（通信与信息系统专业论文）高阶QAM载波恢复算法研究及QAM测试仪实现(1).pdf

摘要 摘要 载波恢复技术是数字通信系统中一个必不可少的单元，用来纠正信号传输和 解调过程中所带来的频偏和相偏。本文首先介绍了经典的最大似然估计( m l ) 算 法，面向判决( d d ) 算法和简化星座( r c ) 算法。m l 算法是理论上的最佳算 法，但是比较复杂，实现起来很困难。d d 算法大大的简化了m l 算法的复杂度， 在实际中得到了广泛的应用，但是在固定的环路滤波带宽的情况下，无法解决收 敛速度和稳态方差之间的矛盾。针对这一问题，本文给出了一种自适应调节环路 带宽的改进d d 算法。经仿真验证，这种改进算法可以很好的解决这一矛盾。然 后介绍了适用于高阶q a m 的极性判决相位检测算法。这是一种多模式的联合算 法，在开始利用了有较大捕获范围的r c 算法，在进入跟踪模式后利用d d 算法 来减小稳态方差。本文在对极性判决算法进行研究的基础上，对其模式转化方法 进行了优化，并提出了“极性判决+ 扫频”的算法，使其捕获范围有了较大的扩 展。最后，本文给出了q a m 测试仪的设计与实现方案。 关键词：载波恢复正交振幅调制测试仪极性判决 a b s t r a c t a b s t r a c t t h ec a r r i e rr e c o v e r yi san e c e s s a r yp a r ti nt h ed i g i t a lc o m m u n i c a t i o ns y s t e m ，i ti s u s e dt oc o m p e n s a t e 行e q u e n c yo f f s e ta n dp h a s ej i t t e rb r o u g h tb yt r a n s m i s s i o na n d d e m o d u l a t i o n f i r s t l y , t h i sp a p e ri n t r o d u c e st h em a x i m u ml i k e l i h o o d ( m l ) a l g o r i t h m ， t h ed e c i s i o nd i r e c t e d ( d d ) a l g o r i t h ma n dt h er e d u c e dc o n s t e l l a t i o n ( r c ) a l g o r i t h m a l t h o u 曲m la l g o r i t h mi so n eo ft h eb e s ti nt h et h e o r y , i ti st o oc o m p l e x t oi m p l e m e n t d da l g o r i t h mr e d u c e st h ec o m p l e x i t yo fm la l g o r i t h ma n dg e t sw i d e l yu s e di nr e a l i t y b u ti nt h ec a s eo fc o n s t a n tl o o pb a n d w i d t h ，i ti si m p o s s i b l et oh a r m o n i z et h ec o n f l i c to f c o n v e r g e n c es p e e da n ds t e a d y s t a t ev a r i a n c e t os o l v et h ep r o b l e m ，t h i sp a p e rp r o p o s e s an e wd da l g o r i t h mw i t ha d a p t i v el o o pb a n d w i d t h a n dp r o v e db ys i m u l a t i o n ，t h en e w a l g o r i t h mc a ns o l v et h ep r o b l e mw e l l t h e nt h i sp a p e ri n t r o d u c e st h ep o l a r i t yd e c i s i o n a l g o r i t h mf o rh i g h o r d e rq a m ，w h i c hh a sm a n ys t a t e s i tu s e sr ca l g o r i t h mw i t hw i d e r a c q u i s i t i o nr a n g ea tt h eb e g i n n i n g ，a n du s e sd da l g o r i t h mi nt h et r a c k i n gs t a t u s b a s e d o nt h er e s e a r c ho ft h ep o l a r i t yd e c i s i