（信号与信息处理专业论文）wcdma系统rake接收机的信道估计与下行链路盲格式检测.pdf

北京邮电大学硕士学位论文 摘要 文献类型：学位论文 学号：2 0 0 0 0 0 7 2 5 0 4 论文题目：w c d m a 系统r a k e 接收机的信道估计与下行链路盲格式检测 论文作者：金添 指导教师：吴伟陵 作者单位：北京邮电大学信息工程学院 答辩日期：2 0 0 3 年3 月2 5 日 保密级别：公开 摘要：为满足更高数据率的要求，第三代移动通信系统已经得到了多方面的关注。 r a k e 接收机作为一种有效的抗多径技术在扩谱通信中得到了广泛应用。 本文研究了w c d m a 系统中r a k e 接收机信估计的性能仿真并介绍了下 行链路盲格式检测算法。文章首先阐述r a k e 接收机的原理。然后介绍 w c d m a 系统下r a k e 接收机的信道估计性能仿真，最后简述w c d m a 系统下行链路盲格式检测算法。 关键词：w c d m a ，3 g p p ，r a k e 接收机，盲格式检测 a b s t r a c t - - t o s a t i s f yd e m a n d s f o r h i g h e rd a t ar a t e s , t h et h i r d - g e n e r a t i o nm o b i l e r a d i o s y s t e m s h a v eo b t a i n e d g r e a t a t t e n t i o n t h er a k et o , d y e rh a saw i d e a p p h c a f i o ni ns p r e a d - s p e c t r u mc o m m u n i c a t i o n sa s 勰e f f e c t i v ea n t i m u l t i p a t h t e c h n i q u e t h ep a p e rd i s c u s s e st h e c h a n n e le s t i m a t ea n dd o w n l i n kb l i n d d e t e c t i o ni nw c d m a s y s t e m t h ep a p e rp r e s e n t s ：1 ) t h ep r i n c i p l eo ft h e r a k er e c e i v e r , 2 ) t h es i m u l a t i o no ft h ec h a n n e le 蚰l l a t e , 3 ) t h ew c d m a d o w n l i n ks y s t e d nb l i n dd e t e c t i o na l g o r i t h m k e y w o r d ：w c d m a ，3 g p p 。r a k er e c e i v e r , b l i n dd 默c c f i o n 绪论 移动通信系统已经历了第一代系统，第二代系统正处于成熟的实用阶段。为 满足未来移动通信的业务要求，目前第三代移动通信系统已成为信息领域的一个 热点，世界上很多国家投入了大量人力、物力于此，以期占领市场。相对于第一 代系统，第二代系统是模拟技术到数字技术的转变。然而，相对于第二代系统， 第三代系统并没有明确的定义。一般认为今后十年移动通信与互联网将会有广阔 的市场前景。第三代移动通信系统就是移动与互联网的结合。那么，第三代系统 应至少具有以下两点特征： 大容量，或者说，高频谱利用率 支持多种速率的业务 当然，或许由于市场的推动，将来的移动通信有别于此也未可知。但想来，虽不 中亦不远矣。针对以上两点，普遍认可第三代移动通信系统将采用c d m a 技术。 那么，为什么要采用c d m a 技术? 首先，我们从容量入手考虑c d m a 相对于f d m a 和t d m a 的优势。方便起 见，我们假设信道为带宽受限的a w g n 信道，用户数为k ，每个用户拥有相同 的信号功率p 。在理想的带宽受限的a w g n 信道下，单个用户的容量为 如删0 9 2 ( 1 + 韶 其中，w 为信道带宽，噪声的功率谱密度为i 2 n o 。 在f i ) m a 中，每个用户的带宽为w k ，每个用户的容量为： g = 要l 0 9 2 ”盎】 于是，k 个用户的总容量为： 级坷i o 啦罴) 可以看到，对于固定的带宽w ，总容量随着用户数k 线性的增长。同时， 随着k 的增长，每个用户的带宽减少，相应的，单个用户的容量减少。上式可 以表达为单位比特能量毛的函数： 可c x 一_ i i1 0 9 2 【l + 置鲁( 静】 北京邮：a 大学顶_ _ l 论文 绪论 为便于比较，设c 。= k c 。w ，e 表示单位带宽的总容量。上式可表示为： e = l 0 9 2 ( 1 + e v0 在0 大于l i l 2 的条件下，e 随着矗n o 的增长而增长。 