（电力电子与电力传动专业论文）无源箝位辅助换流变换器研究.pdf

a bs t r a c t n o w a d a y s ，p h a s e s h i f tc o n t r o lf b z v s p w mc o n t r o l l e ra t t r a c t s m o r ea n dm o r ea t t e n t i o n t h i sc o n v e r t e re m p l o y sp h a s e s h i f tc o n t r o lt o p r o v i d ez v sc o n d i t i o n st ot h ep r i m a r ys w i t c h e su t i l i z i n gc i r c u i tp a r a s i t i c s u c ha st h es w i t c hj u n c t i o nc a p a c i t a n c ea n dt h et r a n sf o r m e rl e a k a g e i n d u c t a n c e m a n ya d v a n t a g e ss u c ha ss i m p l ec i r c u i ta n dz v sw i t h o u t a d d i t i o n a lr e s o n a n tc o m p o n e n t sm a k et h i sc o n v e r t e rw i d e l ya d o p t e df o r m a n ya p p l i c a t i o n sw h e r em o s f e t sa r eu s e da ss w i t c h i n gd e v i c e s h o w e v e r , t h ez v sr a n g ei sl i m i t e du n l e s st h e l e a k a g ei n d u c t a n c ei s l a r g e t h el a r g , l e a k a gi n d u c t a n c r e s u l t ： c t i v c，losslarge h el a r g e e a k a g en d u c m n c er e s u l t si ne f f e c t i v ed u t yc y c l eo s s m o r e o v e r ,f b - z v z c s p w mi sa d v a n c e dw h i c hi g b t sa r eu s e da s s w i t c h i n gd e v i c e s ， i nt h i st o p o l o g y ，t h el e a d i n gl e g so p e r a t e si nz v s m o d ew h i l et h el a g g i n g l e g so p e r a t e si nz c sm o d e r t l 一一 lh i sd l s s e r t a t i o n p r o v i d e st h ea n a l y s i sa n dc o m p a r i s o no ft h e s e c o n v e g e r s ,i ta l s or e f e r st ot h ei m p r o v e m e n to ft h e s ec o n v e i r t e r s b a s e d o nt h ea n a l y s i so ft h e i rc h a r a c t e r i s t i c s ，t h i sp a p e rc o n f i r m e dt h ep r i m a r y b l u ep r i n ta n dp r o p o s e dan e wt o p o l o g y t h i st o p o l o g yc a na c h i e v ea l l e x t r e m ew i d el o a d r a n g eu n d e rs o f ts w i t c h i n gf o rb o t hl e a d i n ga n d l a g g i n gl e g s ，a sw e l la sm i n i m i z e dt h ep r e s t o r e de n e r g yo fm a i nc i r c u i t ， s ot h ec u r r e n ts t r e s sw o u l db em i n i s h e d t h es m a l ls i g n a lm o d e lo ft h ep r o p o s e dz v z c s c o n v e r t e ri sd e r i v e d b a s e do nt h es m