（电力电子与电力传动专业论文）z源逆变器控制方法的研究.pdfVIP

a b s t r a c t t h i sp a p e rf o c u s e so 1t h er e s e u r e ho fc o n t r o is t r a t e g i e sf o rn l er e c e n t l yp r e s e n t e d z s o u r c ei n v e r t e e t r a d i t i o n a lt h r e e - p h a s ei n v e r t e r sa r eb a s e do nt w ob a s i ct o p o l o g i e s 一- t h ec u r r e n t s o u r c ea n dt h ev o l t a g es o u r c ee i t i i e rv o l t a g es o u r c ei n v e r t e r ( v s i ) o rc u r r e n ts o u r c e i n v e r t e r ( c s i ) h a st h e i rc o n c e p t u a la n dt h e o r e t i c a ll i m i t a t i o n s ，t h u sr e s u l t i n gi nh i g h c o s ta sw e l la sl o w e f f i c i e n c yi nm a n ya p p l i c a t i o n s t h ez - s o u r c e j n v e n e ro v e g o o m e s t h ep r o b l e m sa n dl i m i t a t i o n so ft r a d i t i o n a lv s la n dc s ia n dp r o v i d e san o v e lp o w e r c o n v e r s i o nc o n c e p t t w ot y p i c a la p p l i c a t i o n so fz - s o u r c ei n v e r t e r - - f o rf i l e le e l l a p p l i c a t i o na n df o ra d j u s t a b l es p e e dd r i v e s a r e a d o p t e dt oi l l u m i n a t et h e s en e w c h a r a c t e r i s t i c s ， s i n u s o i d a l p u l s e w i d t h m o d u l a t i o n ( s p w m ) a n ds p a c ev e c t o rp u l s ew i d t h m o d u l a t i o n ( s v p w m ) t e c h n i q u e sa r ew i d e l yu s e di nt r a d i t i o n a l i n v e r t e r sf o rl o w t h d c o n s t a n ts w i t c h i n gf r e q u e n c y , c o n v e n i e n tr e a l i z a t i o n s 咖 t h i sp a p e rp r e s e n t ss e v e r a ls p w ma n ds v p w me o n t r o im e t h o d sf o rz s o u r c e i n v e r t e rb a s e do ns y s t e m a t i ca n a l y s i so ft r a d i t i o n a ls p 、m a n ds v p 、v mc o n t r o l s t r a t e g i e sa n du n i q u ew o r k i n gc h a r a c t e r i s f i c so f z - s o u r c ei n v e r t c r t m d i t i o n a ls p w m a n ds v p w mc o n t r o lm e t h o d sa r em o d i f i e df o rz - s o u r c ea n dt h ed s pr e a l i z a t i o n sa r c p r e s e n t e d i n t h i st h e s i s 、埘i d i t va n d f e a s i b i l i t y a r ev a l i d a t e db ys i m u l a t i o na n d e x p e r