在t d m a 系统中，每个用户占用1 k 时间，峰值功率为k p 。这样，每个用 户的容量为： c k ( 耖l 0 9 2 9 ( 1 + 蕞)( 玄) 形( 1 + 蒜) 可以发现，t d m a 与f d m a 有着相同的容量。但是，t d m a 对单个用户要 求较高的峰值功率。在实际系统中，峰值功率 = p 不可能随着k 无限增长。 在c d m a 系统中，每个用户拥有唯一的伪随机序列，占用整个带宽w ，平 均功率为p 。对于c d m a 系统，接收机分两种情况。第一种情况，接收机只针 对于某个特定的用户，而不考虑来自其他用户的信号。这样，其他用户的信号在 接收机中成为背景噪声。我们假设来自其他用户的干扰为高斯分布，功率为 ( 五一1 ) p ，加性高斯噪声的功率为巧, r u - 0 。这样，单个用户的容量为： q 川1 0 9 2 【“丽而a - 五_ 】 或者，可以表示为： 笠w = l 0 9 2 ”争丽赢】 由不等式i n ( 1 + 工) s x ，得 笠w sck雨丽6万bnow 1 聊( e d 丽n o l o g ：e + x k x ) “ 或者， 11 c | 妯9 2 o - - 赢 壶 在这里，我们看到，系统的总容量q 不会随着用户数k 的增加而不断增长。 另外一种情况，假设所有k 个用户在时间上同步发送，同时多用户接收机考虑来 自所有用户的信息进行联合解调和检测。每个用户拥有一个信号码集，在每个信 号间隔，第i 个用户从码集中选取码字置。这样，接收机接收到信号： r = e x i + z z 为加性高斯向量。接收机采用最佳接收方式，即选取k 个码字，使其与y 在 北京邮电大学硕士论文 绪论 信号空间的欧氏距离最短。简单起见，假设所有用户的信息速率相同，均为r ， 这样， r 去 ( f ) = 日( 厂，t ) s i ( t ) e j 2 啦d f ( 1 - 2 1 0 ) h ( f ，f ) 是信道的传输函数，将式( 1 - 2 9 ) 代入式( 1 2 1 0 ) ，可得 驰，= 专奎，c 咖珊2 卯川m m ：小， 3 专圣( 州卜n w f ) 上式可以进一步交换为： ， 哟) 5 寺圣( 卜哪( 阶) ( 1 - 2 1 2 ) 令q o ) = 万1 ( 万1 1 ，f ) ，接收信号形式变为； o ) = c , ( t ) s t ( t n 矽) ( 1 - 2 - 1 3 ) 当冲激响应| j i ( f ，) 随时间变化较慢，e a t ) 可以被看作平稳随机过程，表示为 c n 。对于在一定时间间隔的发送信号，接收信号在时域是有限的，因此 ( f ) = 气吼( t - n w ) ( 1 - 2 1 4 ) 在( 1 。2 1 4 ) 式中，k = 睡形】+ 1 。l 为信道的最大相对时延。所以，当信号 的带宽为w 时，信道对信号的响应可以表示为： ( ) - 姜碱卜争 ( 1 - 2 1 5 ) 令c 。= g 姨。一般情况，假设和只统计独立，表示缓慢变化的幅度， 服从瑞利分布，萁概率密度函数为： 氏( ，) 5 毒唧c 一匆 垃。 幺表示信道响应的相位，j r ) a ( o ，2 万】之间的均匀分布 另外，接收信号中还会包含有加性噪声n ( t ) ，按一般情况， f 1 - 2 1 6 ) 我们假设其为白 生型坠坠苎兰堡燮堡兰一 兰! 兰坠鉴! 堡坚! ! 璺墨 高斯噪声，具有单边功率谱密度n o 。 1 3 信号特征 假设发射信号集为m 元信号集，在每个信号间隔，发送端发射的信号形式 为： 岛( f ) = r e s 口( t ) e x p ( j 2 n f 。t ) ，i = 1 , a ，m ( 1 3 1 ) 我们假设发送端以相同概率随机选取发送信号，同时，发送信号具有相同的发射 能量： fs ；( 潮f _ 占，f o r 蒯i ( i - 3 - 2 ) 符号t 代表信号间隔，定义发送信号之间的相关函数为： ( f ) = f j ：( r ) ( f f ) d f ， f ，k = l ，a ，m ，i t l _ t ( 1 - 3 3 ) 则，信号的相关函数要求满足： k ( f ) l 2 8 ，i 譬七， a l li 胁) i 1 。 ( 1 3 - 4 ) n - 3 - 5 ) ( 1 - 3 6 ) 1 4r a l 接收机的结构 现在我们来考虑r a k e 接收机的具体形式。经过多径信道的数字信号，要使 用“r a k e 接收机”进行接收，必须是一个宽带信号。准确地说，信号的带宽必 须大于信道的相干带宽。这时，信号会遭受频率选择性衰落。一般面言，频率选 择性衰落对于接收机是不利因素，应该努力避免。然而，r a k e 接收机恰恰可以 开发这种不利因素，将其转化为有利因素。 由式( 1 3 q 和式( 1 3 5 ) 可以看出，对于某一发送信号，接收信号中间隔大于 1 w 的多径分量可以通过匹配滤波器或相关器加以分辨。很自然的，我们可以想 到利用多个解调分支( 在r a k e 接收机中称为指峰) ，解调间隔大于1 矽多径分量 来提高系统的性能。 