o na l g o r i t h m ，t h i sp a p e rp r o p o s e san e ws t a t u s t r a n s f o r mm e t h o d ，a n dan e wa l g o r i t h mo f p o l a r i t yd e c i s i o na n ds c a nf r e q u e n c y a l g o r i t h m i nt h i sm e t h o dw ec a ng e tw i d e ra c q u i s i t i o nr a n g e f i n a l l y ，t h i sp a p e rg i v e s t h es c h e m eo f q a mt e s t e r sd e s i g na n di m p l e m e n t a t i o n k e y w o r d ：c a r r i e rr e c o v e r yq a m t e s t e r p o l a r i t yd e c i s i o n 创新性声明 本人声明所呈交的论文是我个人在导师的指导下进行的研究工作及取得的研 究成果。尽我所知，除了文中特别加以标注和致谢中所罗列的内容以外，论文中 不包含其他人已经发表过或撰写过的研究成果；也不包含为获得西安电子科技大 学或其他教育机构的学位或证书而使用过的材料。与我一同工作过的同志对本研 究所作的任何贡献均已在论文中作了明确说明并表示了谢意。 申请学位论文与资料若有不实之处，本人承担一切相关责任。 本人签名：日期：函鳓；多 关于论文使用授权的说明 本人完全了解西安电子科技大学有关保留和使用学位论文的规定，即：研究生 在校攻读学位期间论文工作的知识产权单位属西安电子科技大学。本人保证毕业 离校后，发表论文或使用论文工作成果时署名单位仍然为西安电子科技大学。学 校有权保留送交的论文的复印件，允许查阅和借阅论文；学校可以公布论文的全 部或部分内容，可以允许采用影印、缩印或其他的复制手段保存论文。 本人签名 导师签名 日期：z 一彳；、b 日期：加一否侈 第一章绪论 第一章绪论 多媒体通信技术是信息高速公路建设中的一项关键技术【4 1 1 。它是近年来出现 的一种新兴的信息技术，是多媒体、通信、计算机和网络等相互渗透和发展的产 物。多媒体通信的广泛应用将会提高人们的工作效率，减轻社会的各种不合理的 负担，改变人们的生活和工作方式。多媒体通信将成为2 1 世纪人们通信的基本 方式，也是目前各国在通信、计算机、教育、广播娱乐等领域研究的前沿课题。 1 i 多媒体通信与q a m 调制 多媒体通信中的“多媒体”指的是由在内容上相互关联的文本、图形、图像、 音频和视频等媒体数据构成的一种复合信息实体。多媒体通信是通过通信网同时 传送经过数字化的文本、图形、图像、声音、视频和音频等多媒体的综合业务。 多媒体通信技术的发展打破了传统通信的单一媒体、单一电信业务的通信系统格 局，反映了通信向高层次发展的一种趋势，是人们对未来社会工作和生活方式的 向往。多媒体通信技术是一种综合技术，涉及多媒体技术、计算机技术、通信技 术等多个领域。多媒体通信系统必须同时兼有集成性、交互性、同步性3 个主要 特征。这些特征也决定了高效传输成为多媒体通信的关键技术之一。当前的高效 调制方式主要是q a m 和o f d m ，它们各有优缺点，根据不同的信道条件选择需 要的调制方式。下面是这两种调制方式优缺点的比较。 表1 1 单载波q a m 调制方式的优缺点 优点：缺点： 高频谱利用率对多径敏感 动态容量分配对干扰敏感 较低的峰平比 表i 2 多载波o f d m 调制方式的优缺点 优点：缺点： 抗多径同步要求较高 抗衰弱和干扰 载波恢复要求高 动态子载波调制加了保护间隔，效率下降 较高的峰平比 从上面的比较可以看出，在信道条件比较差，多径效应明显的情况下采用多 载波的o f d m 调制方式：在信道条件比较好，多普勒频移比较小，多径效应不是 很明显的情况下可以采用单载波q a m 方式来进行高效传输。 这几年，q a m 调制方式已经在多媒体通信系统中得到了广泛的应用。美国、 2 高阶q a m 载波恢复算法研究及q a m 测试仪实现 欧洲和日本三个数字有线电视标准都是采用了q a m 调制方式；现代的接入技术 不管有线接入的x d s l 还是无线接入技术的l m d s 、m m d s 都采用了q a m 调制 技术；另外数字微波、h f c 网络也都采用了q a m 调制方式。 数字调制方式有三种基本方式：数字振幅调制，数字频率调制和数字相位调 制，这三种数字调制方式是数字调制的基础。然而，这三种数字调制方式存在不 足之处，如频谱利用率低、不能进行高速率的数据传输。为了改善这些不足，几 十年前人们提出了正交振幅调制( q a m ) 方式。在q a m 调制方式提出的初期， 由于人们需要传输速率较低，因此主要是使用较低阶q a m 调制方式。但是随着 这几年技术的发展，特别是多媒体技术的发展，要求通信网传输的数据率越来越 高。