（微电子学与固体电子学专业论文）应用于3g的射频cmos混频器设计.pdf

摘要 应用于3 g 的射频c m o s 混频器设计 学科：微电子学与固体电子学 作者：褚蒙 导师：周如培教授 李恩玲副教授 答辩日期：) 田氧r ：? 二- 型一一 摘要 签名： 签名： 签名： 近儿年，随着c m o s 工艺的不断进步，以及无线通信系统的蓬勃发展，低成 本、低功耗c m o s 射频系统的研究和开发引起人们的关注。现在，无线收发系统的 大部分模块如低噪声放大器( l n a ) 、混频器( m i x e r ) 、锁相环( p l l ) 、压控振 荡器( v c o ) 以及功率放大器( p a ) 等都可以采用c m o s 工艺实现单片集成。 混频器是射频系统中的一个关键部分，其性能的好坏直接影响到整个系统的性 能，本论文主要研究了应用于w c d m a 的c m o s f 变频混频器的设计。 首先，根据w c d m a 射频收发系统的要求，设计了该系统中下变频混频器的 电路圈。府j = t s m co 2 5 u m 的模型参数，在c a d e n c er f 仿真器中对电路进行仿真， 并对仿真结果进行了分析；完成了射频( r f ) 、中频( i f ) 以及本地振荡( l o ) 端 口的匹配。 其次，用c a d e n c e 中的v i r t u o s ol a y o u te d i t o r 生成了f 变频混频器的版图，并 分析了版图设计中的设计技巧。 最后，除了下变频混频器外，设计了应用于w c d m a 接收系统的低噪声放大 器，研究了l n a 各个性能之间的制约关系，并对性能进行了折衷和优化。 l 、| ，一 貔簪 西安理工大学硕士学位论文 研究表明，_ _ jc m o s i 艺实现的混频器和低噪声放大器，不但实现低成本和 低功耗，还可以获得较高的性能。 关键词：射_ ! 负收发系统：f 变频混频器；低噪声放大器：片上螺旋电感 2 a b s tr a c t d e s i g no f r fc m o sm i x e rf o r 3g a p p l i c a t i o n s u b j e c t ：c i r c u i t sa n ds y s t e m s s t u d e n t ：c h um e n g s i g n a t u r e ： t u t o r ：p r o f e s s o rz h o ur u p e i s i g n a t u r e ： a s s o c i a t ep r o f e s s o rl ie n l i n gs i g n a t u r e ： g r a d u a t ed a t e a b s t r a c t t h ee x p l o s i v eg r o w t hi nw i r e l e s sc o m m u n i c a t i o n sh a sd r i v e nu n i v e r s i t i e sa n d c o m p a n i e st op r o d u c ew i r e l e s st r a n s c e i v e r sa tl o w 。c o s t ，l o w p o w e r r e c e n t l y , a l lo fr f c o m p o n e n t s ，s u c ha sl o w - n o i s ea m p l i f i e r ( l n a ) ，m i x e r ，p h a s e - l o c k e dl o o p s ( p l l ) ， v o l t a g e c o n t r o l l e do s c i l l a t o r s ( v c o ) ，a n dp o w e ra m p l i f i e r s ( p a ) ，a r ei n t e g r a t e d i n t oa s i n g l es i l i c o nd i eu s i n gc m o st e c h n o l o g y i nt h i st h e s i s ，t h et h e o r ya n dp r a c t i c eo fd o w n - c o n v e r s i o nm i x e rf o rw c d m a a p p l i c a t i o n a r ec e n t r a l l ys t u d i e d m i x e ri s ak e ys e c t i o ni nr a d i of r e q u e n c yf r f ) s y s t e m i t sb e h a v i o rw i l ld i r e c t l yi m p a c t o nt h ep e r f o r m a n c eo ft h ew h o l es y s t e m f i r