i m e n t a lr e s u l t s s w i t c h i n gv o l t a g es t r e s s c u r r e n ts t r e s sa n d 廿i ec h o i c co fl a n d cp a r a m e t e r si nt h ezn e t w o r kw i t hd i f i e r e n tc o n t r o im e t h o d sa r ca n a l y z e dt h e s c r e s e a r c h e s p r e s e n t t h et h e o r e t i c a lb a s i sf o rt h ee h o i c e a n o n g d i f i e r e n tc o n t r o l m e t h o d s k e y w o r d s ：z 。s o u r c ei n v e r t e r ，s p w m ，s p a c e - v e c t o r p w m s h o o t - t h r o u g hs t a t e s ( v e c t o r s ) i i 浙江大学硕士学位论文 第一章绪论 本章首先指出了传统三相电压源逆变器( v s i ) 和电流源逆变器( c s i ) 的典 型应用场合以及它们各自和共同的不足之处。给出了近期提出的z 源逆变器的 基本拓扑。指出z 源逆变除了可以有效克服上述传统逆变器的不足之外，还可 以得到上述传统逆变器无法得到一些新特性。然后简要说明了三相逆变器最常用 的脉宽调制技术正弦脉宽调制( s p w m ) 和空间矢量脉宽调制( s v p w m ) 的基本原理，并分析了这两种p w m 控制技术之间的关系。最后指出了本文的主 要研究内容z 源逆变器p w m 控制方法的研究。 1 1 传统三相逆变器 传统的三相逆变嚣有两种基本拓扑：电压源型( v s i ) 和电流源型( c s i ) 。 电压源逆变器的典型应用场合有：交流电动机驱动、交流不停电电源( u p s ) 、 电池、光伏电池组或燃料电池构成的分布式交流电源、静态无功发生器( s v g ) 或静止无功补偿器( s v c ) 和有源滤波( a p f ) 等。电流源逆变器的典型应用场 合有：大功率感应电机和同步电机的速度控制、绕线磁极式同步电动机的变频启 动、高频感应加热、直流电动机传动、s v c 和a p f 等。这两种类型的逆变器由 于自身拓扑的特点面存在着各自和共同的局限性，在许多实际应用场合造成装置 造价高，效率低。 1 11 电压源逆变器的基本拓扑和局限性 图1 - l 所示为传统的三相电压源逆变器的基本拓扑，根据应用场合的不同， 交流输出电压的幅值和频率可以恒定或变化。电压源逆变器必须具有恒定的输入 直流电压，也就是说它的戴维南等效阻抗应当理想的为0 。 直流电压可以恒定或可变，可以由电网或旋转交流电机经过整流器和滤波器 间接得到，也可以由蓄电池，燃料电池或光伏电池组直接供给。如果电源电压不 够恒定，可以在输入侧并联一个大电容器。 在电压源逆变器中，由于输入直流电压的缘故，功率半导体器件总是保持正 新江大学硕士学位论文 直流电压源i 三相逆变器 卜 ii 储套迹! c 产 载 图1 - 1 传统三相电压源逆变器基本拓扑 向偏置，因此应使用自控型正向导通或非对称阻断器件，如各种i g b t ，p o w e r m o s f e t 和i g c t 等。过去强制换流的晶闸管g t o 或b j t 变流器曾经得到应 用，随着可控器件的飞速发展，现在此类逆变器已经基本被淘汰。为了使逆变器 开关具有反向续流能力，往往在自关断器件上反并联一个续流二极管，现代的功 率器件内部一般自带这样一个二极管。电压源逆变器的一个重要特点就是输出交 流电压波形不受负载参数的影响。 电压源逆变器应用十分广泛，但是存在下列概念上和理论上的不足和局限： 交流输出电压被限制只能低于而不能超过直流母线电压或直流母线电压只 能高于交流输入电压。因此，对于d c a c 功率变换，电压源逆变器是一个降 压式逆变器。对于直流电压较低，需要较高的交流输出电压的d c a c 功率变 换场合，需要一个额外的d e d e 升压式变流器这个额外的功率变流器增加 了系统的成本，降低了交换效率。 任何时刻任一桥臂上、下器件不能同时导通，否则会发生直通短路，损坏器 件。由电磁干扰造成的误触发导致的直通问题降低了电压源逆变器的可靠性 下降。 为了防止逆变器桥臂直通必须在上、下开关换流过程中插入死区，这会导致 输出交流电压波形发生畸变。 1 1 2 电流源逆变器的基本拓扑和局限性 图卜2 所示为传统三相电流源逆变器基本拓扑。电流源逆变器输入侧需要 一个恒定的电流( 理想的情况是具有无穷大的戴维南阻抗) ，这与电压源的情况 正好对偶a 通过串联个大电感，由一个电流反馈控制输入电压，可变的电压源 浙江大学硕士学位论文 载 图卜2 传统三相电流源逆变器基本拓扑 就可以转换为可变的电流源。