a l ls i g n a lm o d e lo fb u c kc o n v e r t e r ， a n di n c o r p o r a t i n g t h ee f f e c t si n t r o d u c e db yt h ea u x i l i a r yc i r c u i tw h i c hc o n s i s t so fat r a n s f o r m e rl e a k a g ei n d u c t a n c ea n da u x i l i a r yc a p a c i t o r st oa c h i e v ez v z c s i t s d y n a m i cp e r f o r m a n c ei sa n a l y z e db ym a t l a b ，t h er e s u l t sv a l i d a t et h e a c c u r a c yo f t h ea n a l y s i sa n dd e s i g nc o n s i d e r a t i o n n et r a n s f e rf u n c t i o ni nt h ed i s c r e t e t i m ed o m a i ni sd e r i v e du s i n g t h es m a l l s i g n a lm o d e l ，a n dt h ee f f e c t so nt h el e a k a g ei n d u c t a n c e ，t i m e d e l a ya n ds a m p l i n gt i m ea r et h e na n a l y z e d ， w h i c hp r o v i d eas t r o n g t h e o r e t i c a lb a s i sf o rt h es y s t e mp a r a m e t e r sa n dd i g i t a lc o n t r o l l e r d e s i g n k e yw o r d ss o f t s w i t c h i n g ， a n a l y s i s ，d i g i t a lc o n t r o l f u l lb r i d g e t o p o l o g y ， s m a l ls i g n a l i l 原创性声明 本人声明，所呈交的学位论文是本人在导师指导下进行的研究工作 及取得的研究成果。尽我所知，除了论文中特别加以标注和致谢的地方 外，论文中不包含其他人已经发表或撰写过的研究成果，也不包含为获 得中南大学或其他单位的学位或证书而使用过的材料。与我共同工作的 同志对本研究所作的贡献均已在论文中作了明确的说明。 作者签名：邋鱼日期：三壁l 年上月兰日 学位论文版权使用授权书 本人了解中南大学有关保留、使用学位论文的规定，即：学校有权 保留学位论文并根据国家或湖南省有关部门规定送交学位论文，允许学 位论文被查阅和借阅；学校可以公布学位论文的全部或部分内容，可以 采用复印、缩印或其它手段保存学位论文。同时授权中国科学技术信息 研究所将本学位论文收录到中国学位论文全文数据库，并通过网络向 社会公众提供信息服务。 作一：聋鱼翮签名鱼蛾期：埤年月兰日 硕士学位论文第一章绪论 第一章绪论弟一早三百y 匕 根据铁标t b l l 2 6 1 9 9 9 规定，电力机车控制与照明电路标准电压为1 1 0 v 。 现在广泛采用的电力机车和电动车组用l i o v 控制电源是上个世纪七十年代从 s s l 1 3 l 号机车开始研制生产的，从主变压器辅助绕组3 9 6 v 引入单相电源，经 控制电源变压器降为2 2 0 v ，再用品闸管单相半控桥式整流电路整流，经平波电 抗器和蓄电池滤波后，得到输出d c1 1 0 v + 5 ，静态电压脉动有效值 9 0 的范围。线性技术公司 推出了优秀的同步整流控制i ( 2 ：l t c 3 9 0 0 和l t c 3 9 0 1 ，于2 0 0 2 年正式使用的 z v s ，z c s 电路中，它将d c d c 转换器的效率带上了9 5 这一历史性台阶。 1 3 本课题研究的内容与意义 全桥p w m 变换电路拓扑结构适用于大功率输出，以及电源电压和负载电流 变化范围大的场合。其特点是开关频率固定，便于控制。同时，变换器拓扑引入 软开关，这样电源便不需要吸收电路，从而使得其效率大大提高。移相全桥软开 关变换器的拓扑结构经过十几年的发展，取得了很大的进展，不断有新的拓扑结 构和新的软开关实现方法被提出，对其改进研究从来就没有中断过。近年来，虽 然有很多新的拓扑和改进拓扑不断地被提出，但是由于引入了软开关辅助电路， 给电路带来一些新的问题。例如引入的辅助器件是磁性器件，由于磁性器件的设 计本身就比较复杂，并且磁芯的损耗也会影响变换器效率的进一步提高；二次侧 引入有源器件，虽然可以使得主电路软开关轻易实现，但是会使得控制算法复杂， 同时还引入了新的开关损耗。