（电磁场与微波技术专业论文）毫米波通信固定基站天线设计.pdf

摘要 摘要 磁悬浮列车具有速度快、稳定性好、能耗低、维修少、环保以及安全性高等 优点。磁浮列车车地无线电通信系统则是列车与地面控制中心进行信息交换的通 道。它是列车运行控制系统的重要组成部分，担负着进行操作控制、牵引控制、 系统诊断以及语音视频通信数据传输的任务。本文在分析了磁浮列车无线通信环 境以及对通信要求的基础上，主要研究了地面基站天线，其主要包括以下几方面 的工作： 1 介绍磁浮列车无线通信环境和车地通信的国内外发展状况，分析研究了 该无线通信采用的频率，以及对天线增益、波束宽度、极化形式等指标 的要求。 2 分析研究了磁浮列车车地通信系统基站天线可以采用的具体天线形式及 结构，提出了两种基站天线设计方案，分析比较了每种方案的可行性， 并结合实际情况确定了采用的方案。 3 针对采用的基站天线设计方案，进行喇叭、反射板、透镜的具体分析设 计，以便实现辐射三种宽度的圆极化波束的要求。设计中，采用了软件 仿真与理论计算结合的方法，理论计算主要采用了几何光学法。由于天 线电尺寸较大、结构复杂，仿真设计中采用了分步仿真方法，对产生圆 极化波束的条纹，控制俯仰面和方位面波束宽度的反射板和透镜进行了 分析设计。 4 加工制造基站天线，并进行测试调试工作。 关键词：基站天线，喇叭，反射板，透镜 a b s t r a c t a b s t r a c t m a g l e v g a i n sh a v et h e a d v a n t a g e so fs p e e d ，g o o ds t a b i l i t y , l e s se n e r g y c o n s u m p t i o n ，l e s sm a i n t e n a n c e ，e n v i r o n m e n t a lp r o t e c t i o n a n dh i g hs e c u r i t y t h e t r a i n g r o u n dr a d i oc o m m u n i c a t i o ns y s t e mo fm a g l e vt r a i n si st h ei n f o r m a t i o ne x c h a n g e c h a n n e lf o rt r a i n sa n dt h eg r o u n dc o n t r o lc e n t e r i ti s 狮i m p o r t a n tp a r to ft h et r a i n o p e r a t i o nc o n t r o ls y s t e m ，a n dp l a y sar o l eo fo p e r a t i o n a lc o n t r o l ，t r a c t i o nc o n t r o l ， s y s t e md i a g n o s t i c s ，a sw e l la sv o i c ea n dv i d e oc o m m u n i c a t i o n sd a t at r a n s m i s s i o n b a s e do nt h ea n a l y s i so ft h em a g l e vt r a i nw i r e l e s sc o m m u n i c a t i o n se n v i r o n m e n ta n dt h e c o m m u n i c a t i o nr e q u i r e m e n t s ，t h ep a p e rm a i n l yr e s e a r c ho i lt h eg r o u n db a s es t a t i o n a n t e n n a s ，w h i c hi n c l u d et h ef o l l o w i n ga s p e c t so f w o r k ： 1 i n t r o d u c em a 9 1 e = 、，t r a i nw i r e l e s sc o m m u n i c a t i o n se n v i r o m e n t ，a n a l y z et h e f i r e q u e n c i e su s e di n w i r e l e s sc o m m u n i c a t i o n ，a sw e l la sa n t e n n ag a i n ，b e a mw i d t h ， p o l a r i z a t i o nf o r m so ft a r g e tr e q u i r e m e n t s 2 a n a l y z et h ef o r ma n ds t r u c t u r eo f t h eb a s es t a t i o na n t e n n ai nt h em a g l e vt r a i n s i nc o