而可变的直流电压可以由电网电压供电给相控式的 整流器来得到，也可以由旋转的励磁控制韵交流发电机通过二极管整流器来得 到。同时也可以由电池式的电源通过直流一直流变流器来得到。也可以通过由蓄 电池、燃料电池堆等直流电压源串联一个大电感得到。在输入直流电流恒定的情 况下，输出交流电流波形不受负载参数的影响，就如同电压源逆变器的输出电压 不受负载参数的影响一样。 电流源逆变器中功率半导体器件必须承受反向电压，所以逆变桥的开关必须 使用具有反向阻断能力的半导体开关器件，如门极可关断晶闸管( g t o ) ，可控硅 ( s c r j 或一个功率晶体管加上一个串联二极管组成，以提供单向电流和双向电压 阻断能力。可以看出，电流源逆变器在许多方面是电压源逆变器的对偶电路。 电流源逆变器存在下列概念上和理论上的局限性和不足： 交流输出电压只能高于为直流电感供电的直流电压。因此，对于d c a c 功率 变换来说，电流源逆变器是一个升压型逆变器。对于需要宽电压范围应用的 场合，需要一个额外的d e d e 降压式变流器。这个额外的功率变换增加了系 统成本，降低了交换效率。 任何瞬间，至少应有上面的一个器件和下面的一个器件被触发且维持导通状 态。否则，会发生直流电感的开路，损坏器件。由电磁干扰造成的误关断引 起的开路问题是变流器可靠性的一个杀手。 电流源变流器的主开关必须阻断反向电压，因此，需要个串联二极管和高 速、高性能晶体管，i g b t 配合使用。这阻碍了低成本、高性能的i g b t 模块 和集成功率模块的直接应用。 综上所述- 电压源变流器和电流源变流器存在下述共同的不足： 浙江大学硕士学位论文 它们或是升压型，或是降压型变流器，而不可能是升降压型变流器。也就 是说，它们可得到的输出电压范围是有限的，或低于或高于输入电压。 它们的主电路不能互换，换句话说，没有一个电压源变流器主电路可用于电 流源变流器，反之同样。 它们的抗电磁干扰能力都不强。 1 2 新型z 源逆变器 新近提出的z 源逆变器有效地克服了上述传统电压源和电流源逆变器的不 足，同时可以得到一些传统电压源和电流源逆变器所无法得到的新特性。 图卜3z 源逆变器基本拓扑 图1 - 3 所示为z 源逆变器的一般拓扑结构。其中的z 网络由两个相同的电 感l ，、l 。和相同的电容器c 。、g 接成x 形构成，它将逆变嚣和直流电源或负载耦 合在一起。z 源逆变器可以开路和短路运行。这为变流器主电路根据需要升压或 降压提供了一种新的机制。z 网络的应用为电源、主电路和负载提供了下列巨大 的灵活性： z 源逆变器的电源既可为电压源，也可为电流源。因此，与传统的电压源和 电流源逆变器不同，z 源逆变器的直流电源可以为任意的，如电池、二极管整流 器、晶闸管变流器、燃料电池堆、电感、电容器或它们的组合。 z 源逆变器的主电路既可为传统的电压源的形式，也可为传统的电流源的形 式。z 源逆变器所采用的开关可以是开关器件和二极管的组合。即可以是如图1 一l 中所示传统电压源逆变器的反并联组合，也可以是圈卜2 所示的传统电流源逆变 器的串联组合。 浙江大学硕士学位论文 1 3 脉宽调制( p w m ) 技术 脉宽调$ 1 ( p u l s ew i d t hm o d u l a t i o n ) 控制技术，通常简称为p w m 控制技术， 是利用半导体开关器件的导通和关断，把直流电压变成电压脉冲序列，控制电压 脉冲的宽度和周期以达到变压的目的，或者控制电压脉冲宽度和脉冲序列的周期 以达到变压变频的一种控制技术。p w m 控制的目的是减少低次谐波，将谐波推 向高次；以实现功率调节。p w m 具有的优点是：减少输出滤波器的体积和重量： 对电机传统应用，可以有效地抑制电流谐波幅度，减少电机的谐波损耗：对于 p w m 整流器应用。可以有效地抑制电网测的电流谐波，提高功率因数；提高控 制的快速性。p w m 控制技术广泛的应用于开关稳压电源、不间断电源( u p s ) 以及直流电动机传动、交流电动机传动等电气传动中。p w m 的常用方式主要有 如下几种： 正弦波脉宽调制( s p w m ) 技术 消除指定次数谐波的p w m ( s h e p w m ) 控制技术 优化p w m 法 电流滞环跟踪p w m ( c h b p w m ) 控制技术 电压空间矢量p w m ( s v p w m ) 控制技术( 或称磁链跟踪控制技术) 本文研究的重点是将传统三相电压源逆变器的s p w m 和s v p w m 进行适当改 进，从而实现新型的电压模式的z 源逆变嚣的s p w m 和s v p w m 控制，因此下 面将着重分析传统三相电压源逆变器的这两种p w m 控制技术的基本原理。 131 s p w m 控制技术 1s p w m 控制原理 图l - 4 所示是s p w m 控制技术的原理，按照波形面积相等的原则，每一个 矩形波的面积与相应位置的正弦波面积相等，因而这个序列的矩形波与期望的正 弦波等效。