因此，本论文将无源箝位结构，使开关变换器工作 在软开关状态下。 1 3 1 研究的主要内容 本文结合1 1 0 v 电力机车开关电源的实际情况，研究的内容包括以下一些方 面： 1 对传统的各种全桥软丌关进行了较为深入的研究，从而得出了优化全桥软 开关拓扑必须具备的一些要素。 2 在前人的基础上，提出了一种全新的无源箝位辅助换流全桥软开关拓扑， 并对该拓扑进行了分析，从理论上证明了该全桥拓扑的科学性。 3 建立起了新型全桥软开关拓扑的小信号模型，分析了其动态性能，证明了 该拓扑的性能确实优于硬开关结构，也比传统的全桥软开关拓扑性能要好。 4 硕十学位论文第一章绪论 4 建立了新型全桥拓扑结构的离散系统数学模型，分析了各参数变量对系统 的影响，为本开关电源数字化优化提供了一定的理论基础。 5 最后设计了一个实例，验证了本无源筘位辅助换流全桥软开关拓扑的合理 性。 1 3 2 研究的意义 由于软开关目前的不完善和模拟电路的一些缺陷，所以本文就目前软开关的 各种拓扑进行了一系列研究，并综合电力电子技术，数字处理技术，p i d 控制技 术，设计一种给予数字控制的全桥软开关拓扑，并应用于电力机车d c ! io v 开关 电源，其意义表现在： 1 可以大大提高开关电源的运行效率，改善其动态性能；减少r 常维护所需 要的人力物力；进一步减少开关电源的体积，提高其功率密度：提高开关电源运 行的稳定性，减少故障的发生。 2 建立开关变换器的小信号模型，通过对其动态性能进行分析，为丌关变换 器的参数选取提供了坚实的理论基础。 3 通过对丌关变换器数字控制的研究，为数字化开关电源的实现和开关电源 参数优化提供了一定的理论依据。 硕士学位论文第二章移相全桥软开关变换器的实现与研究 第二章移相全桥软开关变换器的实现与研究 2 1 基本移相全桥变换器 为了实现大功率开关电源的小型化，除了集成化和采用新的封装技术外，更 主要的是应当使开关变压器、滤波器小型化，这就要求提高开关频率，从几百千 赫兹提高到兆赫兹级。但是，高频化又会使得开关损耗增大，寄生参数增大，为 了减少开关过程的器件损耗，传统的脉宽或频率调制型变换器将逐步被谐振型功 率变换器取代5 - 7 1 。 软开关p w m 变换器将准谐振变换器和p w m 变换器的优点相结合，其特点 是： 1 谐振阶段只发生在功率器件开关转换过程中，从而保证功率开关器件的软 开关工作条件； 2 能量传输的主要形式采用了p w m 变换器的特点，避免了较大的谐振通态 损耗。 零电压p w m 变换器( z v s p w m ) 是一种新型的开关p w m 变换器，它在 恒定频率下工作，同时具有与常规p w m 变换器相同的电流应力，减少了开关损 耗，另外从变换器拓扑形式上看，单管构成的开关变换器如b u c k 、b o o s t 、 b u c k b o o s t 等电路拓扑适合小功率场合，而全桥电路则比较适合中大功率场合。 因此，全桥零电压开关p w m 变换器成为目前高频大功率应用的最佳选择【引。 2 1 1 基本结构 全桥变换电路拓扑是目前国内外d c d c 变换电路中最常见的电路拓扑形 式，特别适合中大功率应用场合。具有功率开关器件电压、电流额定值较小，功 率变压器利用率高等明显优点【5 1 。 图2 1 为基本移相控制全桥零电压零电流p w m 开关变换器的原理图，其中 圪为输入直流电压，q 为开关管，口( 卢1 ，2 ，3 ，4 ) 为q 的反并联二极管，c j 为开关管的箝位电容，t 为变压器，厶为变压器漏感，c n 和厶分别为输出滤波 电容和滤波电感，r 为负载。这种基本移相全桥控制零电压p w m 开关变换器 利用c 和变压器漏感厶作为谐振元件，在一个完整的开关周期中，通过谐振， 使得变换其中的四个开关依次零电压导通，在c 的箝位作用下零电压关断。 6 硕士学位论文第二章移相全桥软开关变换器的实现与研究 图2 - 1 基本f b - z v sp w m 开关变换器拓扑 2 1 2 控制策略 控制方式应该具备两个条件： 1 为了在原边得到占空比可调节的方波，全桥对角的两个开关管必须在某一 时间段内保持开通，才能将原边的能量送到变压器副边。 2 位于同一桥臂上面的两个开关管是不允许同时开通的。因为一旦同时开 通，由于开通时开关管的导通电阻很小，相当于对电源短路，瞬间电流很大，会 烧坏开关管。 为了使变换器正常工作，所选择的控制方式就必须满足上述两个条件，目前 比较常用的控制方式有两种：一种为常规的脉宽调制( p w m ) 控制方式，另一 种为移相p w m 控制方式【5 l 。 移相p w m 控制方式是近年来全桥变换电路拓扑中广泛应用的一种软开关 控制方式，这种控制方式实际上就是谐振变换技术与常规p w m 变换技术的结 合。其基本工作原理为：每个桥臂的两个开关管1 8 0 0 互相导通，两个桥臂的导 通之间相差一个相位，即移相角，通过调节移相角的大小，来调节输出电压脉冲 宽度，在变压器副边得到占空比d 可调的证负半轴对称的交流方波电压，从而 达到调节相应的输出电压的目的。 移相控制方式的拓扑结构简洁，控制方式简单，它有很多优点： 1 开关频率恒定，有利于滤波器优化设计； 2 实现了开关管的零电压开通和关断，减小了丌关损耗，从而可以提高开关 频率； 3 元器件的电压和电流应力小。 