这样低阶的q a m 调制已经不能够适应当前的要求，因此要求更高阶的q a m 调制方式得到应用。随着q a m 调制阶数的增加，其对系统的要求也变得越来越 高，所以数字通信系统中的同步和均衡技术成为高阶q a m 解调中的难点。因此 研究适合高阶q a m 的载波恢复算法并对其进行优化有着重要的意义。 1 2 载波恢复技术的发展及意义 在数字通信系统中，频偏和相偏是影响系统解调性能的主要原因之，它产 生的条件有多种，1 、发送端和接收端的本地振荡器时钟不一致，这样就造成一定 的频率偏差，这是频偏产生的主要原因；2 、信道的时变特性，例如多普勒效应， 会使信号的相位在传输过程中受到损害，从而引起相位的抖动；3 、高频头、下变 频等电路上的振荡器的振荡频率不稳定也会引起一个很大的频偏。对于q a m 调 制系统，这些频偏和相偏表现在星座图上就是星座的旋转。星座的旋转会使得星 座点转到相邻节点的区域，这会使系统的解调判决产生错误，从而导致系统性能 的恶化。对于1 2 8 q a m 信号，2 0 的静态相位误差就会带来3 d b 的性能损失，4 0 的 相位误差则有1 0 d b 的性能损失：对于2 5 6 q a m 信号，2 0 的相位误差就能达至 6 d b 的性能损失i lo j 。由此可见，载波相位的准确性对q a m 信号解调性能的影响 相当大，而且阶数越高的q a m 信号对同步性能的要求越高。因此在通信系统中 的接收端要对系统中的频偏和相偏进行相应的补偿，使得接收端与发送端的载波 信号达到同频同相。所以载波恢复技术在通信系统中具有非常重要的意义。 载波恢复技术是半个世纪以来一直被研究的课题f i 】。根据接收机的发展过程 载波恢复技术的发展也可以分为两个阶段，第一个阶段是传统的模拟接收机时期 的载波恢复技术。主要是采用频率跟踪环路来调整本地的载波频率，并辅以科斯 塔斯环和锁相环技术来完成相干接收。由频偏检测器产生一个电压，作为反馈信 号来控制压控振荡器( v c o ) 的频率，从而正确恢复载波。第二阶段是全数字接 收机时期的载波恢复技术。由于全数字接收机采用的是独立的本地振荡器，虽然 第一章绪论 3 这个时期的载波恢复也是采用反馈锁相环方式，但此时的载波恢复环路产生的却 是本地振荡器的补偿频率。 1 9 8 0 年，l e f r a n k s 对数字信号的载波相位估计作了详细的探讨，并提出了 一种基于最大似然参数估计( m l ) 误差估计算法。它是利用求最大的似然函数得出 的，是理论上的最佳算法。但是求似然函数的过程比较复杂，m l 算法实现起来 非常困难。后来出现了面向判决( d d ) 算法，在信噪比趋于无穷大的时候，m l 算法和d d 算法是等价的。虽然d d 算法实现起来比较容易，但是它的捕获范围 非常小，不能满足人们的需要。另外，其收敛速度和稳态方差是互相矛盾的，必 须选择合适的环路带宽。为了增加捕获带宽，j a b l o n 提出了一种简化星座( r c ) 算法。r c 算法是对d d 算法的改进，它仅仅是利用部分星座四个角点来进 行判决。这种算法大大加快了频偏的收敛速度并且增大了收敛的范围。但是随着 q a m 阶数的增加，其角点的概率变小，所以r c 算法不适用于高阶的q a m 系统， 另外十字星座q a m 系统没有外角点因此r c 算法也不能适用。后来k i m 和c h o i 提出了多模式的极性判决相位检测算法，在捕获阶段它利用改进的r c 算法，跟 踪阶段使用d d 算法。虽然它可以用在高阶的q a m 系统，但是当频偏非常大的 时候，极性算法不能正常工作。因此需要一种捕捉范围大、收敛速度快和稳态方 差小的适合高阶q a m 系统的载波恢复算法。 1 3 本文的主要工作与结构 本文介绍了q a m 系统的载波恢复算法，对其中算法的不足进行了改进，并 提出了新的算法。首先传统的d d 算法中环路滤波器的参数是固定的，它不能够 很好的解决收敛速度和稳态误差的矛盾，本文给出了一种自适应调整环路带宽的 d d 算法。这种算法很好的解决了这一矛盾问题，兼顾了快速收敛和较小稳态方 差的优点。其次本文改进了r c 算法，将星座图的内角点也增加为有效判决点， 从而在频偏较大的时候大大加快了收敛速度。然后本文针对极性判决算法提出了 一种新的模式转换方法，这种方法不仅快速进行模式转化而且非常容易实现。最 后本文提出了“极性判决+ 扫频”的联合算法，这种算法是以极性判决算法为主 辅以扫频算法的联合算法。这种算法不仅可以使用于高阶q a m 系统，而且还可 以对任何频偏进行纠正。 全文的章节安排如下： 第一章简要介绍q a m 调制方式在多媒体通信系统中的应用、载波恢复技术 的发展和本文的主要工作。 第二章首先介绍q a m 的调制解调系统结构，随后介绍d v b c 的标准。 第三章介绍经典载波恢复算法的改进。提出了自适应调整环路带宽的d d 算 4 高阶q a m 载波恢复算法研究及q a m 测试仪实现 法和改进的r c 算法。 第四章介绍适合高阶q a m 系统的载波恢复算法。首先针对极性判决算法给 出了一种新的模式转换方法，然后提出了“极性判决+ 扫频”算法。 