分析 低噪声放大器和输入信号源的匹配非常重要。有两种匹配方式：一是以是获 得最大功率传输和最小反射损耗为目的的共轭匹配，一是以获得最小噪声系数为 目的的噪声匹配。t h o m a s h l e e 的文献表明，一个m o s 管的输入阻抗的电抗部 分是呈电容性的，产生最小噪声系数的信号源阻抗在特性上是电感性的，所以使 m o s 管提供一个对纯电阻信号源( 5 0 f 2 ，7 5 1 2 ，等等) 的良好匹配且不降低噪声 性能是比较困难的。由于这两种匹配一般不能同时实现，现在往往采用功率匹配 为主的方法，避免由于功率不匹配引起l n a 向天线能量反射。同时，以此为基 础，兼顾噪声匹配。 了 ( a )( b )( c )1 图2 1 四种基本的l n a 输入匹配方式 常用的l n a 输入级有四种基本方式，如图2 1 所示【4 】。图a ( 第一种方式) 是栅并联电阻匹配的方式。m o s 管的输入阻抗与该电阻并联后，与信号源阻抗 实现输入阻抗匹配。这种方式虽然输入阻抗匹配比较容易，但是信号在该并联电 阻上会损耗功率，引起信号衰减；同时电阻会引入噪声，使噪声系数变差。图b 是共栅方式，它的输入端电阻是，如果衍z i n 就可以实现输入阻抗匹配。 这种方式虽然可以直观的实现输入阻抗匹配，但是g m 的限定使增益的自动度受 到限制，而且往往增益比较低。图c 是并联串联方式，它不会直接产生信号衰 减，但是新增加的电阻仍然使电路的噪声性能变差。此外，由于栅漏有反馈电 阻，该电路的反向隔离性能不够理想。图d 是源极接退化电感的低噪声放大器。 它用电感代替电阻帮助实现阻抗匹配，而且理想电感不产生噪声，不会影响系统 噪声性能。同时源极的电感形成反馈，增强了系统对增益的控制能力。这些电感 往往与系统电容谐振在工作频率上，有滤波特性，在窄带范围内有很好的性能。 该电路的输入阻抗可以描述为： 1口 和“乞+ 厶卜寿+ 嚣厶 ( 2 1 ) = 嚣小j o j ( l g 心卜寿 输入阻抗与源阻抗匹配时候，有 等厶却心圳= 去 需要的电感值分别是： = 足鲁啮姊和气2 走一冠鲁 ( 2 2 ) ( 2 - 3 ) 如果考虑m i l l e r 效应，等效的c 擎l 变大；为了阻抗匹配，l s 也需要相应增大， l g 将相应减小。 图d 的方式由于具有以上优点而被广泛采用。现今大部分l n a 是采用该电 路结构并拓展得到。采用此基本结构设计l n a 时，首先根据设计约束确定需要 的工作电流，并根据此电流值计算理论的最优n f 值。一旦该工作电流值确定， 可以由输入源电阻计算出m o s 管的栅长。随后可以由前面的数据得到射极负反 馈电感的值。最后，可以计算出栅串联电感的值。以上的参数都是为了尽量优化 的噪声和功率匹配。 2 3 经典源端负反馈型l n a 的设计指标分析 源端电感负反馈是窄带l n a 中常用的输入匹配电路选用的结构，因为它采用 电感来提供阻抗匹配的同时，不会像采用电阻时会因为电阻而带来额外的噪声贡 献。此外，而且它会起到窄带滤波的作用，使工作频率外的干扰被衰减，而且由 于电感的频率特性和反馈作用，会提高l n a 本身在高频时的线性度；共源共栅结 构是l n a 主放大电路常用的一种结构，共栅管用来减少共源管的栅漏电容的影 响，增加调谐输出和调谐输入之间的反向隔离度，提高l n a 的稳定性，而且且可 以起到提高l n a 电压增益的作用。下面以经典源端电感负反馈的共源共栅放大结 构的l n a 为例，分析l n a 电路在输入匹配、增益、噪声和线性度等方面的性能。 2 3 1 增益 增益是l n a 重要参数之一。源端电感负反馈型l n a 的输入级电路总跨导为： q = g m 。瓯。