本开关变换器就是采用移相p w m 控制技术，利用功率开关管的输出电容和 变压器的漏电感作为谐振元件。在一个完整的开关周期中通过谐振使全桥变换器 中的四个开关管依次在零电压下导通，在电容g ( 卢1 ，2 ，3 ，4 ) 作用下零电压 软关断，然后通过移相控制实现占空比调节，完成对输出电压的控制。图2 2 为 全桥零电压开关p w m 变换电路在一个完整的开关周期中四个开关管驱动信号、 7 硕士学位论文第二章移相全桥软开关变换器的实现与研究 变压器的原边电压，副边整流电压以及原边电流波形。 q l q 鲮 q 4 0 以 0 i 0 ip 毒 。f 】| 、 1 | t 0 t lt 2 t 3 t 4 t 5 r 1 | 燃；i燃 圈摘匕双 图2 - 2 基本f b - z v s - p w m 工作波形 2 1 3 运行过程分析 基本移相控制全桥零电压p w m 开关变换器的工作周期可以分为对称的两个 周期，一个工作半周期可以分为六个阶段进行分析，为了便于分析，作出以下假 设： 1 所有器件都是理想器件； 2 输出滤波电容足够大，可以视为恒压源； 3 输出滤波电感足够大，可以视为恒流源。 ( a ) 模式1 8 ( b ) 模式2 硕士学位论文 第二二章移相全桥软开关变换器的实现与研究 ( c ) 模式3 。杈斗g。r 一铲叫。 剑瓣c 一iu ! 2 1 j 一 工d 、d 。、d ， j r l 一 r ) 。，d 。c o ( e ) 模式5 ( d ) 模式4 图2 - 3 各阶段等效拓扑 ( f ) 模式6 图2 3 为一个工作半周期中六个阶段对应的等效电路拓扑。假设电路初始时 已经工作于稳定状态，有c l = c 2 = c 3 = c 4 = c ，变压器原副边变比为m 。 模式l ( t 0 - t 1 ) ：t o 时，开关管g 和q 已经于导通状态，电路处于一个电源由负载 完全供电阶段，此阶段中，原边电流，口将会逐步上升。副边整流二极管d 6 和岛 导通。等效电路如图2 - 3 ( a ) 所示。在这个阶段有： 一； k 三= 圪- m v o ( 2 - 1 ) “l 其中m 为变压器变比；圪为输出电压；厶为厶和m 2 l o 的和。 设，的初值为，则可求得，p 按下式规律变化： 加) = 半川 ( 2 2 ) 模式2 ( t l t 2 ) ：t l 时刻，q l 关断，电路中的电感与c l 和c 2 丌始谐振，给c 1 充 电，给c 2 放电。因为电容两端电压不能突变，所以开关管q l 是在电容c 1 和c 2 的 作用下零电压关断的，这个过程时间段等效的电路拓扑如图2 3 ( b ) 所示，这段 9 硕十学位论文 第二章移相全桥软开关变换器的实现与研究 时间有： c 掣a t = 一 岛生砘：一所圪dt 。o 由初始条件： v c 2 ( o ) = 圪，( o ) = 解上面方程式组并代入初始条件可得： 2 = 聊圪+ ( 一m v o ) c o s t o l t 一z ls i n r o l t = m 圪+ c o s ( 0 1 f + p ) ( 2 3 ) 2 半s i n c o 。t + 扣s 驴训嗽邯) ( 2 4 ) 热q = 去艏振角犏互= 居艏腊眭蹴始舱c h 眩 如果考虑变压器线圈匝间电容c ，即c = c a + c 2 + c ，r ，则： = 痧j 万丽 i 删= = 培萨i p 瓦z 1 y ；。一，竹 从上面的分析可以看出，在此时问段内电路处于一个很复杂的谐振过程，实 际上如果考虑到电感厶很大，可以认为在此阶段内原边电流，。( f ) = 量近似不变， m 类似于一个恒流源。因此电容v ( ：可以近似认为在恒流源的作用下线性下降。即 有： l o 硕士学位论文第二章移相全桥软开关变换器的实现与研究 吃2 = 圪一朋i o c ， ( 2 5 ) 随着：下降，原边电压吃也下降，当吃低于副边反射电压m v o 时，初级不 再提供全部的次级功率，不足的部分由滤波电感补充，在时刻t 2 ，c 上的电压 下降到零，开关管q 2 的反并联二极管皱自然导通，从而为q 2 导通创造了z v s 条件，结束了这段时间。 模式3 ( t 2 t 3 ) ：在t 2 时刻d 2 导通后，原边电流开始通过砬和q 续流，主回 路进入环流阶段，开关管q 4 两端的电压被筘位在零，之后开关管珐便可以在零 电压下完成关断。这段时间旱，。按照下式规律下降： 抛m 一警， ( 2 6 ) 其中厶为，在这段时间的初值，即卫，在t 3 时刻，根据占空比要求关断q 4 ， m 从而结束了此阶段。 模式4 ( t 3 t 4 ) ：在t 3 时刻零电压关断q 后，由于变压器原边电流，卢下降，造 成变压器副边电流也随之下降，导致副边电流一部分由滤波电感提供，从而引起 副边四个二极管全部导通为副边续流，这个过程也就是副边二极管的换流过程。 在换流过程中，变压器副边短路，从而引起变压器原边也短路。之后，线路电感 与电容c 3 ，c 4 谐振，对c 3 进行放电，对c 4 充电，使得吃。