m m u n i c a t i o ns y s t e m ，p r o p o s et w ok i n d so fb a s es t a t i o na n t e n n ad e s i g n ，a n d a n a l y z ea n dc o m p a r e 也et w os c h e m e s t h e nd e c i d ew h i c h o n et oa d o p t 3 b a s e do nt h ed e s i g ns c h e m eo ft h eb a s es t a t i o na n t e n n aa d o p t e d ，a n a l y z ea n d d e s i g nt h eh o m ，r e f l e c t o r , l e n s ，a n da c h i e v ec i r c u l a r l yp o l a r i z e dr a d i a t i o nb e a mw i t h w i d t ho ft h r e er e q u i r e m e n t s u s eac o m b i n a t i o nm e t h o do fs o f t w a r es i m u l a t i o na n d t h e o r e t i c a lc a l c u l a t i o n g 0i su s e di nt h e o r e t i c a lc a l c u l a t i o n a st h ea n t e n n ae l e c t r i c a l d i m e n s i o ni sl a r g ea n dc o m p l e x ，t h es t e pb ys t e ps i m u l a t i o nm e t h o di su s e d t h e n a n a l y z ea n dd e s i g nt h es t r i p e sf o rp r o d u c i n g c i r c u l a rp o l a r i z a t i o nb e a ma n dr e f l e c t o ra n d l e n sf o rc o n t r o l l i n gt h eb e a mw i d t ho ft h ee l e v a t i o np l a n ea n dt h ea z i m u t hp l a n e 4 m a n u f a c t u r et h eb a s es t a t i o na n t e n n a s ，a n dt e s t k e y w o r d s ：b a s es t a t i o na n t e n n a , h o r n ，r e f l e c t o r , l e n s i l 独创性声明 本人声明所呈交的学位论文是本人在导师指导下进行的研究工 作及取得的研究成果。据我所知，除了文中特别加以标注和致谢的地 方外，论文中不包含其他人已经发表或撰写过的研究成果，也不包含 为获得电子科技大学或其它教育机构的学位或证书而使用过的材料。 与我一同工作的同志对本研究所做的任何贡献均己在论文中作了明 确的说明并表示谢意。 签名：翊焦堕日期：3 。口年6 月日 论文使用授权 本学位论文作者完全了解电子科技大学有关保留、使用学位论文 的规定，有权保留并向国家有关部门或机构送交论文的复印件和磁 盘，允许论文被查阅和借阅。本人授权电子科技大学可以将学位论文 的全部或部分内容编入有关数据库进行检索，可以采用影印、缩印或 扫描等复制手段保存、汇编学位论文。 ( 保密的学位论文在解密后应遵守此规定) 签名：查邑焦堕导师签名： 日期：上oo 年5 月f f 曰 第一章绪论 1 1 课题背景 第一章绪论 1 9 6 9 年，德国联邦交通部、联邦铁路公司和德国工业界参与了“高运力快速 铁路的研究”，其中，就涉及到了磁悬浮高速铁路。在此基础上，在联邦政府的 资助下，工业界开始了磁浮铁路的开发工作。研究初期常导技术和超导技术是并 重的【1 1 。 1 9 7 7 年，德国联邦技术研究与技术部经过系统地分析认为，超导磁浮铁路所 需的技术水平过高，短期内难以获得较大进展，于是决定集中力量发展长定子直 线同步电机驱动的常导交通系统。 1 9 8 0 年，埃姆斯兰德的磁浮试验线正式开工，1 9 8 9 年，磁悬浮列车t r a n s r a p i d 在该实验线上时速达至0 4 3 6 k m h 。 至u 1 9 9 1 年1 2 月，用了近两年时间由德国联邦铁路中心局和重要高校研究所的 专家组成的一个工作组对磁浮高速铁路t r a n s r a p i d 系统进行了全面的检测和评 估，专家组认为该系统在“技术应用上已完全成熟”至此，t r a n s r a p i d 成为世界 上首次进入技术应用成熟阶段的磁浮高速铁路系统【1 】。 