s t l y ，a d o w n c o n v e r s i o nm i x e rh a sb e e n d e s i g n e d b a s e do nw c d m a a p p l i c a t i o n s t h em i x e rh a sb e e ns i m u l a t e du s i n g0 2 5 u mc m o st e c h n o l o g yo ft s m c b yr fe m u l a t o ro fc a d e n c e w eh a v ec o m p l e t e dt h em a t c h i n go fr f ，l oa n d i fp o r t s ， a n da n a l y z e dt h es i m u l a t i o nr e s u l t so ft h em i x e r s e c o n d l y , t h el a y o u to fm i x e rh a sb e e nd r a w nu s i n gv i r t u o s ol a y o u te d i t o ro f c a d e n c e ，a n dt h ed r a w i n gs k i l l sh a v eb e e ns t u d i e d 3 缉 西安理工大学硕士学位论文 f i n a l l y , b e s i d e st h ed o w n c o n v e r s i o nm i x e r , w eh a v ed e s i g n e dl n a f o rw c d m a ， a n da n a l y z e dt h er e l a t i o n s h i po fp e r f o r m a n c e s ，a n da c h i e v e ds a t i s f a c t o r yr e s u l t t h er e s u l t sm a n i f e s tt h a tt h ec m o sm i x e ra n dl n ah a v ee x c e l l e n tp e r f o r m a n c ea s w e l la sl o w - c o s t ，l o w - p o w e r k e ww o r d s ：r a d i o f r e q u e n c ys y s t e m ，d o w n c o n v e r s i o nm i x e r ，l n a ，o n - c h i p s p i r a li n d u c t o r 4 独创性申明 秉承祖国优良道德传统和学校的严谨学风郑重申明：本人所呈交的学 位论文是我个人在导师指导下进行的研究工作及取得的成果。尽我所知， 除特别加以标注和致谢的地方外，论文中不包含其他人的研究成果。与我 一同工作的同志对本文所论述的工作的任何贡献均已在论文中作了明确 的说明并已致谢。 本论文及相关资料若有不实之处，由本人承担一切相关责任。 论文作者签名：娩歹年弓月衫同 保护知识产权申明 本人完全了解西安理工大学有关保护知识产权的规定，即：研究生在 校攻读学位期间所取得的所有研究成果的知识产权属西安理工大学所有。 本人保证：发表或使用与本论文相关的成果时署名单位仍然为西安理工大 学，无论何时何地，未经学校许可，抉不转移或扩散与之相关的任何技术 或成果。学校有权保留本人所提交论文的原件或复印件，允许论文被查阅 或借阅；学校可以公布本论文的全部或部分内容，可以采用影印、缩印或 其他手段复制保存本论文。 ( 加密学位论文解密之前后，以上 论文作者签名：施么：导师签名 具“e t 1 引言 1引言 1 1研究背景和意义 过去的十年里，无线通信技术得到了飞速的发展，据统计，2 0 0 4 年 底，我国的移动电话用户达到了3 3 亿，已经远远超过美国跃居世界第一 位，而且还在迅速增长。随着第三代移动通信的蓬勃发展和蓝牙技术的 只益普及，r fi p 核的市场前景将变得十分广阔。面对这一巨大的市场， 全世界的半导体和电子系统制造公司都投入了巨大的人力和资金进行无 线通信系统的开发，混频器是其中重要的组成部分。 自二十世纪八十年代以来，美国的有关院校及研究单位开始了对射 频电路的研究。麻省理工、斯坦福和b e l l 实验室以及从事g p s ( 全球定 位系统) 接收机研究的g e cp l e s s e y 公司都相继有产品问世。但是1 9 9 8 年以前，出现的关于混频器的产品和文献中绝大多数都是应用g a a s 、 s i g e 和s i 等材料的取极型技术的混频器，并以分立的形式应用在系统中， 不能实现单片集成，不能作为s o c 的i p 核。由于半导体硅集成技术的 发展，特征长度的缩小，n m o s 器件特征频率已经达到5 0 g h z 以上( p m o s 达到2 0 g h z 以上) ，完全可以在9 0 0 m h z 2 5 g h z 频段工作，从而把基带 系统，射频系统及本地振荡部分全部集成到同一芯片上“1 。 