其中， 级= ( 置+ 冠) c o o ( q + ) ( 如+ 疋) 由于功率匹配条件要求输入阻抗匹配，有心= r ，此时， ( 2 _ 4 ) q 2 琢丽g i n !隶 协5 ) 可见，输入放大级总的跨导与器件的跨导没有关系。这是由于两个相反的影 1 4 响被恰好抵消的原因。例如考虑使跨导管变宽但是不改变偏置电压。于是这一器 件的跨导就会与宽度一样增加一个相同的倍数。同时，栅电容也会增加同样的倍 数，为了保证输入级谐振在目标工作频率上，电感就必须减少同样的倍数。这样 输入电路的q 值必然减小。q 值减小的比例恰好完全抵消器件跨导增加的比例， 所以总的跨导保持不变。 跨导管的输出将驱动共栅管( 电路的示意图见图2 2 ) 。 ( a ) 图2 2 源端负反馈共源共栅电路结构示意图 电路输出级是用l ct a n k 。它等效为r l c 并联。其中电感是输出端电感l d ： 电容是共栅管漏极总电容之和，包括l ct a n k 并联电容c d ，共栅管寄生栅漏电容， 共栅管对地寄生漏电容，以及后级输入级对该漏极输出节点的电容贡献。此外还 有等效的输出电阻，它来源于输出端并联谐振时对外等效电阻以及共栅管的等效 输出电阻。一般情况下，共栅管等效输出阻抗很高，因此l ct a n k 等效电阻是关 键因素。高q 值的输出级电感对应的等效输出阻抗比较高，对应的电压增益也 比较高。 具体分析图2 2 的电路，a 图是标准图，b 图是考虑了一些主要等效和寄生 效果后的图。由于m l 管的射频信号电流并非完全流入m 2 管，有部分电流通过 对地的寄生电容c 洲m l 损失掉了，所以m 2 管的交流电流是分流后的结果。有： l ，m = l + l + 2 + 巳2 ( 2 6 ) 流过跨导管m 1 的电流i d l ，经过c m l 删的等效阻抗和共栅管m 2 的源端看 进去阻抗分流后，有 伽毛t 矗急 协7 ， 而毛。= 圪瓯， 由以上公式，可以推出电路跨导增益为： g = = 2 c o o ( c p + ) 足2 + 2 + s c u i 删 而输出级的l ct a n k ，等效输出阻抗为： 奶= q l d 厶。其中q l d 是输出端电感在工作频率下的品质因数 这样电压增益为： ( 2 8 ) 4 ( 墨) ：虽丝硅l j 蓝丝l ( 2 9 ) 卟7 2 r o o ( c p + 巳) r 2 + g m 6 2 + s c m l 删 可以看出，如果要获得高增益的l n a ，可以利用的调节方法有： 1 提高输出电感l d 的电感值。但是实际电路中，随着电感大小值的增加， 等效的串联电阻同样增加，q 值上升并不明显，这对于大电感需要的大 芯片面积的代价来说并不值得。而且电路输出节点的寄生电容的存在使 电感的增大受到限制。 2 采用q 值高的s p i r a li n d u c t o r 。对于本系统设计的h e j i a nr f c m o s 工艺， q 值最高不超过1 1 ，很难设计出依靠高输出阻抗获得高增益的l n a 。 但是这样q 值不够高的电感，对工艺偏差和温度偏差的敏感性相对比较 低。 3 减小c p 和c 擎。这样需要增加l s 和l g ，等效于输入的谐振网络的q 值 增加。但这样有好几个缺点：高q 值的输入谐振网络容易随着温度和工 艺偏差而性能变化明显：增加的l s 和l g 需要占据更大的芯片面积；减 小c 擎后，管子的栅宽减小，为了维持g m l ，需要更高的电流预算；为了 提高电路e s d 保护电路的静电电压保护能力，需要尺寸比较大的静电 保护管，这样实际该节点的对地寄生电容很难减小。 4 c m l t o t a l 的存在让增益减小。为了减少这方面负面影响，可以在版图中采 取适当的布局布线原则来减小两个m o s 管对地寄生电容。 