北京邮电大学顾士学位论文第1 章r a k e 接收帆原理 1 4 1 二元信号的最佳接收机 为简单起见，我们从二元信号入手进行分析，多元的情况很容易推广得出。 假设发送端等概的随机选取信号5 。( f ) 和s ，：( f ) 之一。由式( 1 2 1 5 ) ，接收信号可以 表示为： 砸) 2 奎味卜旁) + “r ) ( 1 - 4 - 1 ) = v ；o ) + n ( f ) ，0 t t ，i = 1 , 2 假设接收端已知信道的信道参数，包括各径信号的衰减和时延。由最大似然 接收的思想，接收端可以构造出信号v 。( f ) 和v ：( r ) ，分别与接收信号进行相关运 算，然后比较相关值的大小得出判断。由于是复信号，所以需要用信号v 。( f ) 和 v ，( f ) 的共轭形式进行相关运算。等价的，我们也可以采用匹配滤波器。在这里， 我们使用相关器。这样，判决统计量为： u 。= r e e 吒( f ) 订( r ) 刎 峨c 洳喊”渺，： 。4 2 图1 。1 二元信号的最佳接收机 根据式( 1 4 2 ) ，二元信号的最佳接收机如图1 1 所示。图中，s i ( f ) 和5 五( f ) 分 1 2 北京邮电大学硕： 学位论文 第l 章r a k e 接收目l 原理 别为发送信号的共轭形式，c ：为信道衰减因子的共轭形式。k = 【乙】+ 1 ，l 为 信道的最大时延扩展。一般情况下，延迟时间大于i w 的多径分量具有较小的相 关性。所以，接收机的相邻指峰以l 为间隔会得到较好的分集效果。根据式 ( i - 4 2 ) ，我们应该保持接收信号，产生不同时延的参考信号与接收信号进行相关。 但是，很明显，延迟接收信号的方法与之等价，并且在这里更容易实现。 对于图1 1 所示的接收机结构，无论从处理方法，还是从外形而言都很像一 个耙子僻a k e ) 。所以，将这种接收机命名为r a k e 接收机。 在图1 1 中，接收机的每个指峰的加权因子为衰减因子的共轭： w 。= = a 。g 靠( 1 4 3 ) 这种合并方法称为最大比合并。使用最大比合并方法，多径分量被扭曲的相 位得到补偿，这样，多径信号合并就成为了代数相加，而不是矢量相加，避免信 号的衰减。另外，每个多径分量乘以对应的衰减幅度，于是，信号能量强的多径 分量得到加强，对判决量产生更大的影响。 在这里，我们假设已知信道的信道参数。对于实际系统，我们需要进行信道 估计来得到信道参数。常用的方法是通过发射端发送的已知信号来获得信道参 数，也可以先对随机接收信号进行判决，将判决结果作为已知信息进行信道估计。 在实际应用中，还有其它合并方法：1 ) 等增益合并，即每个指峰具有相同的 加权因子；2 ) 选择性合并，即从多个指峰中选取能量最强的一个进行解调判决。 在实际情况中，需要根据性能要求、系统复杂度和信道情况多种因素进行选择。 从图1 1 可以看出，接收机的每个指峰中含有相同的相关运算。因此，我们 可以对信号先进行相关运算，然后再通过延迟线进行加权合并。这正如图1 2 所 示。在图1 2 的接收机框图中，我们用匹配滤波器代替了相关器当然，这两者 是等价的。匹配滤波器的冲激响应是： h t ( f ) = s ：( r f ) 0 s r r ，f=1,2(144) 在图1 2 中，虚框中的部分本身就是一个匹配滤波器，用于匹配信道的响应。 其冲激响应为： r h c ( f ) = c ：占( f 一争 ( 1 - 4 - 5 ) i 7 7 因此，此最佳接收机可以看作是对信号匹配的滤波器和对信道匹配的滤波器 的级联。 另外，对于二元信号，如果是波形完全相反的两个信号，即两信号的互相关 为1 ，接收机只需一个信号匹配滤波器，然后通过判断判决量的正负即可。对于 北京邮电大学坝= 亡学位论义第l 章r a k e 接收机燎埋 多元信号，接收机需要使用多个接收分支，每个分支包含不同信号的匹配滤波器 和信道的匹配滤波器，然后从所有接收分支的输出中选取最大直作出判决即可。 图1 2 二元信号的最佳接收机 1 4 2 二元信号的非相干接收 在上一节中，我们假设接收机已知各径信号的相位信息，或者可以获得其相 位信息，于是可以对信号进行相位补偿。但是，有时由于相位变化太快而无法跟 踪，或者由于系统复杂度方面的考虑，相干接收无法做到。这时，我们会采用非 相干接收。对比于图1 2 相干接收而言，非相干接收机需要在信号的匹配滤波器 后加一个包络检波器，具体结构如图1 3 所示。 在这里，非相干接收机的最佳合并有别子相干接收的情况。令各个指峰的抽 样值为儿，当我们知道各径的衰减幅度时，抽样值的最佳合并为： k u i = l o g 。厶( 篝产) ，f - 1 , 2 ( 1 - 4 - 6 ) _ l 1 0 i o 为零阶贝塞耳函数，o 为加性噪声的功率谱密度。由于当x 很大时， l o g 。i o ( x ) 兰工。当接收机合并的各径能量相比于噪声很大时，上式可以近似为： 1 4 北京邮电大学坝士学位论文 第1 章r a k e 接收机原理 u i 兰寺，f - l ，2 ( 1 - 4 7 ) 和式中的相同项可以去掉，于是判决量为： q 兰口。