从二十世纪7 0 年代起日本、美国、加拿大、法国、英国等发达国家也都相继 进行了磁浮运输系统的开发。 2 0 0 0 年6 月，中国上海市与德国磁浮国际公司合作进行中国高速磁浮列车示范 运营线可行性研究。同年1 2 月，中国决定建设上海浦东龙阳路地铁站至浦东国际 机场高速磁浮交通示范运营线。2 0 0 1 年3 月正式开工建设。2 0 0 2 年1 2 月3 1 日，上海 磁悬浮示范运营线举行通车典礼，行车3 0i ( 1 1 1 只用了8m i n ，最高运行速度4 3 0 k m h 。 磁悬浮列车具有速度快、稳定性好、能耗低、维修少、环保以及安全性高等 优点。为了保证列车的正常安全运行，磁浮列车与地面控制中心需进行实时信息交 换。作为列车运控制系统的重要组成部分的车地无线电通信系统，担负着进行操 作控制、牵引控制、系统诊断以及语音视频通信数据传输任务的工作。所以一套 可靠而有效的车地通信系统是磁悬浮列车高速、高效、安全运行的保证。地面固 电子科技大学硕士学位论文 定基站天线设计，作为“车地无线电通信系统设备研制”课题的一个子项目，在 该系统系统中扮演着重要的角色。 1 2 国内外发展现状 在车地无线通信系统方面，德国在这一领域具有较强的优势【2 】，日本已进入较 快的发展时期，而我国还基本上属于空白，但是随着磁浮机车在中国的发展，以 及毫米波频带领域的进一步开发，毫米波车地通信天线的前景非常的广阔。 h o l g e rm e i n e l 。a l f r e dp l a t t n e ra n dg e r h a r dr e i n h o l dp j 对4 0 g h z 铁路通 信系统进行了设计，对于基站天线他们采用的是抛物反射面天线，其直径为2 0 0 n v a ， 最终形成3 。3 。的波束，其增益为3 4 d b 。 h m e i n e l 【4 】对5 8 g h z 铁路通信系统进行了设计，他们使用的是抛物碟型反射 面，波瓣宽度为2 5 。3 5 。 日本在高速新干线列车使用泄漏同轴电缆进行通信【5 】。采用这种方式，需要将 电缆沿轨道进行铺设，并在其外壁开出条形孔，这样每个孔就相当于一个缝隙天 线。这样同轴电缆就能与列车上的天线进行无线数据交换。 另外也可以沿轨道沿线铺设波导缝隙、电缆环进行通信【6 】。 目前民用移动通讯中也使用了很多基站天线，用于与手机等终端进行数据传 输。由于很多通讯中要求定向辐射，或者辐射波束照射一定范围，因此一般基站 天线除了辐射单元以外，还有用于控制波束指向或波束形状的结构。常用的如反 射板、透镜等。 1 3 论文主要内容 本文在分析磁悬浮列车无线通信环境的基础上，结合现代基站天线发展趋势， 提出了高速列车无线通信基站天线设计方案。论文主要结构如下： 第一章是绪论，主要介绍磁浮车地无线通信系统的应用背景，分析了国内外 研究现状。 第二章主要分析了磁浮列车车地无线通信环境，提出了对基站天线的具体要 求。研究了基站天线可以采用的形式及其结构，比较了几种方案的优劣。 第三至五章进行基站天线的具体分析设计，介绍了目前几种常用的设计方法。 2 第一章绪论 采用了仿真和理论计算的方法设计天线，对构成基站天线的主要部件喇叭、条纹 反射板、透镜分别进行了详尽的设计和计算工作，对三种宽度圆极化波束进行了 具体的实现。 第六章主要介绍加工测试调试工作。 电子科技大学硕士学位论文 第二章基站天线形式与结构 2 1 车地无线通信环境及其对基站天线的要求 2 1 1 车地无线通信环境分析 磁悬浮列车具有速度快、环保、稳定、安全等诸多优点，但其对无线通信的 提出了较高的要求，总的来说磁浮车地无线通信主要有以下几个方面的特点： 1 可靠性要求高。由于磁浮列车的悬空性，导致其运行的时候与轨道没有直接 的接触，也不像一般列车那样与车顶上方的输电线路有接触，这排除了以直接接 触的有线线路进行通信的可能，因此磁浮列车与地面的信息交换全部依靠无线传 输。这就要求无线通信设备尤其是天线要具有较高的可靠性。 2 无线干扰信号多。磁浮列车的悬浮和前行的驱动力均是依靠列车与轨道相 互作用产生的强电磁力，而电场和磁场的变化必将带来电磁波的传播，其不可避 免的要干扰到通信使用的无线信号。 3 通信数据流量大，实时性要求高。由于列车速度快，其运行控制命令也较 一般列车多，且命令之间时间间隔小，再者磁悬浮列车旅客对无线上网等音频视 频需求比一般列车多。这必将带来无线传输数据的急剧上升，对无线信号的带宽 提出了更高的要求。 4 弯道处的基站天线需要另行设计。由于磁浮列车的速度快，其转弯半径相 对较大。最小转弯半径也达到1 3 0 0 米左右，但考虑到信号覆盖强度及造价等因数 基站天线一般间隔1 - 2 k i n ，因此弯道处的基站天线的覆盖角度就需较大，需要另行 设计。 2 1 2 基站天线要求 由于毫米波频率高，具有似光性，其传播定向性好，能量集中，有利于无线 射频设备小型化。再者毫米波在相同的相对带宽下绝对带宽大，符合磁浮通信信 息量大的要求。另外考虑到电磁波在大气中的衰减，应尽可能使天线工作频率处 4 第二章基站天线形式与结构 于大气窗口频率段内。因此综合以上因素，选定3 8 g h z 作为基站天线设计中心频 率。 