5 提高跨导管的g m 。g m 与电流预算和管子宽长比正相关。本系统是低功 耗设计，电流预算不能太大，而且比较固定。管子宽长比可以通过增大 栅宽减少栅长来实现，但是栅长过短会产生短沟道效应，栅宽过大会使 c 嚣过大。因此这种提高增益的方法也要限制在意义定范围内。 6 此版图制作时候，要避免使用过细的连线，尽量利用对称原则，电源， 地线要足够粗( s u m 以上) ，走线拐角要使用4 5 度弧线拐角。这些对减小 信号损失和减小寄生电容都很有帮助。 2 3 2 噪声系数 噪声系数是l n a 非常重要的指标。噪声因子常用来衡量系统噪声，它的定 义是这样的： f ：竺坐竺型型坐竺竺一一 一 ( 2 1 0 ) ，o = = - - - - - - - - - - - 二二：一 i 。， n 0 1 田o h 中u t p o we r1 1 i 挎r e db ym p u t n 0 1 茁u r c e 首先分析源极电感负反馈级的噪声 5 】 6 】。对于m o s 管，有热噪声，散粒噪 声( s h o t n o i s e ) ，闪烁噪声( 1 f 噪声) ，爆米噪声( p o p c o r n n o i s e ) 等等来源。对 于2 4 g h z 的射频信号，爆米噪声和闪烁噪声影响相对较小。m o s 管的电阻热噪 声，沟道电流噪声和栅极感应电流噪声是主要考虑的噪声源。 ： 图2 3 典型源端电感负反馈电路噪声分析 t h o m a s l e e 的论文已经分析，源电阻对m 1 管子的输出噪声功率谱贡献是 珏丽4 k 亭t o ) ( 2 - 孝虑骂粼醪晰瞄 暑= 黜。02 t 2 1 1 + 等) 2 啐4 k t y g d o 它们对输出噪声功率谱贡献是： ( 2 1 2 ) 1 7 ( 2 1 3 ) 如果只考虑这三项，理想的噪声因子可以表示为： 蹦+ r t 足+ r g + 隅。r ( 睾2( 2 ，其中，是一个偏置相关因子，按 照经验，在2 乃和1 之间。岛。是器件零偏置漏跨导。吩是m o s 管的特征频率。 但是考虑栅感应噪声电流后，有额外的噪声源需要考虑( 参见v a nd e rz i e l ) 。此 外，在射频环境中，管子的分布特性更加明显，栅阻抗将出现一个相移，呈现不 同于纯电感的阻抗特性，带有电阻成分。经过等效与近似，栅感应噪声源可以等 效于一个串联的噪声电压源或者并联的噪声电流源，见图2 - 3 。由于该噪声电流 源与沟道的漏电流噪声部分相关，可以将它分拆成与沟道漏噪声相关和无关两部 分，见图2 - 3 的i 却。2 与i g u z 。 经过计算与分析，实际的m o s 管m l 的漏极电流和栅极电流在输出端产生 的噪声功率谱为： smi,tdj窖2再4ktyzgao c2 书， r 。一 舯纠+ 2 i c l q 挎+ 等( 1 + 研) c 是m o s 管栅电流噪声和漏电流噪声的相关系数，万是栅噪声系数，对于 非短沟道器件，典型值约等于4 3 ；7 是沟道热噪声系数，对于非短沟道器件， 典型值约为2 3口是器件跨导与零偏置漏跨导的比。 由于实际电路中，片外匹配电感也有内阻r o f r , ，焊接点处也有接触电阻， 可以得到噪声因子： 。马+毽+，+f1= + 一l 兰二坐l _ 足 + 2 2 g , t 。置( 拿) 2 巩 ( 2 1 6 ) 以上是只考虑m 1 引起的噪声因子，除此之外，共栅管也会影响噪声因子。 图2 4 共栅管的噪声分析 图2 - 4 是共栅管的噪声分析图。其中i d 2 2 是共栅管的沟道噪声电流，g 是 共栅管的栅端产生的等效串联电阻，v m 2 9 2 是该电阻产生的噪声电压。