，i = 1 ，2 ( 1 - 4 8 ) 另一种情况，我们只知道信道为瑞利信道，各径的衰减幅度的均方差为 一= 研口： ，各径之间统计独立，则抽样值的最佳合并为： ”善g 赤2 2 ，z m 。唧 占为信号能量。 1 4 3d p s k 接收机 图1 3 二元信号的非相干接收机 北京邮电大学顾士学位论文 第1 章r a k e 接收机原理 当信道参数变化不是很快，接收信号的各径分量中，相邻信号的相位扭曲基 本保持一致时，采用d p s k 的调制方式可为接收带来方便。这种情况在实际中较 为常见。由于d p s k 信号是通过相邻信号的符号差异来携带信息的，接收端将接 收信号与前一信号间隔的接收信号相乘，符号相同时产生正的判决量，符号不同 时产生负的判决量。在慢变多径信道中，由于信号所受的衰落在相邻信号间保持 相同，所以，这种相乘同时起到了信道补偿的作用，从而省去了信道估计的开销， 降低了系统的复杂度。具体接收机框架由图1 4 所示。 图1 4d p s k 信号的接收机 1 4 4 码间干扰 在前面我们已经指出，r a k e 接收机可以抗多径。在这一节中，我们讨论 r a k e 接收机中码间干扰的问题。这个问题分为两种情况：1 ) 发送信号的符号间 隔大于信道的最大时延扩展，即t 瓦；2 ) t l 时，接收机中没有明显的码间干扰发生。相对比的，在 图1 6 中可以看出，滤波器输出的【r ，r + l 】段将被用来合并产生判决统计量， 而在本来发送信号5 ，( f ) 的情况下，s ( f ) 的匹配滤波器的输出( a ) 中的这一时间段 北京邮电大学顾士学位论文第1 审r a k e 接收机原理 内却存在能量很强的信号输出，会增大误判的概率，即当t 毛时，匹配滤波器的输出 k 一瓦刊 l z山施 0t2 t 儿勿红 。 0t 2 t 图1 6 z 瓦时，匹配滤波器的输出 所以，r a k e 接收机在高数据率的情况下，接收机性能将会受到码间干扰的 影响，这时，接收机必须采用均衡技术对码间干扰加以克服。 北京邮屯大学硕士学位论文 第1 章r a k e 接收机原理 1 5 总结 1 r a k e 接收机是利用信道的频率选择性进行工作，能够有效的抵制信道 的多径效应，可以视为一种时间分集技术。 2 r a k e 接收机是一种等效的频率分集技术。假设信道的相干带宽为厂， 以信道的相关带宽为带宽限度发送窄带信号，当给定带宽w 时，可以获 得维数为l = 吲，的频率分集。而v z ，即r a k e 接收机可以合并 的多径分量与上述频率分集的维数大致相同。 3 本节讨论的r a k e 接收机的最佳形式都是在单用户情况下取得的，当多 个用户共享相同的频带资源时当有所不同。 4 r a k e 接收机的缺点：1 ) 在单用户情况下，受到码间干扰的限制，在没 有其它技术的支持下，r a k e 接收机很难实现高数据率，因此，频带利 用率较低。一般情况下，在采用r a k e 接收机时，要求发送信号的符号 间隔大于信道的最大时延扩展；2 ) 在c d m a 系统中，接收机的性能会受 到多址干扰的影响，丽r a k e 接收机对抑制多址干扰无能为力。 5 对于r a k e 接收机，如果增加扩谱带宽w ，接收机可分辨的多径分量会 随之增加。接收机采用相干接收形式，当信道估计无误差时，随着带宽 的增加，接收机的性能会随之不断提高。但是，由于随着信号的带宽增 加，每一径所具有的能量会减小，这会为信道估计带来难度。在信道估 计存在误差的情况下，接收机的性能不会随着扩谱带宽的增加而不断提 高。 6 从理论上指出，对于固定的带宽，r a k e 接收机增加合并的多径分量会 带来系统性能的提高，但是，系统性能提高的幅度随着合并的多径数目 的增加而减少。所以，在实际应用中，接收机并不需要利用所有可分离 的多径分量。 7 在实际中，r a k e 接收机合并的多径数目需要根据系统要求的性能水平 和系统的复杂度共同决定。在w c d m a 系统中，信号占据的带宽接近 4 m h z 。而在城镇环境中信道的多径延时一般可达5 u s ，于是接收机可分 离的多径数目可达2 0 多径，同时要求较好的信道估计以实现相干接收 机，复杂度的要求使系统不可能利用所有的多径分量。 北京邮电大学顾士学位论文第2 章r a k e 接收机信道估计性能仿真 第2 章r a k e 接收机信道估计性能仿真 在分析第三代移动通信系统的基础上，我们依据3 g p p 关于w c d m a 系统的 物理链路层的规定，建立了w c d m a 系统物理链路层的软件仿真平台，我负责 r a k e 接收机部分。通过仿真平台，对w c d m a 系统建立初步的理解。 2 1 仿真框架 仿真平台总体框架如图2 1 所示。信源发生器由一个伪随机序列完成。编码 方式、成帧方式、扩频码产生方法、扰码产生方法、扩频方式、加扰方式以及成 形滤波器的要求完全依据于3 g p p 的有关规定，这里不再叙述。多径瑞利信道的 参数取自r r u rm 1 2 2 5 的建议。