由于磁浮列车进行无线通信的时候在不停的高速运动，因此与基站天线进行 无线电信号交换的车载天线也在不停的改变位置，为了防止运动中位置的改变造 成收发天线的极化隔离，保证运动中的列车能时刻接受到基站天线发射的信号， 基站天线需要辐射圆极化波束，另外圆极化波的反射波是反向的，圆极化天线不 能接收反向的圆极化波，避免了干扰。因此在设计中，本文将要考虑到如何让基 站天线实现圆极化波。 磁浮列车轨道分为直线段轨道和弯道段轨道。由于基站天线与轨道基本处于 同一个平面内，所以基站天线的俯仰面方向图波瓣要求较窄，但对于水平面的波 束宽度则需要根据实际轨道的曲直程度来选择。直线段要求基站天线增益较高辐 射较集中的波束，以集中能量增加覆盖距离，所以要求基站天线有较窄的半功率 波瓣款，对于弯道，则要求基站天线有较宽的水平面波束，以实现大角度区域覆 皿。 考虑到以上因素，并结合整个无线电车地通信系统总体要求，基站天线设计 指标如下： 频率为：a 网：3 7 0 5 0 3 7 6 5 0m h z b 网：3 8 3 1 0 3 8 9 1 0 m h z ； 增益：g 2 0 d b 天线主瓣宽度：方位面2 岛；= 5 。、2 0 。、3 0 。三种 俯仰面2 5 5 。 副瓣电平：s l l 一1 5 d b 极化：圆极化 驻波： 1 3 2 2 基站天线结构与形式 日本在高速新干线列车使用泄漏同轴电缆进行通信。采用这种方式，需要将 电缆沿轨道进行铺设，并在其外壁开出条形孔，这样每个孔就相当于一个缝隙天 线。这样同轴电缆就能与列车上的天线进行无线数据交换。但此种方案投入高， 屯子科技大学硕十学位论文 技术复杂，在此本文采用微波通信方式。 考虑到设计工作频率处于毫米波波段，常用的基站天线辐射单元如普通对 称阵子和微带单元天线，其辐射方向性不强，也不适合在此高频率下工作，故在 此选取圆锥喇叭作为基站天线辐射单元。 一般基站天线辐射单元方向性都不是很强，波瓣宽度较宽，因此都需要加上 反射板，以提高辐射的前后比，增加辐射能量的集中度。为了防止喇叭天线对反 射板反射波产生遮挡和造成反射波重新进入到喇叭内，使喇叭馈电口驻波过大， 本文将反射板倾斜了4 5 度角放置。 又因为要求在两个主平面内埘波束进行宽度控制，本设计采用赋形反射板和 透镜分别对两个主平面波束宽度进行控制。由于反射板赋形后对喇叭天线辐射波 不再等效于镜面效应，因此，反刳波的反向延长线不能在反射板后方近似汇聚成 一点，这对以焦点为基准的透镜设计带来了难度。 对于产生圆极化波，可以考虑使用圜极化器，或者依靠反射板、4 5 度平行金 属片等方式柬实现圆极化。但加平行金属片网增加了天线的复杂性，降低了可靠 性，不予采用。 在上述基础上本文提出了两种基站天线设计方案。 。o 。_ 圜墨西墨圈圈曝_ 4 。 目2 一l 方案一 方案一中基站天线主要由喇叭天线、圃极化条纹反射板、和介质透镜组成。 喇叭后端通过矩圊过渡到b j 3 2 0 矩形波导，喇叭辐射出来的电磁波传播到反射板 上，通过反射板对俯仰面波束进行压窄，并依靠反射扳上的条纹来实现圆极化披， 第二章基站天线形式与结构 然后介质透镜对方位面的波束宽度进行控制。 方案二中，在喇叭天线后端加上了圆极化器，这样从喇叭天线辐射出来的则 为圆极化波，然后通过反射板和透镜对波束宽度控制后辐射到自由空间。 方案一是使用条纹板米实现圆极化，由于条纹板一般是窄带圆极化器件，又 因天线工作频带较宽，对a b 通道信号均共用同种尺寸的基站天线，所以最后辐射 出来的圆极化波轴比可能比方案二差。方案二晟后辐射的圆极化波轴比可能较好， 但喇叭后面需要接上圆极化器，增加了整个天线的纵向尺寸，又因基站天线需要 沿轨道布置，数目较多，大量的圆极化器需求将增加成率。另外，对于通过在透 镜背面加上4 5 度平行金属片的方法来实现圃极化波的做法增加了天线的复杂性， 不宜采用。综合考虑各种困素，为了减少系统的复杂性，降低成本，所以我们最 终采用了方案一。 高崧斌雹嗣嘲墨蕊醯叠蕊鳊瑟霹嚣翟墨盟要要 图2 - 2 方案二 由于为了保障整个车地无线电通信系统的可靠性，其通信系统分为频率不同 a ，b 两个独立通道，只要有任何一个通道畅通就保证通信。因此对这两个通道，应 分别进行基站天线设计，但由于a 通道无线电辐射信号在3 7 3 8 g h z 频段内，b 通 道在3 8 3 9 g h z 频段内，两通道频率相近，为了精简设计流程，本文对基站天线 时按中心频率3 8 g 设计就能基本兼顾a 、b 两个通道。所以，对a ，b 两个通道就 需要两幅天线来辐射。综合各种因素，基站天线布局如下图所示。一个基站天线 盒中一个有四副基站天，前后左右各一副，左边的两副和右边两副分别向列车来 去方向辐射，上下的两副则分别辐射a ，b 两路信号。为了达到极化隔离，上下两 电子科技大学硕士学位论文 副天线辐射旋向相反的圆极化波。 _ _ 图23 基站天线结构布局 第三章喇叭天线分析与设计 第三章喇叭天线分析与设计 3 1 喇叭天线分析与设计 喇叭天线是使用最广泛的微波天线之一，其基本形式是通过对矩形波导和圆 波导进行扩展而来。由于开口面逐渐扩展，改善了波导与自由空间的匹配，使其 反射波减弱，绝大部分能量被辐射入自由空间中。