在射频电路应用中，相对于b j t ，m o s f e t 具有以下优点：1 、功率 损耗较低：2 、频率上限较大；3 、噪声特性相对较好：4 、较好的温度特 性；5 、成本较低；6 、漏极电流表现出二次泛函数特性，具有较好的线 性。值得重点强调的是：m o s f e t 特有的准二次曲线形式的传输特性， 使得高次的非线性分量的影响减小，往往可以忽略，这是m o s f e t 做混 频器得天独厚的优势：c m o s 电路是降低功耗最好的选择，而且随着工 艺水平的提高，特征尺寸越来越小，咀及新型电路的设计，功耗还会越 来越小。另外，对于追求低成本、高利润的厂家来说，c m o s 技术因其 完善的工艺、较低的价格以及高集成度，越来越受到青睐。 i 西安理工大学硕士学位论文 目前国内外c m o s 射频集成电路芯片基本上处于研制阶段。在国外， 斯坦福大学1 9 9 7 年首次研制出第一片1 5 g h z0 6 9 mc m o s 低噪声放大 器芯片( 用于g p s ) ：f r a n c e s c op i z z aa 1 1 dq i m i n gh u n g 等人于1 9 9 8 年研 制出适用于g p s 接收机的1 5 7 g h z 的混频器；之后，m i t s u mh a r a d a t s u n e ot s u k a h a r a ，等人2 0 0 0 年研制出2 g h z ，i v 电源的混频器。在国内， 东南大学射光所2 0 0 1 年首次研制出我国第一片射频芯片一一2 9 g h z o 3 5 9 mc m o s 低噪声放大器芯片，代表国内最高水平，同年又在o 3 5 9 m c m o s 工艺实现1 9 g h z 上变频器；清华大学2 0 0 2 年也设计出2 4 g h z 无源混频器。 除此之外，国内外都在不断的对射频集成电路进行研究，并且有些 已经投入商用。随着社会的进步，人们对通信系统的数量以及性能的要 求都在不断提高，这就要求我们必须更加深入的研究。但是，我们也看 到射频集成电路的设计存在许多困难，目前接收系统前端混频器的设计 主要面对以下要求”： 1 低功耗、低成本的要求 低成本、低功耗是人们对集成电路的要求，对射频集成电路尤为如 此。用c m o s 技术代替双极技术，大大降低了功率损耗，同时用c m o s 技术，使得通信系统集成在一块芯片( s o c ) 成为可能，这些不仅使芯 片的功能越来越大，而且整个系统的功耗也成倍减小，这是当今电子产 品与设备多功能、小型化以及便携化的必然要求。而c m o s 具有高集成 度的优点，使相同功能c m o s 芯片的成本比双极型大大的降低“”。 2 对线性、噪声等性能的要求 众所周知，混频器实现的功能是频谱的线性搬移，在这个过程中， 除了我们所需要的和频与差频，还有许多我们不需要的谐波分量出现， 这些谐波分量会对有用信号有一定的干扰，尤其那些和所需信号相近的 谐波，因此要求电路对谐波有一定的抑制作用，以提高线性度。在大部 分设计中，线性度是混频器最重要的参数“1 17 1 。 1 引言 另外，接收机前端的噪声，对信号的保真具有显著的危害，这是接 收机前端的信号功率较小的缘故。混频器是接收机前端继低噪声放大器 之后的第二个有源模块，噪声性能也是至关重要的“8 ”。 1 1射频接收系统描述 图1 1 是w c d m a 接收系统的结构图，图中包括带通滤波器( b p f ) ， 低噪声放大器( l n a ) ，两个下变频混频器( m i x e r ) ，以及压控振荡器( v c o ) 等。带通滤波器的作用是虑除天线接收到的干扰信号；低噪声放大器的 作用是把天线接收到的微弱射频信号放大，以减小后续电路引入的噪声 的影响，所以它本身不能引入太多的噪声，同时要有一定大小的增益； 下变频混频器的作用是把射频信号线性地搬移到一个较低的频带，以降 低后续滤波器的要求：压控振荡器提供本地振荡信号。 以下是w c d m a 对移动终端的频带要求： 移动终端接收频率： 2 11 0 2 17 0 m h z 移动终端发射频率：1 9 2 0 一1 9 8 0 m h z 本次设计是针对接收机的，所以设计输入频率为2 1 g h z 。 图1 1w c d m a 接收机 1 2 论文研究的主要内容 论文研究的主要内容有： 1 完成应用于w c d m a 的下变频混频器整体结构的设计，包括整体结 构的确定、元器件的选择、元器件尺寸的计算和优化选择、端口匹配 的设计以及特殊功能结构的应用等。这是第二章“下变频混频器设计” 3 西安理工大学硕士学位论文 的主要内容。 2 分析混频器线性度、噪声、增益、功耗以及隔离度等性能之间的关系， 并做出合理的优化。这是第三章“混频器的性能分析和优化”的主要 内容。 3 研究片上螺旋电感的模型，绘制下变频混频器的版图。这是第四章“下 变频混频器版图设计”的主要内容。 4 设计应用于w c d m a 的低噪声放大器。在低噪声、高增益和高线性 之间做优化，实现高性能。