比较判决模块判决接收统计量，然后比较得出 ，误码率性能。 图2 1 仿真总体框架图 为方便起见，发送信号具有归一化的能量，调整信噪比通过调整白高斯噪声 模块产生的加性高斯噪声的功率谱密度来完成。在仿真中，接收端已知多径信号 的时延，并且假设接收端和发送端的频率差为零。 北囊f | | | f i 皂大学硕士学位论叟 第2 章r a k e 接收机侍道估汁性能仿真 2 2 接收方法 因为上行链路和下行链路的成帧方式不同，主要区别表现在下行链路中数据 和导频符号是时分复用的，而在上行链路中数据和导频符号是并行的。所以上行 和下行的接收方式也有所不同，这里分别讨论。 2 2 1 下行链路接收方法 下行链路采用q p s k 调制，信号在发送端通过正交的两路发送，这里分别称 为i 路和q 路。图2 2 显示了下行链路的帧格式。在每个时隙( s l o t ) p q ，数据( d a t a ) 部分和导频符号( p i l o t ) 是时分复用的。其中，数据部分包括用户数据和控制字。 每一时隙的信号经过串并变换，成为i 、q 两路，再经过扩频、加扰、成形滤波 后而发送出去。 图2 2 下行链路帧格式 假设发送端信号为x ( o ，经过串并变换后i 、q 支路分别为x t ) 和x q ( t ) ，信 道化码为c ( 1 ) ，扰码为s i ( t ) 和s q ( t ) ，则进入信道前的信号为( x i ( t ) + j x q ( t ) ) c ( t ) ( s i ( t ) + j s o ( t ) ) - 根据上面分析，认为多径衰落信道实际造成的影响如下。首先，由于各径路 径不同，故各径信号到达接收点的时间不同即延时不同；其次路径的不同还造 成各径信号幅度和相位的衰落各不相同；另外，信道还在各径上叠加了不同的高 斯白噪声。所以i 、q 支路信号经过多径信道后到达r a k e 接收机的数学表达式 为： 【x ，( f f f ) + 豇。( t - f 1 ) 】c o o ) 【s ，o 一) + j s o ( t 一1 ) 】+ 【 ，o - - 1 t ) + h a ( t 一f ) 】+ 1 1 1 ( f ) + j n 口( f ) i = 1 2 0 ( 2 1 ) 北京邮屯大学顾= 匕学位论文第2 章r a k e 接收机信道估计性能仿真 其中l 表示接收信号的多径数。下面分析其解调及相位估计过程。 对r a k e 接收机的第n 条接收支路( f i n g e r ) 而言，上述詹号可以表示为 x ，o f 。) + 豇口( f f 。) c o 一2 n ) i s ，( f f ) + 芦。0 一t n ) 】+ 【 ( f f 。) + h 口0 一z n ) 】+ z x ，o f 。) + j x 。( f f ) c o z i ) i s ，( f z i ) + j s 。( f 一f ) 】+ ，( f t i ) + h q 0 一r ，) 】+ n i o ) + j n 。o ) l i l i # n ( 2 2 ) 经过比较理想的时延估计后，利用扰码和扩频码的特点，通过乘以扰码和扩 频码，将其它多径信号和高斯白噪声抑制而加强第n 条多径信号，根据下行链路 帧结构的特点就可以估计出导频和信息比特的衰落相位，数学分析如下： 0 一) + j 龟( f 一) 】c p 一) 口0 0 一) + 。f 品( f 一) 】+ h a t 一) + 2 ( f 一) 】 s a t 一) 一f o 一) 】c 1 ( f 一) + 芝h o 一) + 。自b ( f r ，) c c t 一) 嗡( f 一) + j s o ( t 一日) 】 h a t 一弓) + ( r q ) 】+ s a t 一) 一j s 口( t 一) 】 v 一) f = l f + 嘶+ 几 ( 2 3 ) 根据扰码和扩频码的自相关和互相关特性，对上式进行积分周期等于扩频码 长度的积分后，并进行归一化，可以表示为： x t ( t - t 。) + j x o ( t - x 。) 】 h i ( t - x 。) + h q ( t - x 。) 】+ 8 ( 2 4 ) 其中表示相对于加号前的极小量。 由下行链路帧结构可知，i 、q 信道的每个时隙前几个比特均为导频，因此在前 几个导频比特分别乘以【x 。( t t 。) 一扭o ( t t 。) 】可以得到信道的估计特性。 已知导频的信道特性，估计信息比特的相位特性，可以采用插值的方法。如线性 插值，n i v e l l e 插值，最小二乘法插值和三次样条插值。 图2 3 所示是r a k e 接收机的一个指峰的结构。仿真中，接收端已知多径信 号的时延、扩频码信息和扰码信息。从图2 3 可以看到，在每个指峰中，信号根 据已知信息进行时延调整、解扩、解扰，然后由解复模块分离出导频符号，通过 已知的导频符号可以进行信道估计。先得到导频的信道参数h 。+ 乃咖，由于每个 时隙的末尾都有导频比特，从而可以利用这些导频比特的1 1 , ，1 1 0 值，来插值估计 时隙内的其他数据比特的h i ，l l o ，从而作出信道补偿。 