对矩形波导窄边进行扩展形成e 面扇形喇叭，对宽边扩展则形成h 面扇形喇叭，对两边波导尺寸均扩展则形成角 锥喇叭，对圆波导口面进行扩展则形成圆锥喇叭。喇叭天线主要用途有：1 单独作 为喇叭天线使用。2 作为反射面、透镜等天线的馈源来使用。3 用作标准天线对其 他高增益天线进行测量。 喇叭天线的经典分析方法分为两步：第一步是求解喇叭口径面的场分布，由 于喇叭天线是由波导渐变而来，其场分布与波导主模场结构相似，由此可用分离 变量法和边界条件求解麦克斯韦方程，得到喇叭口径面的场分布。第二步再由口 径场求出远区辐射场。 另外对喇叭天线还可以用几何光学法等方法进行分析【刀，首先确定喇叭的相位 中心，这样喇叭的辐射波就可以看作是从相位中心点处出发辐射到自由空间的， 然后根据口径面的电场方向和大小，结合扩散因子可以求出其远场。 由于基站天线中用圆锥喇叭作为馈源，我们现在对其进行简要分析。 首先我们对圆波导开口面的辐射场进行分析。作为辐射圆波导，其一般选取 t e , ，为主模。假设波导开口面场等于主模入射和反射场之和，于是圆波导口径面的 场可以表示为： 巨= 0( 3 - 1 ) 瓦= ( 1 + r ) e os i n 姒( 望) ( 3 - 2 ) p 口 乜= ( 1 + 尺) 毛占c o s 伊一( 兰芝) ( 3 3 ) 9 电子科技大学硕士学位论文 皿：( 1 - r ) e o 二c o s 鸺牟) ( 3 - 4 ) j 国p o a 口、 以= 一( 1 一r ) 毛卫c o s 9 爿盘) ( 3 5 ) u a 也：( 1 + r ) 磊卫s i n 姒( 垒) ( 3 - 6 ) r g , u o p a 以上式子中万为彳( x ) = 0 的第一个根。所以圆波导口径面的电磁场切向分量可 以表示为 只= 何巧2 去”瞩 ( 3 - 7 ) ( 3 - 8 ) 田于圆锥喇叭阴渐父住极大阴改吾j 与目由至1 日ji e 匹配，兵反射口j 以忽略个 计，因此其口径面上的场可以表示为 疋：乞c o s 伊一乞s i n 伊= 厶e 。o 。- j ；譬l - 一a 一- ，牟) 一叫( 垒) s i n 缈c o s 伊( 3 - 9 ) = t s i l l 伊+ 乓c 。s p = 磊p i z 百p 2 昙厶( 鲁) s i n 2 v + s 4 ( a 口t ) c o s 2 。p ( 3 1 。) 然后根据下面的式子由口径场求远区辐射场 e h ：j 面e - y z r ( 1 + c o s 0 ) i i $ 1 e 。e j $ 舢d x d y ( 3 - 1 1 ) e h2j 面l e 瞪e m 一9 e e = j 杀- j b r1 ( 1 + c o s o 妊e 如8 奴d y ( 3 - 1 2 ) e e2j ：丽 r ) 赃e y 嘶出由 由圆锥喇叭远场方向图可以得出喇叭的增益，根据不同长度r 时圆锥喇叭增 益与口径尺寸d a 关系曲线，对于不同的口径，增益g 均有一个最大值，在此处 尺寸的圆锥喇叭即为最佳喇叭。最佳圆锥喇叭有以下近似关系： = _ o 1 5 旯 ( 3 1 3 ) l o 第三章喇叭天线分析与设计 最佳喇叭的3 d b 渡瓣宽度近似为 2 娟咭( 3 - 1 4 ) 2 ”卅。言( 3 - 1 5 ) s = 等吲 p s ， i j 、 按照最佳喇叭理论设计公式本文选定口径面为d - = 3 0 m m ，按照中心频率 3 8 g h z 设计，其自由空间波长五= 78 9 r a m ，由此可以计算出其最佳喇叭长度 屯= 2 兰2 - 0 1 5 2 = 4 63 4 t 砌，由上面的式子理论计算得其e 面和h 面波瓣宽度为 1 57 8 度和1 84 度，增益为1 86 d b 。 为了得到更精确的结果，本文用高频仿真软件h f s s 进行了仿真分析喇叭后 端接c 1 6 5 标准圆波导，然后通过矩圆过渡到矩形波导b j 3 2 0 。 圈3 - 1 最佳喇叭模型 图3 - 2 展佳喇叭h 面和e 面方向图 电子科技犬学硕士学位论文 通过仿真得出，其e 面和h 面方向圉半功率波摊宽度分别为1 65 度和1 98 度，增益为1 9 9 2 d b ，可见仿真结果与理论计算结果基本一致。 按照最佳增益设计的圆锥喇叭，虽然增益高，副瓣电平也较低，由于其喇叭 圆锥段长度较眭，再加t 喇叭其后要接矩圆过渡段，必将是喇叭整体长度过大， 加大基站天线整体长度，因此本文在最佳喇叭尺寸的基础上通过仿真调试，尽量 缩短喇叭长度，并综合考虑增盏副瓣等指标要求，最终使喇叭圆锥段长度缩小至 2 36 5 r a m 。 幽33 频带内驻波系数圈 图3 - 4 调整长度后的圆锥喇叭e 面h 面方向圈 从上面的仿真结果可以看到频带内驻波都在11 以下，e 面和h 面方向图在 第三章喇叭天线分析与设计 频带内变化均不大。由于喇叭锥体有所缩短，因此增益比最佳喇叭小幅下降。由 于其后要使用该喇叭作为馈源照射反射面，因此其边缘照射电平也是很重要的一 项指标，所以在此需要考虑l l d b 和1 5 d b 波瓣宽度。 