这种调制方法称作正弦波脉宽调制( s p w m ) ，这种序列的矩形波称 作s p w m 波。 以正弦波作为逆变器输出的期望波形，以频率比期望波高得多的等腰三角波 作为载波( c a r r i e rw a v e ) ，并用频率和期望波相同的正弦波作为调制波 浙江大学硕士学位论文 ( m o d u l a t i o nw a v e ) ，当调制波与载波相交时，由它们的交点确定逆变器开关器 件的通断时刻，从而可以获得在正弦调制波的半个周期内呈两边窄中间宽的一系 列等幅不等宽的矩形波。 b ) 图1 4s p w m 控制原理 2 三相s p w m 控制技术 图1 - 5 是三相p w m 逆变器的主电路。图1 6 是与其相对应的三相s p w m 控制。 相位差为1 2 0 0 三相s p w m 控制信号与三角载波相比较所得的控制信号分别控制 三相p w m 逆变器的三个桥臂，每个桥臂的上下开关由一组互补的p w m 信号控 制导通、关闭，从而得到三相输出电压，该输出电压经过输出滤波便可以得到所 需的三相正弦电压。 、 、n f 图l - 5 三相p w m 逆变器主电路结构 三相s p w m 控制可由模拟电子电路和数字电子电路两种方法来实现。而采 用数字方式根据采样方式的不同又可以分为自然采样和规则采样两种方式。自然 采样法的运算比较复杂，在工程上更实用的是规则采样法。根据采样方法的不同， 又可衍生出对称规则采样法和不对称规则采样法。对称规则采样是指在每个载波 浙扛大学硕士学位论文 周期的三角载波的波底或者波峰进行采样，每个周期采样一次，而不对称规 则采样是指每个载波周期的三角载波波底和波峰同时进行采样，每个载波周期采 样两次。 0 血f 主母珊讯瑚封* 。k 止吁酮r 世 0 图】- 6 三相p w m 逆变器s p w m 控制 入 一 ： ： n 一 ；n i s 叩 ： i ： 。 s b p iji广 _ _ 。 s c p l ! 骂 h l艮f i o o 鼬o1 4 0 0 。n 赴h 1 1 一 1 r ： 、 ， r s a n l ： ! s b n _ f 幽1 7 三相s p w m 一个典型载波周期内的控制信号 图l - 7 是三相s p w m 控制采用对称规则采样法时一个典型载波周期内的控 制信号。可以看出采用对称规则采样控制时的一个典型载波周期内，三相p w m 逆变嚣有四个基本工作状态，即上三个桥臂共同导通的l ll 状态，下三个桥臂共 同导通的0 0 0 状态和一个上桥臂和两个下桥臂或两个上桥臂和一个下桥臂导通 的两个工作状态。 浙江大学硕士学位论文 设三相调制波为 匕2 r o s i n $ f = 槲巾h 争 ( 1 _ 1 ) 匕i n ( 卅争 设载波为单位载波，则s p w m 为线性调制的条件时o m - i ( 2 - 7 ) f 1 一t o 1 一，t _ o 1 2 d 直通零矢量占空比 d = 鲁( 2 8 ) 由式( 2 - - 5 ) 、( 2 - - 7 ) 和( 2 8 ) 可得 鲁= 兰钏删曰 c z 吲 逆变器输出相电压的峰值可以表示为 u矿(2-10) 将式( 2 6 ) 代入( 2 9 ) 可得 亿。= m b - 堡2 = g 堡2 ( 2 - 1 1 ) 定义增益因子 g = 脚b ( 2 1 2 ) 式( 2 一1 1 ) 表明：通过选择一个合适的增益因子g ，输出电压可以升高和降低。 浙江大学硕士学位论文 2 2z 源逆变器在燃料电池中的应用 本节通过对z 源逆变器的燃料电池应用系统与其相应的传统应用系统比较 分析来一一说明z 源逆变器的新特性。 22 1 传统燃料电池应用系统 近年来，燃料电池由于其清洁、效率高等一系列特点而在电动汽车、分布式 发电系统等中的应用受到越来越多的重视。 图2 - 4 给出了一个传统的燃料电池应用系统。由于燃料电池的直流电压波动 比较大( 一般为2 ：1 ) ，般在直流端和逆交器之间需要另加一级b o o s t 电路来 进行升压以便在直流端电压跌落时能得到满足要求的交流输出电压。 l 一 s ”is - ，is c - l 接交流负蛰 旺 d c d c 。 。扁 b o o s t _ = r i 图2 - 4 传统的燃料电池应用系统 22 2 新型z 源燃料电池应用系统 由于z 源逆变器具有直接升降压的功能，所以可以用其直接取代传统燃料 电池应用系统中的b o o s t 电路而将逆变器和燃料电池堆直接耦合在一起而组成新 型的z 源燃料电池系统。图2 - 5 给出了z 源燃料电池应用系统。 图2 ，5 新型的z 源燃料电池应用系统 和传统的带有b o o s t 电路的燃料电池应用系统相比，z 源逆变器可以实现其 浙江大学硕士学位论文 所具有的一切功能。当燃料电池堆的电压足够高而可以直接满足输出需要时，可 以采用传统的p w m 控制以得到所需要的输出交流电压。而当燃料电池堆的直流 电压发生跌落无法满足输出交流电压的需要时，可以采用带有直通零状态的 p w m 控制进行升压来满足输出交流电压的需要。 