北京邮电大学砸士学位论立第2 章r a k e 接收机信道估计性能仿真 经 图2 3 下行链路r a k e 接收机的一个指峰 2 2 2 上行链路接收方法 上行链路的帧格式不同于下行链路。具体而言，上行链路中，用户数据单独 占有i 路，控制信号占有q 路。在每个时隙中，导频符号处于q 路的前部。由 图2 4 可以很明显的看出。另外，上行链路的i 、q 两路具有不同的信道码。 图2 4 上行链路帧格式 帧格式的不同导致上行链路的接收与下行链路之间的差异，具体如图2 5 所 示。由于导频符号与数据是并行的，所以导频符号位置的信道衰落就是对应数据 的信道衰落，可以直接用来信道补偿。在每个时隙中，只有前半段存在导频符号， 所以每个时隙后半段的信道衰落仍然需要由插值获得。 图2 5上行链路雌接收机的一个指峰 北京邮电大学硕士学位论文第2 章r a k e 接收机信遵估计性能仿真 在上行链路的帧结构中，d p d c h 和d p c c h 不在同个时隙帧中，分别由 i 、q 信道并行发送的。且不同的信道采用不同的信道化码。因此进入信道之前 的信号数学表达式为： m - i x 。i ( t ) c i ( t ) + j 芝x q i ( t ) c 。( t ) s 。( t ) + j s q ( t ) 】其中i 表示i 、 i = 0i = o q 路的信道序号。m ，i 1 表示i 、q 路各有几个信道。经过信道后的信号数学表达 式为： x “( t 一1 ，) c i ( t ) + j x q i ( t ) c i ( t t f ) 】【s i ( t q ) + j s q ( t t f ) 】+ 【h i ( t t ，) + h q ( t t f ) + n i ( t ) + j n q ( t ) ，- ii li = l ( 2 - 6 ) 经过比较理想的时延估计后，利用扰码的特点，通过乘以扰码，将其它多径 信号和高斯白噪声抑制而加强第k 条多径信号，数学分析如下： r e x “( t - x k ) c ( t - x k ) + j y xq i ( t t k ) c i ( t t k ) 】 st ( t - c k ) + j s q ( t t k ) 】 h i ( t - - r k ) + h o ( t t k ) i - ii - i ， lm n i sr ( t h ) - i s q ( t - x k ) ) + 【x f i ( t - x , ) c i ( t - x ，) + j y x q ( t - - c ，) c f ( t 一0 ) 】f s l ( t - - c ，) + j s q ( t t ，) + h i 抽ii - i ， ，k h i ( t t f ) + h q ( t q ) 】+ 【s l ( t t k ) 一j s q ( t x 0 + n i ( t ) + j n q ( t ) ( 2 - 7 ) 根据扰码的自相关和互相关特性，并进行归一化，可以表示为： x i i ( t 一气) c i ( t - x k ) + 迈xq i ( t - c k ) c f ( t - c k ) 】+ 【h i ( t - x o + h q ( t - c k ) 】+ 8 i ( 2 - 8 ) i = li - i 其中e ，表示相对于加号前的较小的量。再利用扩频码之间的正交性，上式分别 乘以不同的信道化码，并进行区间为信遭化码长度的积分，进一步抑制干扰分量， 分离出不同的信道数据。为了信道估计，上式乘以d p c c h 采用的信道化码，提 取导频信息的信道估计值，从而估计出各信道的衰落。 在进行信道估计时，使用的插值算法，与下行链路的相同。只是上行链路 的导频位映射到d p d c h 信道比特时，按照逐时隙映射，每个导频的信道估计值， 映射为相应时隙间隔为2 5 6 s f 比特位置，然后再插值。d p c c h 信道其他数据比 特的信遭估计，与下行链路类似，直接插值 2 3 相位补偿中的插值算法 接收机根据导频符号估计信道做插值时，可以选择i 、q 方式，还是模、幅 北京邮电大学颁士学位论文 第2 章r a k e 接收机信道估汁性能仿真 角方式做插值。下面介绍线性插值和三次样条插值下，i q 和模、幅角方式的插 值性能仿真 2 3 1 线性插值 求出导频的i 、q 两路信道特性的估计值，根据下行链路信号帧结构的特点， 每个时隙的导频位的信道估计值取平均，相邻时隙的导频信道估计的均值之间做 线性插值，补偿信息比特。 2 3 2 三次样条插值 设y = t ( x ) 在插值区间【如】上各插值节点a - - - - x o x i l 时，表示同 时存在一个d p c c h 信道和p h y _ n u m - - 1 个d p d c h ：l ( p h y _ n u m - - 1 ) 表示 d p d c h 信道号。 