这是第五章“低噪声放大器设计”的主要 内容。 5 此次设计采用t s m c 0 2 5 u r n 工艺，用c a d e n c e 的s p e c t r er f 做电路 模拟，用v i r t u o s o l a y o u t e d i t o r 绘制版图。 2 下变频混频器设计 2 下变频混频器设计 混频器是通信系统重要的组成部分之一，下变频混频器是应用于接 收机前端的模块，它位于低噪声放大器之后，将接收到的射频信号线性 的搬移到中频上。由于线性时不变系统不可能在输出中产生输入中没有 的功率谱分量，所以混频器中必须至少有一个非线性的或者是时变的元 件以便提供频率变换。混频器其实就是利用非线性器件提供的乘法功能 实现混频作用的，由于乘法器只能间接的产生中频信号，所以同时它还 会产生许多我们不需要的频率分量。 2 1混频器概述 混频器的分类主要有以下几种： 可以分为有源混频器和无源混频器， 第一，从是否应用直流电源来分， 前者一般提供大于0 d b 的增益，而 后者的增益小于o d b ，即不但不提供增益，还会衰减；第二，从混频器 所使用的器件类型来分，可以分为双极型混频器和c m o s 混频器，前者 又包括三极管混频器和二极管混频器；第三，按照混频器电流结构来分， 可以分为单管跨导型混频器、单平衡混频器和双平衡混频器。 单管跨导型混频器如图2 1 所示，射频( r f ) 信号与本振( l o ) 同时从一个端口即m o s 的栅极输入，所以很难实现彼此之间的隔离，l o 信号也很容易泄漏到i f 端，这将给滤波带来很大困难。 图2 1 单管跨导混频器 随着c m o s 工艺的进步，c m o s 可以提供性能优越的开关，因此我 们可以利用c m o s 开关来实现乘法器。我们可以把r f 与l o 分别从不 5 ilii广_|jl上一 o 0 工工一 璐 西安理工大学硕士学位论文 同的端口输入，首先把输入的r f 电压变换成电流，然后在电流域内实现 相乘，即两个m o s 管在l o 频率的作用下交替地把底端的电流从一边切 换到另一边，所以底端的电流实际上乘以一个频率为l o 频率的方波“”。 f 。( ，) = s g n c o sw l 0 】 ，口删s + ，r f c o sw 盯f ( 2 - 1 ) 此时l o 要足够的大，以满足m o s 对的开关性能，因此在中频( i f ) 输出中就会存在较大的l o ，所以这类结构叫做单平衡混频器。单平衡混 频器的结构如图2 2 所示“”。 i f 0 i r r 卜l 0 + 图2 2 单平衡混频器结构图 为了减小i f 端的l o 分量，可以把两个单平衡混频器合在一起组成 一个双平衡的混频器，如图2 3 所示，此时两个单平衡混频器的l o 是 “反并联”的，而r f 信号却是并联的。因此，l o 在i f 输出端的泄漏刚 好抵消，而r f 在输出端加倍，不过r f 信号相对于l o 来讲要小的多， 而且r f 与i f 相距甚远，所以容易被滤波器虑除。因此双平衡混频器提 供了较高的l o i f 隔离度，一般可以提供4 0 d b 以上的隔离度，这样大 大降低了对中频输出端滤波器的要求”。 6 2 下变频混频器设计 v d d v d d 图2 3 双平衡混频器结构图 2 2 s m i t h 圆图原理及应用 任意一个阻抗通过归一化之后，都可以在反射系数平面圆图上找到 相对应的点，同时可以很容易的找到阻抗与反射系数的关系。 如图2 4 给出了完整的s m i t h 圆图。s m i t h 圆图在射频以及微波电 路设计中起到重要的作用，所以有必要熟练掌握用其做阻抗变换和端口 匹配的技巧。 如图中四条带箭头的弧线分别沿着电导圆( 圆心位于圆图左侧的一 系列圆弧) 和电阻圆( 圆心位于圆图右侧的一系列圆弧) 向上或者向下， 当我们从图中的交叉点开始： 沿着等电阻圆向上变化时，表示串联了一个电感( 理想的) ； 沿着等电阻圆向下变化时，表示串联了一个电容( 理想的) ； 沿着等电导圆向上变化时，表示并联了一个电感( 理想的) ； 沿着等电导圆向下变化时，表示并联了一个电容( 理想的) ； 西安理工大学硕士学位论文 图2 4s m i t h 圆图 由此，我们可以很清楚的认识到s m i t h 圆图的用法，这在我们做阻 抗匹配，阻抗变换时提供很大的帮助，当我们知道输入( 输出) 阻抗时， 就可以根据实际的情况选择合适的元件，同时也可以给我们的设计提高 更多的思路“2 “”。 2 3匹配网络设计 匹配在射频电路设计中占据着重要的作用，首先，匹配使得在能量 传输中获得最大的功率或效率；其次，可以提高信噪比，即降低噪声， 提高增益；第三，可以减小出反射引起的信号失真，提高线性度，同时 确保电路稳定；最后，匹配可以提高电路的频率选择性，即可以抑制中 心频率以外的频率。总之，匹配对射频电路设计来说是至关重要的，它 决定着射频电路设计的成败。 2 下变频混频器设计 2 3 1射频( r f ) 端口阻抗匹配 m o s f e t 是具有容性输入阻抗的器件，但是又不是纯的电容性，因 为那样的话就必然不消耗功率，这与事实不符，因此可以断定输入阻抗 中存在一个电阻分量。