2 3z 源逆变器在变频调速系统中的应用 本节将通过z 源逆变器在变频调速系统中的应用来进一步说明z 源逆变器 的新特性。 2 31 传统电压源型变频器 传统的电压源型变频调速( a s d ) 系统如图2 - 6 所示。该系统由三相不控二 极管整流桥，直流链大电容器和变频调速逆变器三部分组成。传统的电压源型变 图2 6 传统电压源型变频调速系统 频调速系统存在以下一些问题： 电压源型逆变器是一个降压型逆变器，输出电压比电网电压低。如图1 所示，对于一个3 8 0v 的传动系统，输入线电压为3 8 0v 的电网电压， 经过三相二极管不控全桥整流和变频逆变电路，采用s v p w m 控制， 得到的最大输出电压仅为3 6 0 v ( 比s f w m 已提高了1 5 ) 。该输出电 压限制了一个额定电压为3 8 0v 的感应电机的输出功率( 与输出电压的 平方成正比) 。这对于很多需要马达和传动系统过载运行的场合来说是 很不理想的。 电网电压跌落会中断变频调速系统的正常运行，导致一些重要负载和 生产过程终止运行。电网电压跌落是指由于生产设备或电力系统故障 而导致的电网电压瞬时下降。该故障一般会持续0 5 到3 0 个电网周期。 塑坚查堂堡主堂堡望兰 据调查，电压比额定值跌落l o 3 0 持续3 3 0 个电网周期是造成 电力系统干扰和工业生产过程中断的主要原因。在个传统的a s d 系 统中，直流电容器在电网电压跌落期间无法维持系统正常运行所要求 的直流电压。 三相不控整流桥所产生的冲击电流和谐波电流会污染电网。 2 3 2 新型z 源变频调速系统 为了克服上述传统电压型a s d 系统存在的固有不足，可以采用z 网络代替 传统的电压源交频调速系统中的直流链电容器而得到如图2 - 7 所示的z 源变频调 速系统。 和传统的a s d 系统一样，该z 源a s d 系统仍然由不控二极管整流桥，直流 链接电路( z 网络) 和变频逆变电路三部分组成。和传统a s d 系统不同的是这 里用z 网络代替了传统a s d 系统中的并联直流电容器。并且在输入二极管整流 图2 - 7z 源变频调速系统 桥的每两个桥臂之间各并联了一个输入电容用于滤波。z 源逆变电路是一个b u c k - - b o o s t 电路，理论上不论输入直流电压的大小，只要调节b o o s t 因子占和调制因 予的大小就可以得到任何大小所希望的输出电压值。以图2 - 6 的一个3 8 0 v 的 传动系统为例，在逆变器开关过程中若不插入直通区。则该z 源a s d 系统工作 过程和传统的a s d 系统完全相同，采用传统的s v p w m 控制可以得到不超过 3 6 0 v 的输出电压。当需要输出的电压值大于3 6 0 v 时，如3 8 0 v 时，在逆变器 开关过程中插入直通区，可以将电容电压升到5 5 0 v ，再通过选取合适的调制因 子，便可以得到3 8 0 v 的输出电压。同理，在电网电压跌落时，也可以通过采用 合适的升压因子廖和调制因子m 得到所希望的输出电压值。当然在实际应用时， 电容电压的晟大值会受到器件等级的影响。a s d 系统可以输出任何电压值，不 2 0 浙江大学硕士学位论文 需另加辅助电路就具有度越电网电压跌落的能力，并且可以降低冲击电流和谐波 电流。这些特性将在以下分析中一一阐述。 2 , 3 3 新型z 源变频调速系统等效工作电路与其新特性 图2 - 7 中与二极管不控整流电路并联的电容器c a , c b ，c c 是为了滤波和防止 二极管换流过程中有冲击电压产生，一般不需要太大的容量。图2 - 8 所示是当网 测a , b 两相间电压为最大时的等效电路。其它五种情况与图2 - 8 所示情况类同。 图2 - 9 ( a ) ，( b ) ，( c ) 分别给出了z 源a s d 系统工作在传统有效矢量状态、传统零矢量 和直通状态时的等效工作电路图。 传统的电压源型变频器整流桥的关断、导通取决于网测线电压和电容器两端 电压的大小。而从图2 - - 9 ( a ) ，( b ) z 源变频调速系统的非直通等效工作状态可以看 出，此时二极管被强迫导通，这就使得二极管导通时间比传统a s d 系统延长， 进而可以提高网测的功率因素，这是z 源a s d 系统的又一个优良特性。这将在 图2 - 8a , b 两相电压最大时的等效工作电路 ( a ) 有效矢量状态 浙江丈学硕士学位论文 ( b ) 传统零矢量状态 ( c l 直通零状态 图2 - 9z 源a s d 系统三个工作状态的等效电路 后续章节的仿真中可以看出在传统的变频器中，由于直流链电容器在变频器开始 工作瞬间相当于短路，为了防止直流链瞬时冲击电流的不良影响，需要在三相不 控整流桥的输出端和电容器的输入端之间串联一电阻，而在正常工作时为了防止 消耗功率在将其短路。而在z 源逆变器构成的变频调速系统中，由于有z 网络 中电感的存在就不存在冲击电流的问题。 本章小结 本章首先给出了电压源z 源逆变嚣的基本拓扑，分析了z 源逆变器两个基 本工作的等效工作电路得到了一些重要关系式。这些关系式是后续控制方法研 究的基础。