圆锥喇叭仿真结果详细数据如下表所示： 表3 - 1 喇叭波瓣宽度 e 面h 面e面h 面e 面h 面 频率 3 d b 波3 d b 波 1 1 d b1 1 d b1 5 d b1 5 d b 瓣宽瓣宽波瓣波瓣波瓣波瓣 度度宽度宽度宽度宽度 3 7 g h z1 7 4 42 0 8 15 7 3 64 2 1 66 5 6 95 5 8 8 3 7 5 g h z1 7 6 72 0 7 l5 6 9 84 2 7 56 4 7 85 6 2 5 3 8 g h z1 8 0 22 0 6 35 5 8 14 2 7 16 3 2 75 6 1 7 3 8 5 g h z1 8 2 62 0 4 75 4 0 44 2 4 36 1 55 5 6 2 3 9 g h z1 8 1 22 0 1 85 2 1 64 1 4 45 9 9 75 4 8 9 3 2 喇叭相位中心的确定 为了便于使用射线跟踪法对喇叭照射面积进行估算，以便确定反射板尺寸， 在此需要确定喇叭相位中心。kb a u r i s ，yyh u 9 ，hu j i i e 1 0 1 ，eim u e h l d o r f 【1 1 】 等采用的是通过计算天线远区场等相位面曲率中心的方法来确定天线视在相位中 心。唐璞等1 2 】采用移动参考点法来确定喇叭相位中心，该文首先将喇叭远场统一 表示成为e ：讽( p ，矽) p 如蛳) 兰，若从原来的参考点d 移动d ，则其远区场可以 ，j 碌 写为e = 五毛r e ( p ，矽) p 儿纵只”“赴嘲引， 令、王，( 秒，妒) 2y ( 口，缈) + k a ：c o s 0 ，并求出当 a = 0 ，0 = 0 的、壬，( 口，9 ) 值，令其为口，其中r , r 分别是从0 ，0 出发的径向矢量幅 值，为移动过后的参考点与原参考点之间的距离。通过不断移动d ，使e 面( h 面) 某一辐射角度范围内的w ( o ，9 ) 与口在某一很小的差值内，则可认为此时的0 即为该平面内的相位中心。 电子科技大学硕士学位论文 j 槎 位 面 l r 划d h 1 4 第四章反射板分析与设计 第四章反射板分析与设计 一般基站天线辐射单元后方都加有一块反射板，以使其向一定的方向辐射， 增大前后比。反射板有矩形平板、上下卷边板、左右卷边板、盒形反射板、双层 盒形反射板、圆柱面反射板等常见形式。y u k or i k u t a 1 3 , 1 4 等对各种反射面形状对 前后比的影响进行了研究，最后发现双层盒式反射板对拥有最大的前后比。但我 们此次使用反射面的目的不仅仅是改变辐射的方向，还要依靠反射板来达到控制 波束宽度以及实现圆极化两个目的，因此增加了设计难度。 4 1 电磁波的极化 电场和磁场的方向通常是随时间改变的，由于两者之间有恒定的关系，所以 一般以电场矢量的空间指向和形状来描述电磁波的极化。在空间某点上我们沿着 电磁波的传播方向看去，电磁矢量沿着直线往返运动，这种电磁波就叫做线极化 波，如果电磁矢量端点描绘的轨迹为圆或者椭圆则分别为圆极化和椭圆极化波。 对于线极化波，当电场矢量方向与地面平行时称为水平极化波，当电场矢量方向 与地面垂直时称为垂直极化波。 4 1 1 天线的极化 天线的极化是以电磁波的极化来确定的。天线的极化是指在最大增益方向上 极化形式。当作为发射天线时是指其辐射电磁波的极化，作为接收天线时则是指 能使天线终端得到最大功率的入射方向电磁波的极化。最大增益方向是指天线远 场方向图最大值方向。 4 1 2 电磁波极化讨论 假定有两列波沿着z 方向传播，电场矢量为丘( f ) 和丘( f ) ，相位角为磊和唬， 电子科技大学硕士学位论文 角频率同为( 1 9 。x ( o ，y ( t ) 则表示为合成矢量在x , y 轴方向的分量。 v 因此有 图4 1 电场矢量示意图 x ( t ) = 巨，c o s ( c o t + 矽1 ) + 最，c o s ( c o t + 晚)( 4 - 1 ) y ( t ) = 五_ ) ，c o s ( c o t + p 1 ) + c o s ( c o t + 伊2 ) 由以上两式和三角函数关系式可得 a x 2 ( t ) + 2 b x ( t ) r ( t ) + c y 2 ( f ) + ，= 0 可以证明上式为一般椭圆方程。 其中 么= 砖+ 磅+ 2 互y 易yc o s ( 仍一仍) b = 1 巨，互y + 最，易，+ ( 巨，易y + 墨，岛，) c o s ( q ，i 一仍) 】 c = 磋+ 砬+ 2 e l ，最，c o s ( 仍一仍) f = - c e 。，岛y 一巨，易，) 2s i n 2 ( 仍一仍) 以下对丘( f ) 和最( f ) 分几种情况进行具体讨论。 1 两者正交 即丘( f ) = 巨，e 2 ( t ) = 岛，e l ，= 最。- - 0 所以方程可以化简为： e ： e 。e ， 仍然是椭圆方程 1 6 ( 4 - 2 ) ( 4 3 ) 郴+ 等一s 岔渤训( 4 4 ) 第四章反射板分析与设计 2 正交，但相位相差9 0 厦 即e ，= 巨，b = 互y ，互y = 岛，2o ，并且仍一仍= 要 则式( 4 3 ) 可以化简为 害+ 警卅 ( 4 - 5 ) 。