产生电阻分量的原因在于，栅电容的底板并不在 固定的电位上，而且沟道中载流子的速度是有限的“3 1 。 这看似不利的效应，却在输入阻抗匹配中起到了重要的作用，因为 这会产生一个电阻性阻抗而又不会带有真实电阻的噪声，所以我们希望 加强这一效应。从器件的角度讲，加大m o s 的沟道长度，可以直接提高 渡越时徊j 效应，但是这会增大我们所不希望得到的寄生效应及噪声等。 因此我们选择一个较好的办法，那就是采用源极负反馈电感，如图2 5 中的l s 。 图2 5 输入阻抗匹配 图2 - - 6 是简化的m o s 小信号模型，这样输入阻抗就表示为： z 也，+ 走+ 芒小也，+ 击+ w c ： 这是一个串联的r c l 网络的阻抗，其中w ，l 。就是阻抗的实部，w ，确 定时，它的大小与电感的值成正比，其中w ，= 孚。 p 9 、 ， ilrr赔工 一广w赤厂 赫 奎 西安理_ t - 大学硕士学位论文 用源极反馈电感的优点是，它可以得到理想中的电阻，不会给电路 引入噪声，所以就不会降低整个电路的噪声性能“”。 图2 6m o s 简化的小信号模型 但是由以上公式可以看出，只有一个l s 很难实现我们需要的纯电阻 性的输入阻抗，还有栅电容所产生的容抗，所以必须在栅极串联一个电 感l g 实现输入谐振在r f 频率上，即： 扣( s + s ) = 一两1 ( 2 - - 3 ) 这样就实现了r f 端口的阻抗匹配。 z 。= w r 上，= 5 0 q ( 2 4 ) 最后，经过理论计算和计算机模拟得到：l s = o 3 n i l ，拟用键合线电 感实现；l g = 1 5 n i l ，拟用片上螺旋电感与键合线共同实现。 图2 7 是射频端口匹配后所得到的输入反射系数图形，是用 c a d e n c es p e c t r e s 做s 一参数分析而获得的结果，从图中可以看出在输 入r f ( 2 i g h z ) 时反射系数约为- - 2 8 d b ，由此可知r f 输入端口实现了 良好的匹配。 2 下变频混频器设计 a 0 g - 2 0 3 毋 s - p a r a m e t e rr e s p o n s e i ：s 1 1d b 2 0 0 01 0 g2 0 g3 g g4 - ，0 g f r e q ( h z ) 图2 7 r f 端口反射系数 2 3 2 本振( l o ) 端口阻抗匹配 众所周知，在设计单平衡和双平衡混频器时，值得关注的一点就是 需要相当大的l o 信号，以达到快速开关的目的。本次设计为了降低对 l o 的要求，我们在混频器的l o 输入端口进行阻抗匹配设计。如图2 8 所示，我们对l o 端口做功率匹配，那么此时r l 上得到的功率达到最大， 而且r l 与r s 上得到的功率相等，都为总功率的一半。现在假设r l 大于 砥，且匹配网络是无损耗的，这样就有： 风 z i l l = r sz o u t = r l 图2 8 阻抗匹配 西安理工大学硕士学位论文 条= 羔4 r = 三2 ( z _ 5 ) 4 如 ”、 由此可以导出： 2 k j 去 ( z 1 ) 于是，我们得到一个相当于电源电压生r s 倍的电压，所以只要r l 大于 r s ，就可以相应的降低对l o 的要求。 图2 9 给出了本振端口匹配后的反射系数曲线，是用c a d e n c e s p e c t r e s 做s 一参数分析而获得的结果，由图可以看出在l o ( 频率为 2 3 g h z ) 时的输入反射系数大约为- - 2 5 d b ，这说明已经实现了良好的阻 抗匹配。 图2 一1 0 给出了瞬态分析所看到的电压幅值在匹配网络前与后的对 比，电压幅值大约增大到原来的2 5 倍，即我们用1 v 的本振信号就可以 在m o s 栅极得到振幅约为2 5 v 的电压，这说明本振匹配的效果是很明 显的。 当然，电压幅值可以提高的程度是与输入阻抗有关的，输入阻抗越 大，我们可能提高的倍数就越大。 ，、 ， r n 可 2 g 1 g 国d 一1 0 0 0 1 必 一2 0 3 0 s - p a r a m e t e rr e s p o n s e 。：$ 3 3d b 2 0 图2 - - 9 - , 0 端口反射系数 t n n s i e n tr e s p o n s e 隰络后嬲络前 1 3 n t i m e i ： 一一一互自n ( s1 图2 1 0 本振匹配前与后幅值对比 4ii!jif 0弘锄粼wj黝枷堞聍， 西安理工大学硕士学位论文 2 3 3中频( i f ) 输出阻抗匹配 对于下变频混频器来讲，我们希望得到的是差频，具体的就是频率 较低的i f ，这样相对较小的频率，在做窄带的阻抗匹配时是比较困难的， 因为它将需要数值较大的电感和电容，而这些是片上无法集成的，即使 集成了，成本也是无法接受的。 所以我们采用差分放大器来实现输出的匹配，这样不但实现了5 0 q 的输出阻抗，而且把双端的i f 输出变成单端i f 的输出，另外，提供了一 定的增益，弥补了前端增益的不足。