然后结合z 源逆变器的两个典型应用系统。并和与各自相对应的传 统系统作了比较研究，得到了z 源逆变器的优于传统逆变器的新特性。本章的 这些新特性是建立在理论分析的基础上的，进步的验证将在后续章节的仿真和 实验结果中得到。 浙江大学硕士学位论文 第三章z 源逆变器s p w m 控制 通过上一章的分析可以看出，虽然在传统的电压源逆变器中直通短路是不允 许的，而z 源逆变器却正是利用了逆变桥的直通工作状态来实现升压功能，正 是有了这个直通状态使得z 源逆变器的控制将会和传统的逆变器有很大的不同， 如何利用好传统的s p w m 控制方法，经过适当的改进，方便有效的得到z 源逆 变器的s p w m 控制方法正是本章节将要讨论的问题。 3 1 简单s p w m 控制 由上一章的分析可以看出，z 源逆变器工作在传统的零矢量状态和直通零矢 量状态，对负载讲作用是一样的都是将三相负载短路。既然这样，就可以直接 将传统s p w m 控制方法的每个周期中的传统零矢量作用时间部分可以由直通零 矢量作用时间来代替，而有效矢量作用的时间保持不变，就可以方便的实现z 源逆交器的升压控制，这就是z 源逆变器载波p w m 控制的基本思想。同时也是 后续z 源逆变器的s v p w m 控制的出发点。 311 基本原理 传统的s p w m 控制中，当采用对称规则采样时，每个载波周期( 也即开关 周期) 都是由6 个有效工作状态中的两个相邻的有效工作状态和2 个传统零状态 作用的。从上述z 源逆变器升压p w m 控制的基本思想出发，利用直通零矢量直 接代替部分传统的零矢量作用时间即可得到z 源简单s p w m 控制，这种实现方 法在各种z 源逆变器的p w m 控制方法中实现起来最简单，因此称作简单s p w m 控制。 31 2 仿真实现及其仿真结果 1 仿真实现 如图3 - 1 是简单s p w m 的实现方法。设三相正弦调制信号为 浙江大学硬士学位论文 匕。m s i n c o t u ：。s i 。( 。r + 姿) j 匕：胁。i n ( 。，+ 笺勺 j s 。 s 。 s ， s s - s 。 守 甄曰露g， l iil i - l 一一 ilj 一 1 一 1 一 乙_ _ _ 一 - j l，。_ 1 _ 一 i lj - 。l - 。 i 一 _ 厂。l l l 一- l -j _ _ - 1 一。 j uij_ l 。j l 一 - 一 一 u l 一。j - l 。jill 1厂 ( 3 一1 ) 图3 - 1 何单s p w m 控制的仿真实现方法 而两个用来产生直通零状态的调制信号分别为v 。和k 。由上一章节的图2 - 3 ( a ) 和式( 2 6 ) 可以得到，z 源逆变器工作在非直通状态时直流母线上的电压为b v o 。 由式( 2 - 11 ) 看出交流输出电压和直流电压之比增益因子g 的大小是由调制因子 和升压因子b 两个自由变量决定的，而在同样的输出输入比g 下，为了减小器 件应力，应尽量增大m 而减小b 。因此在图3 - 1 中应使 02 i 一 ( 3 2 ) u = m 一1 由此可以得到在任一给定的调制因子脚可以得到 曰m x = (3-3)2m 一1 、 7 则相应的式( 2 1 1 ) 的增益因子g 可写成 g = m b 一= 譬 ( 3 4 ) 2 m l 图3 - 2 给出了一个图2 4 所示的z 源燃料电池应用系统的仿真结果，各仿真参数 为： 直流电压v o - - 4 0 0 v , 开关频率为# = 1 0 k i - i z ，z 网络参数 l 1 = l 2 = 2 m h ，c 1 = c 2 = 3 3 0 u ，调制因子m - - 07 2 所带负载为l 、r 负载。图中各量 分别为：输入直流电压v o ，z 源电容器两端电压v c ，电感电流i l 和输出线电压 v l l b 。可以看出输出线电压的有效值v l a b = 3 8 0 v ，这在传统的电压源逆变器中是 浙江大学硕士学位论文 无法得到的，可以看出z 源逆变器利用直通零矢量实现了直接升压功能。图中 还给出了z 网络的电容、电感上的电压波形。 同时可以求得逆变桥开关器件的电压应力为 k = b ，一v o = f 2 g 一1 ) v o ( 3 - 5 ) 图3 - 3 给出了此时逆变桥输入端直流母线电压波形。也即为逆变桥开关器件所受 的电压应力。 o 怕n 5000酾0t0 1 帖o 0 50 o 2 # 0 t 3o 黯 i t j 图3 - 2z 源逆变器简单s p w m 控制仿真波形 _ _ 一 w盯骶 墅珊必 n e0 啦a 籼0 *o 瑚0 9d 呻船蛐“0 0 b *o 帕 l ( ) 图3 - 3 逆变桥输入端直漉母线电压波形 国3 - 4 给出了一个图2 - 6 所示的z 源变频调速系统系统在网测电压为额定值， 即网测线电压有效值v l l = 3 8 0 v 时的仿真结果。各仿真参数为：开关频率为 毋= 1 0 k i i z ，z 网络参数l i = l 2 = 2 l l l h ，c 1 = c 2 = 3 3 0 l l ，调制因子m = 0 8 3 。