： 1 r 叫 是个标准椭圆方程，长短轴分别在x 、y 轴上。 3 正交且幅值相等，但两者相位相差9 0 度 即e = b = e ，仍一仍= 要 在上面的条件下式子化简为 x 2 ( f ) + y 2 ( f ) = e 2件6 ) 这是一个圆的方程，它表示此时为圆极化波。 4 同相或反相 同相时 即仍一仍= 0 则式子化简为 圳= 百e l x 一瓦e 2 y ( f ) ( 4 - 7 ) 反相时则式子可以化简为 玲糍w ) ( 4 - 8 ) 可以看到，当两矢量相位相同或者相反时，其轨迹均为直线，即为线极化波。 5 两者平行 这晡器2 老2 卺 睁9 ， 其轨迹也为直线。 从上面的讨论可以看到，要实现圆极化波，必须满足丘0 ) 和垦( f ) 互相正交， 幅值相同，并且两者相位相差9 0 度。要获得线极化波，丘( f ) 和e 2 ( t ) 需相位同相 电子科技大学硕士学位论文 或者相反或者两者方向相互平行。e l ( t ) 和丘( f ) 为其他情况下其合成波均为椭圆极 化波。 4 1 3 椭圆极化倾角和轴比 椭圆极化波的倾角是指椭圆长轴与x 轴之间的夹角r ，此处假定x 轴平行于地 面。为了给出f 的表达式，新定义一组坐标系x o y 7 。新坐标系只是在原有坐标系 的基础上旋转了一个角度f ，根据数学中关于坐标轴旋转的关系式，则任意点p 可以表示为 z = 工c o s z - y s i n r( 4 1 0 ) y = 一s i n r + y c o s z 合成分量在新坐标系下可以表示为 z ( f ) = x ( t ) c o s r - y ( t ) s i nr y ( t ) = x ( f ) s i n v + r ( t ) c o s f 将上两带代入式( 4 3 ) 可得 ( 4 - 1 1 ) ( 4 _ 1 2 ) ( 4 1 3 ) + x ( d y ( r ) 1 赢一号主三 鬻一l 享i 五s _ i n 而2 r +y2)亨焉sin+主芝主粼sin+l喜南sin = ( 4 4 ) 一。e j2 ( 仍一仍)t ，2 ( 仍一仍)2 ( 仍一仍) 。 、 为了使新坐标系的横轴纵轴分别与极化轨迹椭圆的长短轴相重叠，x ( f ) y ( f ) 项必须为0 ，因此可以求出f 的表达式 f ：三2t a n - i ( 堡譬婴型) ( 4 - 1 5 ) e e 一 、 ：一j 7 而式( 禾1 4 ) 则简化为 a x 2 ( f ) + b y 7 2 ( f ) - 1( 4 - 1 6 ) 第四蕈及射椒分研与设计 一一一- _ _ - _ _ - _ - 一 其中 s i n 2t s i n 2 r c o s ( 仍一妒，) c o s t 忙瓦磊再丽一可知而十巧e 2 丽i n 2 ) c o s 2t s i n2 r c 0 s ( 仍一仍) s i n t 忙e y 2s i n 2 ( o l _ 9 2 ) + 巧i 而十瓦2 孑。2 丙夏j 波。 所以轴比为a r = b f 彰2c o s 2 f + t e ，s i n ( 2 r ) c o s ( o i 一仍) + e 2s i n 2 f 口、es i n 2f e ys i n ( 2 r ) c o s ( 妒l 一仍) + e ；c o s 2 f 口j 霹s i l l 2f e e ys i n ( 2 r ) e o s ( o i 一仍) + e ；c o s 2r b e c o s 2r + t e y s i n ( 2 r ) c o s ( 9 l 一仍) + 乓s i n 2 r ( 4 1 7 ) 当a r 专时为线极化波，当a r = l 时为圆极化波，当1 a r o o 为椭圆极化 4 1 4 极化损失系数 极化损失系数与来波的极化状态和接收天线的极化状态都有关系。若发射和 接收天线的轴比分别为，i ，吃：两天线的极化椭圆倾角分别为q ，吃，则来波在接 收天线上感应电压可以表示为 矿= m娃赢+ 揣 ( 吒2 + 1 ) ( 考+ 1 )( ，i 2 + 1 ) ( 形+ 1 ) o o s 2 v ( 4 1 8 ) 其中m 为常数，y = l 一吃，当收发天线极化旋向相同时取正，反之取负号。 将上式用最大值归一化，并考虑到功率与电压成平方关系可得极化损失系数 k ：曼：f 旦1 匕l 1+1)2r1(52两1 + 揣础y ( 吒2 + 1 ) ( + ) 2 ( 吒+ 1 ) ( 彳+ 1 ) 在两天线最大指向对准的情况下，若收发天线极化椭圆长轴与短轴重合则接 收功率最小，若两者的长轴与长轴重合则接收功率最大。以下表格给出了收发天 线典型的极化损失 1 9 电子科技大学硕士学位论文 表4 - 1 收发天线为各种典型极化时的极化损失系数 发射天线极化形式 接收天线极化形式k 垂直水平 垂直水平极化1 垂直水平水平垂直极化 o 垂直或水平 圆极化1 2 左右旋圆极化左右旋圆极化 1 左右旋圆极化 右左旋圆极化 0 4 2 圆极化反射板分析与设计 通过上节的分析，我们知道要实现圆极化，需要使两等幅矢量方向正交，相 位相差9 0 度。