和，p 分别按照下列规 律变化： 删= 厶压s i n 而1 ， 2 厶c 。s 瓦震丽1 ， 其中厶为这段过程的的初始值。 若谐振开始时变压器漏感储能足够大， 管色自然导通，这段时间结束。 ( 2 7 ) ( 2 8 ) 在t 4 上的电压。谐振到时，二极 模式5 ( t 4 t 5 ) ：t 4 时刻q 3 的反并联二极管皿导通，q 两端电压箝位在零，此 后，q 可以在零电压作用下开通。副边两个整流二极管仍然同时导通，因此变 压器复变电压以原边电压仍然被箝位在零。原边电流在输入电源电压作用下 按照如下规律线性下降： 硕士学位论文 第二章移相全桥软开关变换器的实现与研究 圳：厶一乒， ( 2 - 9 ) 上1 七 其中l 为此阶段的初始值，当j p 下降到零的时候，此阶段结束。 模式6 ( t 5 一t 6 ) - t 5 时刻，p 由零开始继续下降，其下降规律遵循下式： 御：一乒r ( 2 1 0 ) 上1 i 当，口下降等于，时，副边二极管换流过程结束，变压器副边电压恢复，系统 进入另外一个工作半周期，其过程与上述半周期完全相同。 2 1 4 特性分析 1 超前臂与滞后臂z v s 条件 由前面的运行过程分析可以得知，开关管( q l 一幺) 是在其结电容和并联电容 的作用下实现z v s 关断的，然而要实现z v s 开通则必须通过线路电感与输出电 容产生谐振来实现。显然，要实现z v s ，必须保证电容能够完全充放电，同时 驱动信号必须在电容完全放电后给出，即同一开关管导通和关断的时间应该大于 相应电容完全充放电时间。由前面的分析可以得知，超前臂和滞后臂的丌关环境 很不一样，滞后臂管段后，由于变压器副边处于短路状态，参与谐振的电感仅为 三，远小于超前臂关断后电路中参与谐振的电感岛，所以定性的分析，滞后臂 的z v s 条件比超前臂的条件严格得多。 为了保障超前臂z v s 条件，由能量守恒原理可以得出： 疋，：c 瑶( 2 d - 1 ) ( 2 - 1 1 ) 其中，岛= l r + n 2 l o ，c = g + c 2 。由于m 2 l o 值非常大，因此很容易使电容 q 和g 充分充放电，假设谐振阶段l 为恒定，要要使超前臂电容完全放电，只 需要保证开关死去时问，满足下式： a t 2 m v a c ( 2 1 2 ) j 。 对于滞后臂来说，由于参与谐振的线路电感只剩下变压器漏感厶，为了确 保电容放电的完成，关断时刻谐振电感的容量应大于谐振电容的容量： t ，。2 c 瑶 ( 2 1 3 ) 其中，i p = 1 2 ，由上式可以看出：由于t ，很小，因此在轻载的状态下，当漏 感储能无法完全使电容放电时，电路就失去了z v s 条件，从而限制了电路的负 载范围。 1 2 硕十学位论文第二章移相全桥软开关变换器的实现与研究 当完全可以满足电容充放电时候，由公式( 2 7 ) 可以看出，屹。在四分之 一谐振周期达到峰值，所以滞后臂的导通信号要滞后于其关断信号他 址z = 三厨 ( 2 1 4 ) 2 届0 边占空比损失 在基本移相全桥p w m 零电压开关变换器中，变压器原边电压占空比和副边 电压占空比是不一样的。原边占空比是由两桥臂驱动信号之间的移相角确定，通 常大于副边占空比，副边占空比损失是由于副边整流管续流过程引起的。由图 2 2 可知，在t 3 t 6 时间段，续流的过程导致了副边整流管的同时导通，因此副边 电压被筘位为零，出现了占空比损失。这段时间内，原边电流斜率可以近似看做 圪厶线性变化，斜率越大，这段时间损失的占空比越小，由图2 2 可知，损失 占空比a d 等于t 3 到t 6 的时间差与半周期的比值： ，p d 兰兰二( 五+ 厶) 2 ：圪一 一 如果考虑输出滤波电感很大，忽略电感电流纹波，在一个开关周期中将输出 滤波电感等效为一值为厶的恒流源，则有： d 4 l r f , i o( 2 1 5 ) 刀圪 由上式可知，占空比损失与输入电压，变压器匝数成反比，与负载电流，开 关管频率成反比。 由前面的分析可以得出，基本移相全桥p w m 零电压开关变换器具有很明显 的优势，取消了s n u b b e r 电路，利用变压器漏感和电容谐振，在基本不增加额外 元器件的情况下，通过移相控制方式，使功率开关管实现了零电压导通和关断， 减小了开关损耗，降低了丌关噪声，能保持恒频控制等优点。但是，它仍然存在 很多缺陷：滞后臂在轻载的条件下将会失去零电压开关功能；原边有较大的环流， 增加了系统的通态损耗；存在占空比丢失，使得整机效率受到限制，输出二极管 为硬丌关，开关损耗大。所以这种拓扑还需要改进，从而适应实际需要。 2 2 无源箝位辅助换流全桥变换器 2 2 1 基本f b z v s z c s - p w m 变换器结构 由前面分析可知，尽管与常规p 1 】i m 变换器相比，基本移相式f b z v s p w m 变换器有着许多明显的优点，但它的不足也是显而易见的：变压器的副边存在占 硕十学位论文第二章移相全桥软开关变换器的实现与研究 空比丢失；二极管应力增大；变压器的原边有着比较大的环流；特别是滞后臂的 软开关实现要求非常苛刻，因为受负载影响很大，所以使得它的应用受到很大的 限制。