第五章介绍基于s t v 0 2 9 7 的q a m 钡i 试系统的原理、结构和实现方案。 第六章结束语总结全文并作了展望。 第二章q a m 传输系统 5 第二章q a m 传输系统 正交振幅调制( q a m ) 是基于振幅和相位的联合调制方式，它具有很高的传 输效率，特别是高阶q a m 的调制方式具有更高的频谱利用率。q a m 调制方式在 现阶段已经得到了广泛的应用，在三种制式的数字有线电视都是采用的q a m 调 制技术，此外，q a m 调制还主要应用于数字微波、h f c 网络、微波m m d s 、x d s l 等宽带数字应用系统中。本章首先介绍q a m 调制解调的原理及结构，然后介绍 了d v b c 的标准从而为后面的研究提供一个理论基础。 2 1q a m 调制基本原理 正交振幅调制q a m ( q u a d r a t u r ea m p l i t u d em o d u l a t i o n ) 是利用两个独立的基 带数字信号对两个相互正交的同频载波进行抑制载波的双边带调制，利用这种已 调信号在同一带宽内频谱正交的性质来实现两路并行的数字信息传输1 7 1 。 正交振幅调制信号的一般表示式为 m ( r ) = a g ( t n t s ) e o s ( a ，, t + ( o ) ( 2 1 ) 式中，a 。是基带信号幅度，g ( t - n r , ) ，t - d l ，n t , j ( n 0 ) 是宽度为t 的 单个基带信号波形。上式还可以变换为正交表示形式： s m q a m ( f ) = i 爿。g o n t s ) e o s o 1 c o s 婢f f a 。g ( f 一刀五) s i n 纯j s i n 眈，( 2 2 ) lnjl ” j 令 透三2 蚓嚣( 2 - 3 j ) s i n 伊n 。 【= 以= 巩爿 则式( 2 2 ) 变为 删( f ) 2 lxgo叫疋lcos敛卜i莓匕“卜胛bisinn q ( 2 哪 jlj， = x ( t ) c o s c o o t y ( t ) s i n a j c t 式( 2 3 ) 中，a 是固定的幅度，c 。、d n 由输入的数据确定。已、以决定了已调q a m 信号在信号空间中的坐标点。 q a m 信号调制原理图如图2 1 所示。图中，输入的二进制序列经过串并变换 器输出速率减半的两路并列序列，再分别经过2 电平到三电平的变换，形成三电 平的基带信号。为了抑制已调信号的带外辐射，该| 己电平的基带信号还要经过预 调制低通滤波器，形成彳一j 和y j ，再分别对同相载波和正交载波相乘。最后 6 高阶q a m 载波恢复算法研究及q a m 测试仪实现 将两路信号相加即可得到q a m 信号。 图2 1 q a m 信号调制原理图 信号矢量端点的分布图称为星座图。通常，可以用星座图来描述q a m 信号 的信号空间分布状态。对于m = 1 6 的1 6 q a m 来说，有多种分布形式的信号星座 图。两种具有代表意义的信号星座图如图2 2 所示。 ( 一33 ) ( 一3 1 ) ( 11 )( 一1 i ) f ( d ，46 1 ) 、v ( - 6 10 ) ( - h形1k z6 1 ，0 ) l ( 4 蝼 0 1 ( o - 46 i ) 图2 21 6 0 a m 的星座图 ( a ) 方型 6 q a m 星座；( b ) 星型1 6 q a m 星座 在图2 2 ( a ) 中，信号点的分布形式的信号成方型，故称为方型1 6 q a m 星座， 也称为标准型1 6 q a m 。在图2 2 ( b ) 中，信号点的分布呈星型，故称为星型1 6 q a m 星座。 若信号点之间的最小距离为2 1 ，且所有信号点等概率出现，则平均发射信号 功率为 只= 鲁善( 埔 ( 2 - 5 ) 对于方型1 6 q a m ，信号平均功率为 只= 鲁善( e 哟= l 鲁( 4 x 2 + 8 x 1 0 + 4 x 1 8 ) = 1 咄 ( 2 - 6 ) 第二章q a m 传输系统 7 对于星型1 6 q a m ，信号平均功率为 j 2mj 2 只。专善( 蠢+ 刃) 2 告( 4 2 6 1 2 + 8 4 - 6 1 2 ) - 1 4 0 3 爿2 ( 2 - 7 ) 两者功率相差1 4 d b 。另外，两者的星座结构也有很重要的差别。一是星型1 6 q a m 只有两个振幅值，而方型1 6 q a m 有三种振幅值；二是星型1 6 q a m 只有8 种相 位值，而方型1 6 q a m 有1 2 种相位值。 从上面可以看到在衰落信道中，星型m q a m 比方型m q a m 更具更强的抗衰 落能力。但是矩形m q a m 信号具有容易产生的独特优点，即通过在两个相位正 交载波上施加两个m p a m 信号来产生。此外它们也容易解调。并且矩形m q a m 信号要达到给定的最小距离的要求所需要的平均发送功率较低。因此矩形m q a m 信号在实际中应用的最多。