i o i l t 2 是共 栅管的沟道噪声和栅噪声等效的输出噪声电流。可以得到： 么= ( 蠢荔m ，4 解( 赤卜。g 亿 巳2 阿骑2 阿4 k t y 霜2 9 m 2 , a o ( 2 - 1 8 ) - 1 + 坐哮丛w 啦( 儿g m z d o 碱研j ( 1 + 彘) | 2 + 慧( 彘) 2 鼽纠+ 2 f 崛艨+ 等( 1 + 研) ( 2 - 1 9 ) q l 是输入级电感的品质因数 大小为骁= 磊泛靠 可见，l n a 可以通过一些参数调整来改善噪声系数： 1 通过公式2 1 5 ，噪声因数包括输入端品质因数q l 的多次项，对于定功 耗情况，q l 存在一个最优值使得噪声系数最小。这个最小值可以通过仿 真获得。 2 g m l 在多个方面和噪声因子呈现反相关。提高共源管的跨导，采用工艺 允许的最小栅长。例如，对于本设计的h e j i a n o 1 8 u r nr f c m o s 工艺，采 用栅长是o 1 8 u r n 的n m o s 管。如果在c 擎不变的条件下，提高g m l 将会 增加电路电流，增加电路功耗：如果在电路功耗不变的条件下，提高g m l 需要增加n m o s 的栅宽，这使c 擎增加，q l 降低，而q l 在公式2 1 9 中 多处影响噪声因子，必然有一个最优值使得噪声系数最小。 3 在公式2 1 9 ，最后一项中g i n 2 和项的值正相关，倒数第二项中g i n 2 和项 的值反相关，所以必然存在一个最优化的g m 2 值，使得噪声因子最优化。 4 减少共源管和共栅管之间的电容c 。这可以在版图中采取适当的布局布 线原则来减小，比如连线金属不要面积过大。从这节和上节的分析可以 看出，减少该电容对于增益和噪声都有改进。 5 减少电路中的电阻损耗，尽量避免使用串联电阻，版图制作时布局尽量 对称，连线不能过细；片外电感使用q 值比较好的高频电感。电阻对噪 声因子的影响是最直观最简单的，在减小电阻方面需要格外注意。 2 3 3 线性度 b i p o l a r m o s 器件的跨导函数其实是输入电压的多项式，可以写成： 玎形y + y ) c o + c l v + c 2 v 2 + c 3 v 3 ( 2 2 0 ) 当幅度相同频率稍微有不同的两个正弦信号输入时，i ，可以表示为： y = a c o s ( c o , t ) + c o s ( c 0 2 t ) 】 ( 2 21 ) 把公式2 - 2 1 代如2 - 2 0 ，得到d c 和基波分量如下： c o + c 2 彳2 d - 卜+ 詈c 3 i c o s ( o j , f ) + c o s ( 删】 ( 2 - 2 2 ) 二阶交互调制项的频率为( ) 1 + 2 和卜( ，2 ，由于( i ) 1 和2 频率接近，和 频项与差频项在窄带放大器中会被有效衰减。 三阶交调项频率有( - ) 1 + 2 ( 1 ) 2 、( i ) 卜2 6 02 、26 01 + ( ) 2 和2 ( i ) 1 一( i ，2 ，这些项为： 寻c 3 a 3 【c o s ( q + 2 c 0 2 ) t + c o s ( c o , - 2 c 0 2 ) t + c o s ( 2 a i + c 0 2 ) t + c o s ( 2 c o i a t z ) t ( 2 2 3 ) 当- - r 基波幅度等于三阶交调项幅度时候，有 m l = b 0 3 a 3 l ，也就是彳2 = ；l 三l 对于工作在饱和区的m o s 器件，电流可以表示为： = ( f ) 乞7 f i g ( + ，( f ) ) 2 ( 2 2 4 ) 其中：一圪，( f ) 是有效迁移率，可以表示为： f i t ) 五夏万了4 石丽 兄