为了克服这些不足，需要增加很多额外的措施。 近年来，作为现代电力电子开关器件i g b t 得到了迅速发展，其应用也越来 越广泛。特别是高电压、高功率的场合，更适于采用i g b t 作为开关器件，因为 其具有高功率密度和较低的成本。但由于i g b t 在关断的时候具有电流拖尾的特 性，所以其开关损耗要高于m o s f e t 。因此对于工作在高频开关状态的i g b t 器 件，有必要降低其开关损耗以保证变换器的高效率运行。 采用i g b t 作为开关管的f b z v z c s p w m 变换器就是由基本f b z v s p w m 变换器发展而来，其原理图如图2 4 所示，其超前臂的工作其原理与 f b z v s p w m 变换器类似，不同的是由于采用了i g b t 器件作为开关管，因为 其器件的特性，一般寄生电容比较小，需要在超前臂开关期问上并联电容来实现 z v s ，其滞后臂的z c s 条件是靠辅助电路在续流期间将变压器一次电流复位而 实现。 一_ -_ z l 2l 【 一 = zlzl = 图2 - 4f b - z v s z c s - p w m 变换器 其工作过程一般可以简述为：在超前臂的开关管关断时，由于并联在开关管 上的电容电压不能够突然变化，可以认为开关管是零电压关断。超前臂的开关管 在开通之前，与其反并联的二极管先导通，使丌关管在导通之前电压为零，此时 开通开关管，由于并联的电容限制了关管的电压上升，实现了超前臂开关管的零 电压开通，超前臂的软开关实现，和普通全桥变换器超前臂z v s 实现是一样的。 而滞后臂则是由于在续流期间，原边电流复位，从而实现滞后臂的零电流开通和 关断，所以，滞后臂是通过z c s 方式实现软开关的。 因此，采用i g b t 作为开关管的f b z v z c s p w m 变换器，超前臂仍然工作 在z v s ，在续流阶段将一次电流复位，使滞后臂工作在z c s ，既能够减小续流 阶段环流的能量，又能有效地降低因拖尾特性造成的损耗1 8 l 。采用f b z v z c s p w m 形式还能够提高i g b t 的工作频率，使i g b t 工作在较高的开关频率，由于开 关管工作在软开关状态，也能够减少因增加吸收电路而增加的损耗【9 j 【3 8 l 。 1 4 硕士学位论文第二章移相全桥软开关变换器的实现与研究 2 2 2 滞后臂零电流软开关的实现与研究 由于利用变换器原有的器件难以实现滞后臂的z c s 开关，因此，学者在研 究过程中多采用了增加辅助电路的方法。辅助电路的作用是在变换器输送能量的 过程中存储能量，而在续流阶段，利用在辅助电路中存储的能量将原边的电流复 位。辅助电路的位置既可以位于变压器的原边，也可以位于变压器的副边。根据 辅助网络的位置不同，可以分为原边加辅助网络和副边辅助网络辅助复位原边续 流两类，如图2 5 所示。由于辅助电路要承担存储能量的作用，因此辅助电路一 般都是采用储能元件来实现。根据储能元件的类型不同可以将其分为采用容性元 件的辅助电路和采用感性元件的辅助电路。 一一 2l2l 一 一一 z、2 = = 一上 2 l2l 辅 助 网 一 一络 22、 = t 图2 - 5 实现全桥软开关辅助网络的位置 1 主回路加入辅助电路的拓扑结构 主回路加入辅助电路，常见的有如下两种拓扑【1 0 】【1 1 j ： 一 ( a ) 图2 - 6 主回路加入辅助电路典型结构 硕士学位论文第二章移相全桥软开关变换器的实现与研究 图2 - 6 ( a ) 这种为采用隔直电容和饱和电感来实现滞后臂软开关工作的电路拓 扑结构，它的基本工作原理是在斜对角的两只开关管导通的时候，隔直电容储存 能量，在续流阶段利用电容中储存的能量将初级侧的电流复位，由于采用了饱和 电感，能够有效地保持零电流状态，并且阻止了电流的反向变化，为滞后臂提供 z c s 条件，并且其直流特性几乎与负载无关。但是，由于要在续流阶段保持足够 长的时间来实现i g b t 的无拖尾电流关断，使变换器的有效占空比控制范围受到 限制，特别在实际应用中，饱和电感磁芯的散热问题是个很大的问题。 图2 - 6 ( b ) 拓扑结构是图2 - 6 ( a ) 的一种改进形式，通过两个二极管取代饱和电感 来实现滞后臂z c s ，这里二极管类似于图2 - 6 ( a ) 中的饱和电感的作用，减少了饱 和电感的损耗，同样不受负载的影响。 总的来说，这种原边采用辅助复位的方式，虽然能很好的实现全桥结构的软 开关，但是它也带来了一些新的问题，如：可能给电路加入新的损耗，增加电路 的设计难度，不能很好地解决占空比丢失问题，这样的拓扑在大功率应用场合， 是很不现实的。 2 二次侧加辅助电路的一些典型拓扑 在变压器二次侧加入辅助网络的拓扑很多，由于有源箝位的缺陷性很明显， 目前主要都是采用无源筘位结构，总的来说可以分为以下几种典型结构： ( a ) 加入吸收电路的方法【1 2 1 【1 4 】 利用吸收电路来实现滞后臂的z c s 的拓扑结构，采用无源无损网络来实现滞 后臂的z c s 条件，通过巧妙的设计，在一次侧向二次侧输送能量的时间段内， 将无源网络中的电容充电，在续流阶段，由于一次电压下降，使二次电压随之下 降，此时与电容串联的二极管导通，电容中的电压通过二次侧反向加在变压器的 一次侧，复位一次侧的电流，为滞后臂的导通创造z c s 条件。 