因此，我们需要使喇叭天线辐射出的线极化波通过一定的极化改变 装置后辐射出的波达到以上要求，以实现圆极化。 在波导中实现线极化波到圆极化波的转变，一般是通过在与线极化波呈4 5 度 角的方向加如介质片、金属钉等，以便使本来同相的两正交分量中的一个在相位 上相对另外一个分量领先或落后9 0 度，以实现圆极化。 在自由空间中的电磁波要实现线极化到圆极化的转变可以采用平行金属片、 条纹反射板等。 4 2 1 金属片极化器 、，a ， l l - 叫b 卜一 图4 - 2 金属片极化器 ，? j 声 e； 一 戈， 第四章反射板分析与设计 平行金属片极化器如上图所以，其中金属片宽度为a ，片与片间隔b ，片与入射 的线极化波矢量方向呈4 5 度放置，这样入射波可以分解为两个相等正交的分量e p 和e ，b 平行与金属片，e 垂直于金属片。e 通过金属片是不受限制，但平行 于金属片的分量乞通过金属片时就类似在波导中样，根据波导导波波长公式有： 铲南 通过金属片带来的传输相位增量 2 r e d 砟2 百 相位孰一书等一等 调整a 和b 使妒= n 2 ，则通过金属片后的波便是圆极化波。 4 2 2 条纹反射板 ( 4 2 0 ) ( 4 2 1 ) ( 4 2 2 ) 条纹反射板如图所示，金属条纹与入射电磁波的电场矢量方向呈4 5 度放置。 金属条纹下面是介质板，其后为一面金属地板。入射波e 可以分解为e 。，巨，两个 正交分量。其中e 。平行与条纹方向，e ，垂直与条纹方向。当金属条纹之间的间距 较小时，平行分量e 。直接在条纹表面平面反射，而垂直分量则通过金属条纹直接 进入到厚度为d 的介质内传播，然后在背面的金属地面处反射回来。这样垂直分 量由于在厚度为d 的介质内传播了两次，相对于平行分量就有了相位差、王，。若不 考虑衰减则两分量在反射后幅度仍然相等，通过控制介质的厚度和介电常数使 甲= u 2 ，则可以形成圆极化波。 2 1 电子科技大学硕士学值论文 4 23 条纹板分析 图4 - 3 金属条纹板示意图 以下给出了金属条纹等效电路【”i 三三i 。 二二二二二二二 上 图4 4 金属条纹对水平极化渡等效电路图 对于电场平行于条纹的水平极化波，金属条纹等效电路为一电感性电纳。其 归一化近似计算式为： 片= 旦半! l n ( c s c 兰)( 4 _ ，3 ) 2 a 其中a 为条纹面一个周期的长度，d 为金属条纹带的宽度。口为入射渡与条纹 平面法向的夹角。 茎三 二= = = = = 二二 上。 图45 金属条纹对垂直极化波等效电路图 至 第四章反射板分析与设计 对于垂直极化波，条带则等效为电容性电纳。其归一化表达式如下 曰：4 a _ x c o s8 h l c s c 7 r ( a ，- d ) ( 4 - 2 4 ) 旯 。 2 口 对条纹板的具体分析可以采用以下两种方法： 1 模式场法f 1 6 】 考虑到条纹下面的介质层及其后的金属地板后对e 波和h 波的等效电路如下 图所示。 警 j i z ：卜r r 图4 6 a 条纹板e 波等效电路 鼍一r ：卜p 图4 6 b 条纹板h 波等效电路 入射到条纹板上的电磁波的横向分量可以用模式向量和模式幅值7k 。和 ff 表示如下 乓= v i ( z ) e + v i z ) e ” n t i = 0 ( z ) j l z + 职z ) j l z ” e ，e ”，h ，h ”为正交模式函数 联系行波模式电压和电流的e 波和h 波的模式特征阻抗分别为 ( 4 2 5 ) ( 4 2 6 ) 电子科技大学硕士学位论文 入射波模式电压幅值 z ，：攀，e 波 k s z ”2 碍k = c o u ，h 波 k 7 ( z ) = 皿p 一衄 嘞娟e + 髟岛矿砧 一 ，一 一 图4 - 7 入射波与条纹板关系示意图 根据等效电路，模式反射系数 z - z _ - ，t a nk 州置7 夸a n ( 4 2 7 ) ( 4 - 2 8 ) ( 4 2 9 ) ( 4 - 3 0 ) ( 4 3 1 ) 第四章反射板分析与设计 n 竺譬掣 件3 2 ， 1 + ，( 彰一号c o r k 7 ) 由此横向场的反射场可以表示为 瓦= r 7 巧( z ) e + r ”巧”0 ) p 。( 4 - 3 3 ) 以= 一孕肌孕五” 所以横向电磁场可以表示为 耳_ ( e r + e 接( r ”一r ，) ) x + e r 夕 p 啊f ( 4 3 5 ) 以钮芳e 一每；c e + 每b 渺+ ；c e + e 霹k x k v m p 啊芦c 4 粕， 总的反射场需要要将纵向分量加到上面的横向分量上，纵向分量髟可以通过 以来计算。 将坐标系转化为球坐标系，则总的反射场可以表示为 岛，= ( 乞r l 恕e o s 矽+ 鼻r 石丽k k t s i n 妒+ b r ”i k 萨k 虿x k , , c o s 矽) e 一痧( 4 3 7 ) = ( 一e r ”s i l l 矽+ e r c o s 矽一t 五丽k x k y ( r 一r