m = 4 ，1 6 ，3 2 ，2 5 6 时m q a m 信号的方型星座图如图 2 - 3 所示。其中，m = 4 ，1 6 ，6 4 ，2 5 6 时星座图为矩形，而m = 3 2 ，1 2 8 时星座图 为十字形。前者m 为2 的偶次方，即每个信号携带偶数个比特信息；后者m 为 2 的奇次方，即每个符号平均携带奇数个比特信息。 图2 3m q a m 信号的星座图 图2 4m q a m 信号相干解调原理图 m q a m 信号一般采用的是正交相干解调方法，其解调器原理图如图2 4 所示。 8 高阶q a m 载波恢复算法研究及q a m 测试仪实现 解调器输入信号与本地恢复得两个正交载波相乘后，经过低通滤波器输出两路多 电平基带信号x r 、】，“j 。多电平判决器对多电平基带信号进行判决和检测， 再经过三电平到2 电平转换和并串变换器最终输出二进制数据。 2 2d v b c 标准介绍 在数字传输系统中，主要是通过系统复杂度、频谱利用率和载噪比门限来决 定调制方式。有线电视信道的特点是：信噪比高，存在一定的回波和非线性失真。 这些特点使得d v b c 可以采用频带利用率高的m q a m 调制方式。这样个 8 m h z 的电视频道能够容纳6 ，4 - - - 3 8 4 m b i t s 的有效负荷。也就是说以往模拟广播的 一个频道中就可以提供4 5 路高品质s d t v 的电视节目。同时与其他相关技术的 结合，可以实现新型的业务，比如在h f c 网中实现视频点播( v o d ) 等业务。 2 2 1d v b c 标准的结构 d v b c 通信系统包括有线前端和综合解码接收机( i r d ) 。在系统中为了保 证其通信可靠性还采用了加扰、信道编码、交织编码等技术。图2 5 为d v b c 调 制解调的框图。各个模块的基本功能如下【8 】： 铡一- 糯7 - h 鼎 1 鬻h 鬻h 洲擎障黜 li 等量 鬟 ir f 物理 蠼 磊f 馆j 遗l ( a ) 调制框图 到瓣h 翥萏h 番h 篡h 蛰件搿h 蓑 ( 1 ) 基带物理接口 上t 一土 盐渡，时钟和捌步 恢乱 ( b ) 解调框图 图2 5d v b c 调制解调框图 第二章q a m 传输系统 9 该单元将数据结构与信号源格式匹配。帧结构应与包括同步字节的m p e o - 2 传送层一致。 ( 2 ) s y n c l 反转和随机化 该单元将依据m p e g - 2 帧结构转换s y n d 字节，为了频谱成型，应对数据流 进行随机化。 ( 3 ) r s 编码器 接收到已经随机化的传送包，利用该单元对数据进行截断的r s 码编码，形 成校验字节。 ( 4 ) 卷积交织器 该单元应完成一个深度i = 1 2 的误码保护包的卷积交织，同步字节的周期仍 不变。 ( 5 ) 字节到符号变换 该单元将交织器产生的字节变换成q a m 符号。 ( 6 ) 差分编码 为获旋转不变星座图，该单元应对每符号两个最高有效位( m s b ) 进行差分编 码。 ( 7 ) 基带成型 该单元将经过差分编码的m 比特符号到i 和q 信号的映射，在q a m 调制前， 对i 和o 信号进行升余弦滚降平方根滤波。 ( 8 ) q a m 调制器和i f 物理接口 该单元完成q a m 调制。之后，它将q a m 已调信号连接到有线电视射频( r f ) 信道。 ( 9 ) 综合解码接收机( i r d ) i r d 完成信号逆处理。 2 2 2d v b c 标准的信道编码 d v b c 系统为了使传送的数据获得适当的误码保护，所以使用了基于r s 码 的f e c 编码，并且使用了字节交织来增强抗突发误码的能力。 ( 1 ) 加扰与解扰 为保证时钟恢复有足够的电平跳变，m p e g - 2 传送复用器输出端的数据应按 图2 6 所视的结构进行随机化。伪随机二进制序列( p r b s ) 生成的生成多项式如下： ，+ x + x h ( 2 8 ) 应在每8 个传送包的开始时将序列“1 0 0 1 0 1 0 1 0 0 0 0 0 0 0 ”装入伪随机序列发生 器p r b s 计数器使其初始化。为给解码器提供一个启动信号，在一个8 个包长的 1 0 高阶q a m 载波恢复算法研究及q a m 测试仪实现 组中，第一个包的m p e g - 2 同步字节应逐比特倒相，倒相从4 7 h e x 变为b 8 h e x 。 初始化序列 图2 6 加扰解扰框图 p r b s 生成器输出的第一个比特应作用于已倒相的m p e g - 2 同步字节f 即 b 8 h e x ) 后的第一个字节的第一位。为实现其他同步功能，在后继的7 个传送包的 m p e g - 2 同步字节持续期间，p r b s 继续工作，但其输出应无效，不对这些字节 随机化。因此，p r b s 序列的周期应为1 0 5 3 个字节。 在调制器无比特流输入时，或者与m p e g 2 传送码流格式f 即一个同步字节 + 1 8 7 个数据包字节) 不兼容时，随机化过程仍将继续进行。 ( 2 ) r s 码编码 在能量扩散随机化处理后，采用t = 8 的截短的r s 码编码应加到每一个经随 机化的m p e g 2 传送包上。