由于采用了无源无损器件，理论上不会增加电路的损耗，但是由于谐振的作 用，一般会增n - - 次侧的整流二极管的电压应力。可以通过对电路的拓扑改进， 降低开关管二次侧的整流管电压应力。图2 7 为这种辅助网络的2 种改进型的拓 扑。 一 。 一一 2lzl = = 2、 ，k - - r l _ 。_一 z lz、2 = 一 z l2 l2、 r l _ 2i2l = 图2 7 吸收电路实现滞后臂的z c s 1 6 b ) 硕士学位论文第二章移相全桥软开关变换器的实现与研究 采用无源缓冲网络的设计，由于不增加任何有源有损的器件，系统能够达到 较高的效率。但其主要的弊端就是由于一次侧漏感与辅助电路中电容的谐振作用 增大了二次侧整流管的电压应力。为了降低二次侧的电压应力，图2 7 的这两种 改进型结构都采用箝位的方法，通过将辅助电路中的电容与电路的输出滤波电容 用二极管连接起来，以限制二次电压。为了使原边电流能够快速复位，这里就必 须保证箝位电容足够大，但是筘位电容太大，会影响到最大占空比和负载范围。 上面这两种结构也是两种非常典型的无源箝位结构。 ( 2 ) 利用耦合电感的方法【1 。7 儿1 8 】 利用抽头电感实现滞后臂z c s 的电路将输出滤波电感中间抽头并与一个二 极管连接到输出电压的副端。变压器输出能量期间，由于电感的耦合，与二极管 串联的抽头电感部分由于二极管的反偏作用，只有感应电动势而没有电流，当变 换器进入续流阶段时，与二极管串联的电感部分的电动势方向改变，二极管导通， 电感的电动势反加在变压器的二次侧，使变压器一次电流迅速复位，实现了滞后 臂的z c s 条件。 一_ _。 丁： zlz ， ， 一一 = 2l2 一一一 一 z z、z f - - 一一 z l2 l = 、= ( a ) 图2 - 8 吸收电路实现滞后臂的z c s ( b ) 利用抽头电感的方法，在一次侧向二次侧输送能量的过程中，没有储能电容 元件需要被充电，因此减少了一次电流应力。但是辅助电路中的二极管要承受比 较大的反向电压应力。 图2 - 8 ( a ) 为这种结构的典型拓扑，图2 - 8 ( b ) 为图2 - 8 ( a ) 的改进拓扑，这是一 种利用与输出滤波电感相耦合的电感实现滞后臂软开关的拓扑结构，能够在不增 加开关应力和损耗的条件下实现滞后臂的软开关。但是，这种二次侧采用抽头电 感的拓扑结构，与电感串联的二极管上的电压应力将会增大，因此必须在能够保 证一次电流复位的前提下，尽量减小抽头电感的大小。 3 采用有源箝位的方法i 撙j 变压器二次侧采用有源筘位的方法实现滞后臂零电流软开关工作的拓扑结 构，如图2 9 所示。其基本的工作原理是，当一次侧向二次侧传递能量的时候， 变压器二次侧的电容通过辅助开关的寄生二极管充电，当充电结束后，电容的电 1 7 硕十学位论文第二章移相全桥软开关变换器的实现与研究 压被箝位，在续流阶段，开通辅助的开关管，使电容电压反加到变压器的二次侧， 复位一次电流。实现了滞后臂的z c s 条件。 采用有源箝位的方法能够快速地将一次侧的电流复位，在较大的负载条件下 仍然能够有效地保证滞后臂的z c s 条件。但由于增加了有源开关，增加了变换 器的损耗，降低了总体的效率。并且由于增加了辅助开关管，增加了变换器控制 电路控制的复杂度。 图2 - 9 采用有源箝位方式实现滞后臂z c s 其实为了使f b - z v z c s p w m 变换器的软开关性能更加可靠，也可以在变压器 的原边和副边同时加入辅助网络，但是，这样做一般也会因为器件增多使得变换 器控制更加复杂，并可能导致不必要的损耗，降低变换器的效率。 2 3 本章小结 本章分析了基本f b z v s - p w m 变换器的工作过程，针对f b - z v s - p w m 目前存在 的一些缺陷，接下来分析了前人提出的f b z v z c s - p w m 的一些经典拓扑。从本章 的分析可以得出一个结论，要实现移相全桥p w m 变换器各个桥臂的软开关，其难 点是让滞后臂实现软开关。对于f b z v s p w m 变换器，主要是增大谐振电感，以 使得其滞后臂能实现软开关，而对于f b z v z c s p w m 变换器，则使其实现滞后臂 零电流软开关的手段有很多种，总的来说，应该使其辅助网络简单可靠，以提高 变换器的效率，而目前提出的各种各样的拓扑结构中，无源箝位辅助换流这种拓 扑无疑是最吸引人的。 1 8 硕+ 学位论文第三章新型无源箝位辅助换流f b z v z c s p w m 变换器 第三章新型无源箝位辅助换流f b - z v z c s - p w m 变换器 3 1 新型变换器基本结构 本论文第二章在对当前移相控制全桥零电压零电流软开关变换器拓扑结构 进行分析的基础上，得出了以下结论：为了提高变换器的效率和减少控制的复杂 性，辅助电路应该尽量简单，不要同时加入过多的电容和电感，这样可以防止新 的辅助电路引入谐振，辅助电路无源器件值应当尽量小，这样可以避免造成一些 开关器件电压应力等问题，为了提高电源效率，应该尽量减少占空比的丢失问题， 也可以通过改进电路结构，使得电路有效占空比尽量增大。 