图中各量分别 为：网测电压v u ，网测电流也，输出线电压v 1 n 和负载电流i a 。可以着出输 出线电压的有效值v h b = 3 8 0 v 。z 源变频器直接实现了b o o s t 功能。图中还给出 了网测电流波形，可以看出由于z 源交频调速系统的网测电流波形比传统的电 压源变频器得到了很大的改善，从而使得网测功率因数得到了很大的提高。仿真 结果证明了上一章分析的正确陛。 浙江大学硕士学位论文 u 1 图3 4 网测电压为额定值时z 源变频器的仿真结果 3i 3d s p 实现及实验结果 图3 - 5 给出了z 源逆变器s p w m 控制的d s p 实现示意图。其中p w m l 6 生 成传统s p w m 控制的6 路控制信号，由t 1 p w m 产生一个两倍频的直通零状态 控制信号，再与所有6 路传统s p w m 控制信号相或便可得到z 源逆变器的6 路 带有直通零状态的控制信号。 图3 - 5 z 源逆变器载波p w m 控制的d s p 实现 图3 - 6 给出了根据上述方法得到的实验结果。各实验参数为：开关频率为 五2 1 0 k h z ，z 网络参数l l = l 2 = 2 m h , c i = c 2 = 3 3 0 u ，调制因子m - - 0 8 。 塑婆查兰堡主兰竺望墨 m 黪，地一! 螂挈! g 熄骢一熙熙! ! ! 熙， i ： i 一5 0 , o v 一“。“j 砌赫一酾7 国) 驱动信号( b ) 由三相二援管整流桥得到的直流电压 碘，一掣。燃她警、取- u ，一黜嗍r 必孵 c 行前蓉矿一山一1 淞躏禽f 歹 i! c 前站旃“。一“3 茼釜甜培“芒酐! ( c ) 输出交流线电压 ( d ) 直流母线电压 图3 - 6z 源逆变器简单s p v , 穗! 控制实验结果 3 2 最大化s p w m 控制 上一节的简单s p w m 控制说明了z 源逆变器p w m 控制的实现原理是在每 个载波周期中利用直通零矢量部分代替传统零矢量作用而传统有效矢量作用时 间不便，直通零矢量和传统零矢量对负载的作用效果是相同的，都是使三相负载 短路。所以使得输出波形仍为正弦。此时逆变桥器件上的电压应力为 硌= 占m “y o = ( 2 g 1 ) v o( 3 - 6 ) 这使得在有些应用场合由于器件电压等级的限制而无法满足所需的输出交流电 压要求。 浙江大学硕士学位论文 3 2 1 基本原理 最大化s p w m 的基本原理是基于以下思路：既然直通零矢量和传统零矢量 对负载的作用效果是相同的，在给定的调制因子m 下，任一各开关周期内尽可 能的将传统零矢量作用时间由赢通零矢量作用时间来代替。则可以在相同的增益 因子g 下减小器件应力。而最佳效果就是传统零矢量完全由直通零矢量来代替。 图3 7 给出了最大化s p w m 控制的基本原理，同时也给出了其实现方法。 可以看出，直通零矢量的作用时间以兰为周期重复。假设开关频率远大于基波频 j 率时，则直通零矢量占空比在( 等，昙) 的任一开关周期内可以表达为 耋 s 。 s - 5 图3 - 7 最大化s p w m 控制基本原理和实现方法 似) 一2 一( 删n 目一枷n ( 口一等) ) 丁一1 ( 3 7 ) 则直通零矢量在( 詈，三) 内平均占空比为 。：事：l12-(m、sin0-rmsin(8-等)do：学 伊。， 肚争2 、r 2 半 伯8 由式( 2 7 ) 可得 b = i 1 = j 3 、3 m l - - 一z 争 ( 3 - 9 ) 浙江大学硕士学位论文 由( 2 1 1 ) 可得 屯一b 竖2 _ g 竖2 = 志了v o 即此时的电压增益因子为 g ：! 竺 3 4 3 m z 同时可以得i 日此时的逆变桥器件的电压应力为 v s = b v o ：；!矿o ：3 , v 3 g - 7 r v o 3 4 3 m 一，r 口 比简单s p w m 控制得到了很大的降低。 32 2 仿真结果 ( 3 1 0 ) ( 3 1 1 ) ( 3 1 2 ) 图3 - 8 给出了最大化s p w m 的仿真结果，各仿真参数为： 毋w = 1 0 k h z ，l l = l 2 = 2 m h c l = c 2 = 3 3 0 i l ，m = 09 9 。图中各量分别为：z 源电容器两 端电压v c ，电感电流i t ，输出线电压v 【j b 和负载电流i a 。 垂匡茎茎茎茎童譬” n ) f 泔 t f ” 图3 - 8 最大化s p w m 控制的仿真结果 同时图3 - 9 给出了逆变桥入端直流母线电压波形，也即主逆变桥开关器件所受的 电压应力，可以看出在同样的增益因子g 下，比较图3 - 5 和3 - 9 可以发现最大化 s p w m 控制比简单s p w m 控制电压应得到了很大改善。 浙江大学硕士学位论文 n 瞳0 曲堑o 曲0 q 岫0 0 6 曲0 -o 呻。