把双端变为单端输入还有一个好处， 就是展现出双平衡混频器的高隔离度的优点，因为这样可以让本振在中 频端口的泄漏相互抵消，从而消除泄漏”。 图2 1 1 是差分放大器单元( 偏置电路没有给出) ，其中，m 1 是电 流源，m 2 和m 3 是输入跨导管，都是n m o s ；m 4 与m 5 组成电流镜， 它们是p m o s “1 。 图2 1 1 差分放大器做输出单元 图2 1 2 是i f 输出反射系数图，是用c a d e n c es p e c t r e s 做s 一参数 分析而获得的结果，输出反射系数在中频i f ( 频率为2 0 0 m h z ) 附近小 于一3 5 d b ，得到了比较满意的阻抗匹配。 1 4 2 下变频混频器设计 ，一 可 一1 a 一2 0 3 彩 一 0 s - p a r a m e t e rr e s p o n s e 图2 1 2 输出反射系数模拟结果 2 4l c 振荡回路做窄带电流源 我们知道低功耗低电压一直是i c 设计的重点，本次设计中采用了 l c 振荡回路来代替m o s 电流源的技术，不但降低了电源电压，而且在 一定程度上降低了电路的功率损耗。l c 回路要求在r f 附近谐振，达到 高阻抗，起到电流源的作用，因此，只有电路需要的带宽很窄时，这才 是可行的，而3 g 通信系统恰好就是窄带的，这也是我们用l c 做电流源 的条件之一。 对于一个理想的电感电容谐振回路如图2 1 3 ( a ) ，在频率 w 。= 1 & z 万发生谐振，电感的感抗j , w 。与电容的容抗1 c w 。大小相等， 符号相反，此时回路的q 值为无穷大。但是实际上电感和电容都存在串 联电阻，如图2 1 4 ( b ) 所示，r l 与r c 分别是电感和电容的串联电阻。 而图2 一1 3 ( b ) 可以等效为图2 1 3 ( c ) ，其中并联电感l p 、电阻r p 西安理工大学硕士学位论文 铲 ，+ 剞c ，= 青耻。删净t + ( 1 + 鹾沁朋1 讲 其中，电感支路品质因子绋2 w 百l ， 电容支路的品质因子& = i 瓦1j ， r l c 并联回路的品质因子g 2 们r _ _ z e 。2 w c ，b ，谐振频率为 w 。= 1 而，所以，r l c 并联等效电路的输出阻抗为r p 。 c b 母 ( a ) 理想的l c 谐振回路( b ) 实际的l c 谐振回路( c ) r l c 等效电路 图2 一1 3l c 谐振回路 根据能量守恒原理，当l c 回路谐振时，存储在电感中的最大能量等 于存储在电容上的最大能量，即 军：了l i2e(2-8) ，7 7 其中v p 是电容上电压的峰值，i p 为电感中电流的峰值。r l c 回路中串联 电阻上的损耗p l o s s 为 p m 。= r i ；= c 鼍y ；r = r l + r c ( 2 - - 9 ) 2 下变额混频器设计 丽w 。文| 扛夏，- i d a j ：! i n t = r c 2 k 2 r ，2 。丽r 咋( 2 - - 1 0 ) 由此可以看出，l c 谐振回路消耗的功率与串联电阻r 成正比；与电 容c 2 成正比；与电感l 2 成反比。所以在设计l c 谐振回路时候，除了 满足谐振的要求之外，还考虑到了功耗与性能的优化，选择l 和c 时， 采用较大的电感，较小的电容，这样可以降低谐振回路的功耗，同时可 以提高l c 的谐振阻抗。另外由于片上螺旋电感l 的q 值较低，这就使 得l c 阻抗的- - 3 d b 带宽相对较大，有利于提高电流源的恒定性“”1 。 如图2 1 4 将两种不同谐振阻抗的l c 进行比较，是用c a d e n c e s p e c t r e s 做s 一参数分析而获得的结果，为了达到较好的性能，撮终选 择电感较大的一个，l = 1 4 3 n i l ，c = 0 9 p f ，谐振阻抗约为8 7 0 q 。 1 ，o k 8 彩g 6 0 圆 4 0 日 2 巧o 国0 s p a r q m e t ar r e s p o n s e i ：z 5 5m q q o h m 0 01 ，口g2 ，彩g3 0 g 4 纾g 图2 1 4l c 谐振回路的阻抗 1 7 西安理工大学硕士学位论文 2 5 完整的电路结构图 图2 1 5 是m i x e r 的完整结构图，m 1 、m 2 是跨导管，起提供增益 及把输入电压变为沟道中的电流的作用；m 3 、m 4 、m 5 和m 6 是本振管， 在本振电压的作用下，起到开关的作用；偏置电压v b i a s 由一个m o s 管 和两个电阻提供，l g 与l s 是r f 输入端1 ：3 的阻抗匹配，l g l 来完成l o 输入端口的阻抗匹配，l c 是谐振回路，用做窄带电流源。 