这意味着每一个传送包中，低于8 个错误字节的就可 以被纠正。此过程在m p e g 2 传送包中增加了1 6 个奇偶校验字节，码字变为( 2 0 4 ， 1 8 8 ) 的形式。r s 编码也应作用包同步字节，码的生成多项式： g t x ) = ( x 七；t 0 1 ( x 4 - 九) i x 七2 , 2 1 t x 七丸s12 - 9 、 其中兄= 0 2 h e x 本原多项式： e ( x = x 8 + x 4 + x 3 + x 2 + i 旺1 0 ) r s 编码时，在信息位前添加5 l 字节的“0 ”再进入r s ( 2 5 5 ，2 3 9 ) 编码器， 编码后再截去这些字节。 ( 3 ) 卷积交织 卷积交织器的深度为i = 1 2 ，生成一个用于误码保护的交织帧。卷积交织处 理是基于f o m e y 方法( 是一种对典型的突发误码信道的突发纠错编码) ，它与 i = 1 2 的第三类r a m s a y 方法一致。已交织的帧应由交叠的误码保护包组成，且 应由m p e g 2 同步字节作为帧的起始字节( 保留2 0 4 字节的周期) 。 交织器可由，= ，2 个分支构成，由输入开关循环地轮流接通输入的比特流。 每个分支都应有一个深度为m ，单元的先进先出( f i f o ) 移位寄存器，( 这里 m = 1 7 = i ，n = 2 0 4 为误码保护帧长度，i = 1 2 为交织深度，为分支序号) ， 第二章q a m 传输系统 该f i f o 单元应为一个字节，其输入输出均为一个字节，且开关同步。为实现同 步，所有同步字节及倒相的同步字节都应送到交织器的分支“o ( 相当于零延时) 。 眷粼祝效 骛号舟步字节娥 一 垒_ l * i ”l ”i - ： ”卜一 咽、 q 竺i 竺l 竺卜一、 q 互丑一 - q 丑卫一 上厅丌刁一 徊 划村lm i ，i - l ，卜一 围m 1 、耔粤髓 图2 7 卷积交织与解交织框图 图2 7 所示的交织器其数据输入端分成1 2 路，每一路延迟不同符号周期，第 一路无延迟，第二路延迟1 7 个符号周期，第1 l 路则延迟l l 1 7 个符号周期。输 入端有一开关随着时间推移依次连接各个延迟支路。输出端有一开关与输入端一 一对应，同步连接各连接支路。 用户接受端的去交织结构与交织结构类似，只是将交织器上下颠倒一下。 这种移位寄存器卷积交织器的特征决定了由信道引入的任何b m 的连续突发错 误，在去交织输出端变为间隔为1 2 1 7 ( i m ) 个符号周期的b 个单个差错； 间隔为k = ，m + j 个的周期性单个差错，在去交织输出端变成长度为k 的突发 错误。这样使较为集中的突发错误分散开，使之接近随机差错，有利于发挥r s 码的纠错能力。 ( 4 ) 字节到符号的映射 卷积交织之后，应进行字节到符号的映射。映射就是将字节转换为m q a m 对应的符号。图2 8 就是6 4 q a m ( 6 b i t ) 条件下的字节到符号的映射关系图。 + 卜_ j 必l _ 蛐出l 埘业l f a w ni t o n e w a 糠i p ) t od l f l e 州d0 砸 睁d t _ 帅右。埘 i b 7 坫b 4 醛：b l i b 7 m 咕b 比b 1b o ib 7 6 6 ，惦b 3 嗵b l i p ) i ii! 卜黝，鲥t 斗氍唰“l + 身喇曼磕 u 咖隧z ，l 圈2 8 用于6 4 q a m 的字节到比特变换 ( 5 ) 差分编码 为了解决q a m 解调中，当载波锁定之后，仍有四重相位模糊度的问题，发 送端的数据采用差分编码，接收端采用差分解码。 1 2 高阶q a m 载波恢复算法研究及q a m 测试仪实现 假设待发送的数据为a 。，发送端采用差分编码，发送的数据为： 吼= s + a i ( 2 1 1 ) 则接收到数据为： r k = 唧+ d ( d - 0 ，1 ，2 ，3 )( 2 1 2 ) 若接收端采用差分解码，则 b k = r k r k l = sk j r d ) 一t sk 。i + d ) = s k s k l = a k( 2 1 3 ) 因为q a m 解调只有四重相位模糊度，所以只需要对符号的高两位进行差分编码。 差分编码，模4 格雷加法器的表达式为： i t = c a k 囝b k ) a k 固ik 一| + a k e a k ak e q k 一| ) ( 2 - z 4 ) q k = ( a k ob k ) ( a k o q k 1 ) + ( a k e8 k ) ( a k 国jk 一| ) 1 3 一、 差分解码，模4 格雷减法器的表达式为： a t = r 女o g ，吖，ko g 一，+ r ，to q kj r ，女o ，h ， ( 2 1 6 ) b k = ik 固q k ) ( q k o ik 1 ) + jk e q t ) ( qk o o k j )q 一、n 2 3 本章小结 本章首先介绍了q a m 调制解调的原理及结构。