结构体r a k e _ o u t p u t 中的参数p h yn u mn _ 3 9 p p f r a m e _ o u t p u t 中的相同a 结构体c h a n _ p a r a _ i n p u t 的参数缺省值为： 5 ， i s n r 信噪比 i ， 北京【! | | j 电大学颂七学位论文第3 章基于c r c 的盲格式检测 0 , 3 1 0 e 一9 ，7 1 0 e 一9 ，1 0 9 0 e 一9 ，1 7 3 0 e - 9 ，2 5 1 0 e 一9 ) 0 ，一1 ，9 , - 1 0 , - 1 5 , - 2 0 ) ， 3 8 4 0 0 0 0 ， 2 0 0 ， 3 8 4 0 0 0 ) ； 3 。2 物理层成帧过程简介 如图3 2 所示，即根据高层指示，每个t t i 在1 0 m s 、2 0 m s 、4 0 m s 或8 0 m s 时间间 隔内传输，如1 0 m s ；在这个传输时间间隔内，传输肘，个长度为4 的传输块。 编码复用的步骤如下： 给每个传输块加c r c 传输块级联和码块分段 信道编码 速率匹配 插入非连续传输d t x 指示比特 交织( 分两步) 无线帧分段 传输信道的复用 物理信道的分割 到物理信道的映射 无论上行链路或者下行链路，都是以t t i 为单位完成由传输层到物理层的映 射的。而第一步都是给t t i 内的传输块加c r c 校验，而简单的盲格式检测正基 于此。 北京邮电大学颀士学位论文 第3 章基于c r c 的肓格式睑测 ： t i m 3 ，k ，口m ，+ c r ca t t a c h m e n t k 3 ，k ，6 + t r b kc o n c a t e n a t i o n c o d eb l o c ks e g m e n t a t i o n p 3 k o i r k ,+ c h r o m e l c o d i n g k ，c t e j r a t e r a t em a t c h i n g m a t c h i n g 3 ，氏，g l c - f+ 1 。i n s 删o d o f d t x i n d i c a t i o n ，h f3 ，k ，h i i n t e r l e a v i n g ，k ， r a d i o 缸m e s c g m m a t a t i o n 1 “ z 。，z ：，z s ，k ，讯1 l t r c h m u l t i p l e x i n g 而，s 2 ，毛，k ，如 0 2 。i n s r t i o no f d t x i n d i c a t i o n w i ，w 2 ，w 3 ，k ，w 0 c c t 吒7 - 1 p h y s i c a lc l m n n e l s e g m e n t a t i o n u p i ) u ，2 ，u ，3 ，k ，u m 0 上 2 。蛐v i n g ，i ，咋2 ，3 ，k ，u+ l p h y s i c a lc n n m - m a 坤；地f 图3 2 t r a n s p o r tc h a n n e lm u l t i p l e x i n g s t r u c t u r ef o rd o w n l i n k - 4 5 北京邮电大学硕士学位论文 第3 章基于c r c 的茸格式榆测 3 3c r c 校验 差错检测功能通过传输块上的循环冗余校验来提供。c r c 长为2 4 ，1 6 ，1 2 ，8 或 0 比特，每个t r c h 使用的c r c 长度由高层信令给出。 整个传输块被用来计算每个传输块的c r c 校验比特。校验比特的产生来自下面的 一个循环生成多项式： g c 麟 ( d ) = d 2 4 + d 2 3 + d 6 + d 5 + d + 1 g c r c l 6 ( d ) = d “+ d “+ d 5 + 1 g c m l 2 ( d ) = d ”+ d “+ d 3 + d 2 + d + l g ( d ) ：d 8 + d 7 + d 4 + d 3 + d + i 在一个传输块中传递给层l 的比特用a 。l , a m 2a r m 3 , k ，口。来表示，校验比特 用p p h 2 ，p m ，k ，p m 。来表示。省r 为传输块t r c hj 的长度，j g 为传输块的编号， l ，将根据高层信令来取值，为2 4 ，1 6 ，1 2 ，8 或0 。 编码以系统码的形式进行，即在g f ( 2 ) 中，下面的多项式 口拥i d 4 + 2 3 + 拥2 d 4 + 2 2 + k + a h “d 2 4 + p 蛔l d 2 3 + p 翩2 d 笠+ k + p 蛔d 1 + p 如2 4 除以g 。( d ) 产生的余数等于0 ；下面的多项式 口枞d 。+ 1 5 + 口h 2 d 4 + 1 4 + k + 口砌d 1 6 + p 钿l d l 5 + n _ 2 d 1 4 + k + a _ 1 5 d + p 拥1 6 除以g 。