图2 1 5 下变频混频器完整结构图 表2 1 下变频混频器主要元件尺寸： 元件m l m 2m 3 ，m 4 ，m 5 ，m 6r l ，r 2 l g ll g l s i 尺寸 12 0 u m 0 2 5 u m1 4 0 u m 0 2 5 u m 2 0 0 n1 0 3 n h1 5 n h 3 0 0 p h 3 混频器性能分析及优化 3 混频器性能分析及优化 混频器的性能指标主要有5 1 m 1 ： 线性度 混频器在接收机中处于射频信号幅度最高的位置，而且有许多 干扰信号未得到有效抑制，线性度是混频器非常重要的指标，而且 往往是最重要最受关注的。这是此次设计的重点所在，在所有性能 之中应该优先考虑的。 增益 适当的增益是为了抑制后续电路的噪声。 噪声系数 由于混频器仍然处于系统的前端，所以对n f 的要求也较高。 隔离度 l o i f 泄漏：尽管可以通过滤波的方式抑制i f 端口的l o 信号， 但是如果l o 的功率泄漏太大，不但给滤波增加难度，同时也可能对 较弱的中频产生阻塞。 除此之外还有l o r f 泄漏和r f i f 泄漏，但影响没有l o i f 泄漏大，所以此次设计没有做详细研究。 预期性能指标：噪声系数( n f ) 1 0 d 3 ； 三阶交调失真( i i p 3 ) 5 d b m ；l d b 压缩点( p l d b ) 一1 5 d b m ：功 率损耗 第五层金属厚度最大，所以相同面积和长度的导线，用第五层来做， 串连电阻最小，这样有利于降低功耗和噪声，所以在选择金属线时更 多的考虑第五层金属。 传输信号的导线要尽量的短，小于十个方块。 在规则允许下，通孔( v i a ) 要尽量多，保证电流小于1m a v i a 。 4 2 3其它 接地线的面积要大，可以让接地的金属线占完空余的硅片。 电感及m o s 管要根据散热的需要合理布局，避免局部温度过高。 直流的通路可以忽略寄生效应，所以在布局布线出现矛盾是可以以次 要位置考虑。 3 4 4 下变频混频器版图 4 3版图设计 版图用的是0 2 5 工艺，图4 - - 6 是用c a d e n c e 的v i r t u o s o l a y o u t e d i t o r 绘制的m o s 管版图，其中从上至下分别是栅极、源极和漏极，其中源极 区是通过第五层金属横向引出的。这是一个1 4 0 u m 0 2 5 u m 的n m o s 。 图4 6m o s 单元图 图4 7 是用c a d e n c e 的v i r t u o s ol a y o u te d i t o r 绘制的多晶硅电阻的 版图，多晶硅方块电阻为5 q 口。图中上面一个电阻为l k q ，下面的阻 值为2 k q 。 图4 7 多晶硅电阻版图 西安理工大学硕士擘位论文 图4 8 是用c a d e n c e 的v i r t u o s ol a y o u te d i t o r 绘制的下变频混频器 ( 图2 15 电路)部分版图，其中只有输入与混频单元，以及匹配与 偏胃单元，没有差分放火器单元。因为在设计中，保留了较大的余度， 所以面积稍大。最后总面积大约等于1 7 m i n x1 2 m m 。 图4 8 下变频混频器版图 5 低噪声放大器设计 5低噪声放大器设计 低噪声放大器( l n a ) 是通信系统接收机中的第一级有源模块，也 是关键模块之一，它的主要功能是提供足够的增益来克服后续各级( 如 混频器、中频放大器等) 带来的噪声。从天线接收得到的射频信号很微 弱，l n a 的附加噪声对信号的影响会很大，所以噪声系数也是l n a 的 重要性能。除了提供必要的增益而又附加很少的噪声以外，l n a 还要求 有很好的线性性能，并且要求对输入信号源表现为一个特定的阻抗，一 般为5 0 欧姆，这样做可以使射频信号以最大功率传输到l n a 。 5 1共源共栅l n a 结构 低噪声放大器按照所使用的有源器件来分，可以分为双极型和 m o s f e t 型；按照结构来分，有共源型、共栅型、共源共栅型、差分型 等结构。 本次设计中采用的是共源共栅结构，如图5 1 所示。它的好处是可 以消除m i l l e r 效应的影响，有较高的反向隔离度，从而提高放大器的稳 定性，这些优点将在后续的讨论中给出来“。 图5 一l 带有匹配的共源共栅结构 西安理工大学硕士学位论文 5 2 正反馈在l n a 中的应用 在本次设计中，采取有源共模反馈技术，保证放大器输入管漏源电 压v d 。不受工艺和温度漂移的影响，从而使得放大器能够稳定工作。同时 选择适当的偏置电阻保证信号有足够大的电压变化范围。 用反馈技术使电路中产生负阻( 或负电导) 以补偿电阻损耗来改变 l n a 中的q 值，调节电路的增益、噪声及线性度。将负电导一g 。和l c 电路并联，得到总的电导是： g 。= g 一g 。( 5 1 ) 其中g l 电感的电导。可以看出，总的电导由于一g 。的3 h a 而减小，从而 增大了电路的q 值。我们通过一个正反馈结构获得负电导一g 。，如图5 2 所示，共栅极结构的源跟随器。这种结构的负电导可以表示为： - g 一畿g3g ( 5 _ 2 ) 册 + m4 其中g i n 3 ，g m 4 分别是m 3 和m 4 的跨导。除了m 3 和m 4 的尺寸，负电 导的值，还可以通过m 5 和v o 调节。 