矩形m q a m 信号可以通过 在两个相位正交载波上施加两个m p a m 信号来产生，所以矩形星座的调制和解调 比较简单。并且矩形m q a m 信号要达到给定的最小距离的要求所需要的平均发 送功率较低，因此矩形m q a m 信号在实际中应用的最多。然后介绍了d v b c 标 准。简述了其系统结构，并介绍了d v b c 标准中信道编码在信道中的作用。 第三章经典载波恢复算法的改进1 3 第三章经典载波恢复算法的改进 在数字通信系统中，由于q a m 调制技术对载波偏移的敏感性，使得载波恢 复技术显得尤为重要。本章首先介绍了载波恢复的基本知识，然后会给出几个经 典的算法如m l 算法、d d 算法和r c 算法，对其性能和仿真图进行了分析。根 据d d 算法的在固定环路带宽时收敛速度和稳态方差的矛盾，本文给出了自适应 环路带宽调整方法来改进d d 算法。另外，本章还根据部分星座判决算法的思想 对r c 算法进行了改进，通过增加利用了内角点的信息使得在较大频偏的情况下 收敛速度有较大的提高。 3 1 载波恢复基本知识 收发端的本振时钟有偏差或者信道特性的快速变化使得信号偏离中心频谱， 都会导致下变频后的基带信号中心频率偏离零点，从而有一个变化的频偏，同时， 信号的相位在传输中也会受到影响，引起信号的相位抖动，因此为了保证通信质 量。需要纠正由此产生的频偏和相偏4 口。这样载波恢复就成了数字通信系统 中一个必不可少的单元，它补偿了信号在传输中所造成的频偏损害并且跟踪相位。 载波恢复就是在接收端恢复出与被调制载波同频同相的相干载波。载波恢复的方 法一般有两种”j ：一种是插入导频法。在发送端发送数字信号码字的同时也发送 载波信号或与其相关的导频信号，在接收端可用窄带滤波器或锁相环直接提取载 波；另一种是直接提取法。此时接收信号为抑制载波的己调信号，通过对数字信 号进行非线性变换或采用特殊的锁相环来获取相干载波的方法叫做直接获取法。 本文主要讨论的是适用于q a m 调制方式的载波恢复算法，因此主要是分析和优 化后一种方法。 3 1 1 频偏对系统的影响 为了进一步说明提取精确相位估计值的重要性，首先从理论上分析相位误差 对解调性能的影响。 对解调信号的影响主要体现为所提取的载波与接收信号中的载波的相位误 差。以q a m 调制方式为例，来分析相位误差对解调的影响。q a m 信号可以表示 为： s r ，= a ( t ) c o s ( r _ o 。t + j b ( t ) s i n ( a y 。t + 妒j( 3 1 ) 1 4 高阶q a m 载波恢复算法研究及q a m 测试仪实现 接收端用两个正交载波 c c r ，j = c o s ( a ) j + j ( 3 2 ) e r r j = - s i n ( o j j 十妒，( 3 3 ) 解调这个信号。分别相乘再进行低通滤波后，产生同相分量和正交分量如下： ， 一 ， 一 y i = 毛a ( t ) c o s ( 咖一咖) 一专b ( t ) s i n ( q j 一币) ( 3 - 4 ) zz ， 一 7 一 = b ( t ) c o s ( # 一j + a ( t ) s i n ( o 一j ( 3 5 ) zz 若存在相位误差4 庐= 一0 ，那么c o s ( a # ) 0 。因此由于相位误 差的存在，不仅使接收到的信号分量功率减少c 0 8 2 4 ，从而导致误码率增加，而 且在同相和正交分量之间存在正交干扰。因为4 r ，和b f ，的平均功率电平相似， 所以一个较小的相位误差就会引起性能较大的下降。 如果q a m 信号用复数表示则在第n 个符号间隔内有，n 一j ，”t _ ，的表 示式为： s 。= a n e “( 3 6 ) 5 。表示一个传送过来的星座点，t 为符号周期。在不存在频偏和相偏的情况 下，相应地接收到的符号为： = j 。+ g 。( 3 7 ) 这里岛是附加白高斯噪声( a w g n ) 。为了不失一般性，设频偏刊五一厶i 代 表了载波与经过高频头解调滤波后的频差。于是接收信号可以表示为： = $ n e l 2 a 帕+ 9 0 = a n e 吖矗。硝+ g _ ( 3 8 ) 这里n 也是个a w g n 过程，它具有和g 。一样的统计特性。 在式( 3 - 8 ) 中，4 7 z 为归一化的频偏，相对于相偏见，接收信号在t 秒内以 2 刀幺厂的角速度旋转。显而易见，载波恢复电路的目的就是估计出接收信号的角速 度并且将其逆向旋转，以便接近它们的理想位置。 下面我们通过一些图形来直观说明有线信道中具有频偏和相偏以及噪声的信 号在星座图上的差异。 首先考察频率偏移和相位偏移对q a m 信号的影响：图3 1 是在方形6 4 q a m 调制方式在信噪比为2 5 d b 的条件下没有频偏和相偏的星座图。从图中我们看出 由于噪声的存在使得星座图上点的面积增大，这样会增加产生误码的机会。 图3 2 是方形6 4 q a m 信号在信噪比为2 5 d b 相偏为n 3 频偏为0 的条件下表 现出来的星座图，我们可以看到q a m 信号存在相偏，其表现在星座图上为星座 图顺时针旋转了z 1 3 。