( d ) 产生的余数等于0 ；下面的多项式 口h 1 d 4 + 1 1 + 口抽2 d + 1 0 + k + 口自“d 1 2 + p 拥l d “+ p 蛔2 d 1 0 + k + p 妇1 1 d 1 + p 妇1 2 除以g 。( d ) 产生的余数等于0 ；下面的多项式 口抽1 d + 7 + 口抽2 d 4 + 6 + k + a l , a d 8 + 风- p 7 + 见_ 2 d 6 + k + 见_ 7 d 1 + 见 8 除以g 。( d ) 产生的余数等于0 。 如果m ，= 0 ，即没有传输块进入c r c 校验单元，则不需要附加c r c 校验比特： 如果m ，0 ，即有传输块进入c r c 校验单元，但是传输块为空块( 即a i = 0 ) ， 则可以根据高层指示增加2 4 、1 6 、1 2 、8 或0 个校验比特，这些附加比特值为0 。 3 4 算法简介 最简单易行的盲传输格式检测算法就是穷举，即把所有传输格式组合集中的 t f c i 全部试一遍，选出误块率最低的t f c i 。这种方法对于小的传输格式组合集 合可以忍受，但是对于较大的传输格式组合集，运行速度就非常缓慢了，因此， 北京邮电大学硕二e 学位论文 第3 章基于c r c 的肓格式硷测 需要在算法上进行改进。在发送端，t f c i 的选择并不是随机的，它遵循着以下 的约束关系：对于某个传输信道，在一个t t i 内传输格式必须相同。按照这一约 束关系，可以将传输格式组合集划分为不同的等价类，t f s 只能从同一等价类中 选取。例如，在传输模式1 7 中定义了六种传输格式如下： d lc o n v e r s a t i o n a l s p e e c h u l ：1 2 2 k c sr a b + 3 4 k s r bm o d e 2t t i = 2 0 m s “1 , 0 ，0 ，o ) ， 0 ，1 0 3 ，6 0 ，1 4 8 ， 2 0 ，2 0 ，2 0 ，4 0 ) ， “1 ，0 ，0 ，o ) ， 3 9 ，1 0 3 ，6 0 ，1 4 8 ， 2 0 ，2 0 ，2 0 ，4 0 ， “1 ，1 ，l ，o ) ， 8 1 ，1 0 3 ，6 0 ，1 4 8 ， 2 0 ，2 0 ，2 0 ，4 0 ) ) ， “1 , 0 ，0 ，1 ) ， o ，1 0 3 ，6 0 ，1 4 8 ， 2 0 ，2 0 , 2 0 ，4 0 ) ， “1 , 0 ，0 ，l ， 3 9 ，1 0 3 ，6 0 ，1 4 8 ， 2 0 , 2 0 ，2 0 ，4 0 ) ， “l ，1 ，i ，1 ) ， 8 1 ，1 0 3 ，6 0 ，1 4 8 ， 2 0 ，2 0 ；2 0 ，4 0 ) 根据上述的约束关系，找到最大的t t i 的信道( 第四个传输信道) ，按照它 的传输格式来划分等价类( 一般根据最大订i 来划分等价类) ，上述模式共6 种情 况应该划分成两个等价的t f c i 集合( 0 x1 4 8 和1x1 4 8 ) ，每一个最大t t i 的t f s 只能从其中一个集合中选取。 这样在一个最大t t i 内，前后不同帧的传输格式之间就存在着一定的相关 性，我们可以利用这一相关性来简化基于c r c 的盲格式检测算法。 在某一个最大h 1 中可能存在着几个最小1 ，最小硼的个数由最大t t i 长度除以最小t t i 长度得到，可取值l 、2 、4 、8 ，它是由所选用的服务模式决 定的。每个最小t t i 可以选择不同的传输格式组合，但它们必须属于同一个等价 类。对于第一个最小t t i 的t f c l 我们可以利用穷举法得到，但对于后面的每一 个最小t t i 则可利用前一最小t t i 搜索的结果，即只需要在前一最小t t i 所使 用的t f c i 所在的等价类中搜索就可以了，这样就大大缩小了我们搜索的范围， 提高了时间效率。 当然搜索时间可以进一步缩短，如果我们考虑到在相邻的两个最大t t i 之间 也存在着一定的相关性，如传输格式集在两个最大r n 之间的转移基本服从慢变 规律，则传输格式集为此不便的可能性要大一些，这样也可以减少搜索时间。但 在本次的课题实践中，由于时间原因，并没有对这方面的改进作进一步的探讨。 北京邮电大学瓶十学位论文第3 帝基于c r c 的盲1 1 辑式检删 3 5 测试结果 测试条件：2 0 0 0 帧，a w g n 信道，模式1 7 l0 d b0 5 d b1d b1 5 d b2 d b2 5 d b3 d b3 5 d b4 d b l0 1 8 2 10 1 2 4 20 0 9 5 30 0 5 1 40 0 3 2 20 0 1 9 50 0 0 9 20 0 0 2 80 0 0 1 7 - 4 8 - 北京邮l 乜：t 学硕：b 学位论文第4 章基于s o v a 的盲格式检测 第4 章基于s o v a 的盲格式检测 4 1w c d m a 中的信道编码 在移动通信中，信号在信道中的传输会受到快衰落、