为了实现上述思想，本章在前面分析的基础上，提出了一种新型的无源箝位 辅助换流f b z v z c s p w m 变换器，如图3 1 所示，同时分析了这种拓扑的工作 过程。该变换器只引入了一个小电容和一个二极管，能很好的实现原边电流复位， 同时，整流管的电压应力不会因为辅助电路的引入而增加，控制简单，而且这种 新的拓扑，能很好的适应中大功率的场合。 图3 - 1 新型无源箝位辅助换流f b z v s z c s p w m 变换器拓扑结构 3 2 运行过程分析 和前面的全桥p w m 变换器一样，这种新型的f b z v s z c s p w m 变换器同 样采用移相控制，其工作波形如图3 2 所示。为了方便分析，同样做以下假设： 1 9 硕士学位论文 第三章新型无源箝位辅助换流f b z v z c s p w m 变换器 ( 1 ) 所有的元件都是理想的。 ( 2 ) 输出滤波电感厶的值足够大，可在开关管工作期间视为恒流源。 ( 3 ) 箝位电容c d 的值足够大，可在开关管工作期问视为恒压源。 i i i f ；il l l _ 、 、 1， j j 毒f i ij i t 3 t 467 新型的f b z v s z c s - p w m 变换器工作波形 (a式1(b式2q q 硕士学位论文第三章新型无源箝位辅助换流f b z v z c s p w m 变换器 ( c ) 模式3 ( e ) 模式5 ( d ) 模式4 图3 - 3 新拓扑的各工作模式等效图 ( f ) 模式6 这种改进型的拓扑的半个周期可以分为6 个阶段进行分析，分别对于6 种工 作模式。图3 - 3 为变换器的各个工作模式等效图。为了便于分析，这里令变换器 中电容c l = c 2 = e ，变压器原副边变比为m 。假设电路已经进入稳定状态，由圪 为负载提供能量，有：= = v c c ，且吃 v o ，这时，二极管包截止。 1 jc m 2 坐生生 m 2m 2 ( a ) 模式2 等效电路图 ，。 s ，行s 坐尘生 m 2m 2 图3 - 4简化等效电路图 ( b ) 模式6 等效电路图 模式1 ( t l - t 2 ) ：t l 时刻，g 在筘位电容c l 的作用下零电压关断，c f 参与电 路充放电过程，由于此过程非常短，因此，主电路电流可以视为恒流，主电路电 2 l 硕+ 学位论文第二章新型无源箝位辅助换流f b z v z c s p w m 变换器 流开始对c l 充电，c 2 放电，吃随着的变化而变化，主回路电路按下式规 律线性下降： ( 7 ) = 吻一磊瓦丽l o (3-1) 此时，副边电压也以同样的速率下降： 啪) = 半= 鲁一雨丽o ，( 3 - 2 ) 这个阶段一直持续到下降到圪。 模式2 ( t 2 - t 3 ) ：当下降到圪后，d c 开始导通，两端电压被箝位在圪， 并反射回主电路并部分作用于厶上，使得原边电流下降，其等效电路如图3 - 4 ( a ) 所示，按照如下规律下降： 叫圪一缶( 者+ 煮簧) s i n ( 州+ 面万o ，) 3 ) = 鲁c 袅- o + 轰，等， c 3 4 ， 这里，q = c 1 + c 2 = 2 c ，q = e + e = c + c o ，q = t 3 时刻，。上升至，：下降至o ，为o ，d 2 开始导通，q 2 两端电压 被箝位为0 ，为q 2 的零电压导通创造了条件，此时，主回路通过d 2 和q 4 续流。 有公式( 3 - 3 ) 可以看出，这是一个非常复杂的谐振问题，由于副边电压的存 在，从而使得原边电压在原边电流的作用下几乎以和模式l 相同的速度迅速下 降，同时因为q 是个非常大的数，所以，也只有在t 非常小的情况下，公式( 3 3 ) 才能成立， 所以，这段时间j 。可以看作近似不变。 模式3 ( t 3 t 4 ) ：t 3 时刻，在副回路中，略它感应回主回路，全部作用在厶 上，使得原边电流继续下降，这个阶段，p 在圪的作用下线性下降，由于圪非 常大，因此，这段时间非常短，所以，这段时问圪可以看做不变。这段时间里， 有： ，( ，) ：生一m 卫v f( 3 5 ) ml r 而。则以相同的速率上升，在此阶段的任意时刻可以在零电压条件下导通 q 。 模式4 ( t 4 t 5 ) ：t 4 时刻，原边电流完全复位，q 零电流关断，q 零电流导 硕士学位论文第三章新型无源箝位辅助换流f b z v z c s p w m 变换器 通的条件已经具备，因此，可以在这个区间的任意时刻关断q ，在最小的死区 时间后，即在t 5 时刻开通q 3 ，由于漏感的作用，原边电流不能突变，因此q 是 零电流开通的，整个过程中。 ( f ) = 圪一面i o ； ( 3 6 ) t 5 时刻，两端的电压下降为圪。 模式5 ( t 5 一t 6 ) ：t 5 时刻开始，系统又一次进入由原边向副边提供能量，原边 电流开始按照如下规律上升： i p ( t ) =v # - m v e ( t ) ，( 3