图3 3 是方形q a m 信号在信噪比为2 5 d b 、相偏为0 、频 偏为2 0 0 k 的条件下的星座图。频偏可以看作是相偏的积分，因此星座图在每个采 第三章经典载波恢复算法的改进 1 5 用时刻都发生了旋转，表现出来的就是一个旋转的痕迹。 图3 1 没有频偏和相偏的6 4 q a m 星座图 图3 26 4 q a m 频偏0 相偏# 3图3 36 4 q a m 频偏2 0 0 k 相偏0 3 1 2 数字锁相环的设计 一般来说，载波恢复在均衡之后进行，此时接收到的符号一般已经进行了均 衡。但仍带有部分多径，载波恢复要在多径存在的情况下进行工作，一般用盲载 波恢复的方法来实现，它能够跟踪输入信号相位的变化。因此锁相环是载波恢复 设计中的一个非常重要的部分。在本仿真系统中我们是全数字接收枫，下面我 f 就来研究一下数字锁相环。 数字锁相环( d p l l ) 和模拟锁相环( a p l l ) 一样都是由鉴相器、环路滤波器、压 控振荡器构成的一个闭环控制系统，用于捕获和跟踪输入信号的频率和相位。一 个二阶数字锁相环的模型如图q 4 l ： ，鼍t 1 6 高阶q a m 载波恢复算法研究及q a m 测试仪实现 g 图3 4 数字锁相环的模型图 图3 4 中以仨，为输入相位，p 。r z ，为输出相位，g 是鉴相器的鉴相增益系 数和数控振荡器的压控灵敏度的乘积，g ，g ：为数字环路滤波器增益系数。数字 环路滤波器的传输函数为： 川脚，+ g 。去= 警 ( 3 - 9 ) 数控振荡器的传输函数为： d r z ，= i t ( 3 一l o ) 数字锁相环路的开环传输函数： 。r z j = f r z j d r z j g( 3 一1 1 ) 数字锁相环路的闭环传输函数： h ( z ，：堡幽：； 堕兰堡鱼二堕 ( 3 1 2 ) l + h o ( z ) z2 + ( g g l 一2 ) z + ( g g 2 一g g l + 1 ) 。 m t m e l e s t e r 通过计算机模拟得出结论f i i j ：当取样速率大于环路噪声带宽的2 5 倍时，d p l l 的性能才与对应的模拟锁相环十分接近。因此当归一化等效噪声带 宽届t l 时，可以将d p l l 的z 域映射到a p l l 的s 域，然后用成熟的a p l l 理论来分析d p l l 。 对于理想的模拟锁相二阶环，传输函数为1 2 】： 日(s)=万2毒丽60n$+con2 ( 3 - 1 3 ) 单边带等效噪声带宽为： ， 届2 专绋( 手+ 老) ( 3 - 1 4 ) 式( 3 ，1 3 ) 和式( 3 1 4 ) q b 善为阻尼系数，峨为无阻尼振荡频率。当设计一个数字 锁相环时，鉴相器的鉴相增益系数由选用的鉴相器类型决定，数控振荡器的压控 灵敏度也由选定的数控振荡器决定，剩下需要设计的参数主要是求环路滤波器的 增益系数g ，g ：。常用的方法是将模拟锁相环( a p l l ) 的传输函数数字化并于数 第三章经典载波恢复算法的改进1 7 字锁相环的传输函数l - l ：较就可以求得环路滤波器的增益系数g ，g ：。模拟锁相环 的传输函数数字化公式为【m 。4 】： h ( z ) = 日( j ) k 纠) ，r ( 3 1 5 ) 将上式代入传输函数得： 以：卜高笔蓑筹 p 回 将上式- f f 前面的数字锁相环的传输函数比较，可得： g g j = 2 乒k f( 3 一1 7 ) g g 2 = 峨。t 2( 3 1 8 ) 再将式( 3 1 4 ) 代入得： g g ，= 篙泖 ( 3 - 1 9 ) g g ：= ( 篇懈) 。 ( 3 - 2 南 上式中届r 为归一化等效噪声带宽，善为阻尼系数，当环路的归一化单边带等效 带宽和阻尼系数确定之后，就可以求解出环路滤波器的增益系数g ，、g 2 。 要分析数字锁相环路的稳定性，先求出传输函数的极点： z o ；( 2 - g g i ) + ( g ：g t ) 2 _ 4 g g 2 2 ( 3 - 2 1 ) 乙：( 2 - g g l ) - ( g _ g i ) 2 - 4 g g 一2 2 ( 3 - 2 2 ) 要使环路稳定，要求：i z ol j i z ，i ， 解得数字锁相环路的稳定条件：2 g g 一4 g g 2 0 _ k n 能j 方法要求归一化等效噪声带宽屏t f m c j + ，= c f j + ，n , a v e b l ( f i ( 3 - 4 4 ) lc j + ，= c l j ,其他 其中f m 和用是频率估计和的高低门限值。 第三章经典载波恢复算法的改进 4 、当计数器c 经过i 次变化后，根据计数器印_ ，的值来改变环路带宽。 f 带宽增加，当c p - ， c 。( 3 - 4 5 ) l 保持不变，其他 其中c 。和c 0 为计数器印_ ，的判决高低门限。 为了更好的理解估计算法，图3 1 0 给出了状态跟踪监测器的功能模块图。+ p l 图3 1 0 状态跟踪监测器结构 图3 1 1 自适应动态控制流程图 为了防止频偏f e c n ) 受到突发脉