v 0 图5 2 正反馈电路 5 低噪声放大器设计 但是电路的q 值不可以无限的增大，g t 。g l 和g 。都是随频率的变 化而变化。当我们调节l n a 的q 到一个很高的值，在中心频率 ，当 卜- g z g ，时电路可以稳定的工作但是在兀之外的频带，有可能出现： l g 。i g ( 5 3 ) 也是此时g 。为负值，输入阻抗也就为负值，会出现振荡。 由图5 2 可知，m 3 的栅极电压要达到一定的数值，即大于m 3 的栅 源电压与m s 的漏源电压之和时才能正常的工作，但是本次设计中，l n a 采用共源共栅结构和低电压设计，所以无法满足m 3 的栅极电压的要求， 所以在设计中，我们用l c 振荡器来代替m 5 作为电流源，如同下变频混 频器的低电压设计l c 振荡回路做窄带电流源( 2 3 ) ，图5 3 给出 了实际应用的正反馈电路 2 3 1 。 i n 1 图5 3 低电压设计中正反馈电路 5 3 l n a 的性能分析和优化 l n a 是接收机的第一级有源电路，其噪声、增益、线性度、匹配等 对整个接收机都是至关重要的。图5 4 是把l n a 看成两端口网络进行 分析，由图可以看出用s 参数来表征l n a 是十分方便的，s 参数所代表 3 9 西安理工大学硕士学位论文 的意义分别是：s l l ：输入反射系数，s 2 2 ：输出反射系数，s 2 l ：正向增益， s 1 2 ：反向增益( 表征隔离度) 。 输入源 口ib 2 _ 】 莲l - s i i l j。岛 岛2 一 负载 图5 4 二端口网络信号流图 l n a 主要性能指标有“”“”： 1 噪声系数( n f ) ： 不同的系统对n f 的要求不同，不同的模块对n f 要求也不同， 一般情况下是越低越好，对l n a 来说噪声性能尤其重要。 2 增益( s 2 1 ) 较大的增益有助于减小后续电路噪声的影响，但是往往会引起 线性度的恶化。 3 反向隔离( s 1 2 ) 较大的隔离度有利于阻止后续模块中产生的谐波对l n a 的干 扰，也有利于提高电路的稳定性。 4 输入输出匹配( s 1 l ，s 2 2 ) 决定了输入输出功率的最大传输，以及噪声等性能的优化。 5 线性度( p l d b ，l i p 3 ) 前端滤波器没有率除的干扰信号可能通过互调等方式影响有用 信号，使接收质量降低。线性度反映了电路的大信号处理能力，以 及抗干扰能力。 5 3 1噪声 噪声有许多种类别，主要有：热噪声、散粒噪声、闪烁噪声、爆米 5 低噪声放大器设计 噪声。在此重点分析热噪声对电路噪声性能的影响。 混频器主要热噪声源有： 夺m o s 管沟道热噪声：f ：= 4 k t t g a f ，其中，是噪声参数，它的 典型值一般为2 3 。 夺电感l g 的串联寄生电阻r l 的热噪声：2 = 4 k t r t 厂 夺m o s 管栅极多晶硅电阻r g 的热噪声：v 。2 = 4 k t r 。a f 另外，m o s 管栅噪声也对电路的影响也很大：i ；= 4 k t s g 。，其 中万是栅噪声参数，它的典型值一般取y 的一半4 3 ，其中g 。 图5 5 给出了两端口噪声模型，而图5 6 分析了射频输入端口的 各种噪声12 ) 。 电源 两端口网络 图5 5 两端口噪声模型 图5 6 输入噪声分析图 热噪声是导体中热载流子产生的随机变化的电流，它的大小与串联 4 1 丝 = 西安理工大学硕士学位论文 的电阻有关，同时受到电路中流通的电流的影响“”。 图5 7 给出了噪声系数与电流的变化，这是用描点法获得的噪声系 数随漏源电流变化图，可以看出较大的电流对噪声是有益的，但是这也 增大了功率损耗。在电路设计中，要综合考虑功耗与噪声这对矛盾。确 定电源电压后，漏源电流的大小直接决定了功耗，而电流可以由偏置电 路来调节。最后选择适当的偏置，电流约为8 m a ，这是功耗与噪声综合 考虑的结果，此时噪声只约为2 7 8 d b 。 3 - 0 5 3 - 0 0 2 _ 9 5 2 9 0 茬2 。8 5 z 2 8 1 3 2 - t 5 2 t 0 2 6 5 4681 01 21 4 i n 1 a 图5 7 噪声系数与电流关系图 图5 8 给出了在电流为8 m a 是l n a 的噪声系数模拟结果，是用 c a d e n c es p e c t r e s 的p s s 中p n i o s e 分析获得的，噪声系数大约为2 7 8 d b 。 由图看出噪声系数的最低值出现在小于2 1 g h z 的地方，这是因为设计中 都是用设计元器件模型模拟的，而且对噪声匹配。这是由于最小噪声系 数与最大功率传输所需要的反射系数( r ) 一般不相同，所以考虑功率 匹配的同时很难满足噪声匹配的要求“2 “2 ”。 5 低噪声放大器设计 3 ，0 2 8 2 ，6 可 一 2 4 2 2 2 0 s i n 9 l ep o i n tp e r i o d ；cs t e g d ys t e r er e s p o n s e 5 3 2增益 图5 8l n a 噪声模拟结果 l n a 的功率增益是输出功率与输入功率的比，在电路设计