哺“ | a a g i 口6o 蚺 i l ” mt f i ) 图3 - 9 最大化s p w m 控制直流母线电压 图3 - l o 给出了一个图2 7 所示的z 源变频调速系统系统在网测电压跌落2 0 时，即网测线电压有效值v l l = 3 0 4 v 时的仿真结果。各仿真参数为：开关频率 为一= 1 0 k h z ，z 网络参数l 1 = l 2 = 2 m h ，c i = c 2 = 3 3 0 u ，调制因子m = o 9 9 。图中各曩分 别为：网测电压v l l ，网测电流f l l ，输出线电压v m 和负载电流，a 。可以看出 输出线电压的有效值v l * b = 3 8 0 v ，这在传统的变频调速系统中是无法得到的。 图3 1 0z 源变频调速系统系统在网测电压跌落2 0 时的仿真结果 3 23 d s p 实现 图3 - 1 1 为最大化s p w m 控制的d s p 实现方法。同样由d s p 生成6 路传统p w m 控制信号，在将上三个桥臂的上三个开关控制信号取出一路进行，或非”，另一 路进行”与”，然后在将得到的两路信号与所有6 路信号相或，最终得到的6 路 信号便是最大化s p w m 控制的6 路信号。 新江大学硕士学位论文 图3 1 l 最大化s p w m 控制的d s p 实现方法 3 3 直通零状态常占空比最大化$ p w m 控制 在上述两种改进的z 源逆变器s p w m 控制方法中，简单s p w m 控制每个载 波周期内直通零状态占空比d 是保持恒定不变的；最大化s p w m 控制相对于简 单s p w m 控制来讲最大的优点是在电压增益g 相同的情况下能够降低器件应 力，而在最大化s p w m 控制中，d 则以输出基波频率的6 倍呈周期变化。从圈 3 - 8 的仿真可以这一结论。这就导致了电感电流和电容电压中存在输出交流电压 基波分量的6 倍频量。当输出交流电压的基频很低时，电感电流中的输出基波6 倍频分量会变得很大，这就导致z 网络需要非常大的电感来进行滤波。为了计 算z 网络电感电流的纹波，可将z 网络建成如图3 - 1 2 所示的模型。忽略开关频 率分量由式( 2 - 9 ) 可以得到 n = 【i d ( o ) i + b 圪( 3 1 3 ) 由式( 3 7 ) 可得 即，= 竽：t 一孚c 占一争唔姚争 由式( 3 - 1 3 ) 可以看出两在护= 要和占= 罢时分别有最大值和最小值。假设电容 电压稳态时为恒定不变，则电感上的电压可近似为正弦，其峰一峰值大小为 叱吨。：萼一孚。耖晔丢4 3 等3 , k c 。一 假设输出交流电压的基波频率为则电感上的6 次纹波大小为 浙江大学硕士学位论文 乩：k ：盟k 。2 z 皿1 2 ( 3 , q 3 m 一，) 皿。 ”凸，y ( 3 一1 6 ) 图3 1 2 z 网络等效模型 由式( 3 1 6 ) 可以看出当输出交流电压的频率降低是，为了使电感电流纹波大小 保持在一定范围内就需要加大电感量。 为了既能减小逆交轿器件应力，又使得直通零状态占空比保持不变咀减小z 网络的电感量，提出了以下两种直通状态常占空比最大化s p w m 控制策略。 3 3 1 直通调制信号改进法 图3 - 1 3 给出了直通零状态常占空比最大化s p w m 控制的实现方法，图中用和简 l - l - l - 0 r _ ，一 洒ln 蒲!l门； 每： 抖 写 厶 莲 、 垒 乏一 i i”i 一厂一l 芒： j l 一 一一 _ 。 。lu 一 _ r 一 【一 一 一 _ 1 -1 一 一 乙j l 。- j 一 _ 一 u l j 一- l 。j uj l 图3 - 1 3 直通调制信号改进法 单s p w m 控制不同的两个直通状态调制信号0 和一来生成直通信号，直通调制_ 和k 分别为 = 而椭( 占一争m ( 詈) _ = s i n 徊一争卅( 予 。蚓n ( 跏( ；p 蔓等) _ “n m 一面( 詈曰争 可以看出两个直通调制信号之间的距离保持为孙不变。 也保持不变为 d t ：坐2 小孚 所以由式2 - 6 和2 - i i 得 b = 而i = 而1 五 和 g 堋2 击 3 3 2 谐波注入法 ( 3 1 7 ) 因此直通状态占空比 ( 3 1 8 ) ( 3 1 9 ) ( 3 2 0 ) 图3 1 4 是谐波注入法的实现方法。在图3 - i 简单$ p w m 控制方法的三个正弦 调制信号中注入幅值为1 ，6 基波副值大小的三次谐波。和简单s p w m 控制类似， 利用和三相信号相切的直流信号匕和k 生成直通状态控制信号。则直通状态占 空比为 d ：；t _ z o = 毕小阜 r22 和直通调制信号改进法相同，最终可求得 g ：m b ：里一 3 肌一l ( 3 2 1 ) ( 3 2 2 ) 浙江大学硕士学位论文 和上述直通调制信号改进法相同，但此时调制因子的范围增大为击。 疥l 1 磅k 乏 - 、 野 蚨： 一 ( t f l liy lj 1 _ l 。j 一 l _ 一一_ j _ i 一 _ i _ 厂： l 。 一 ： - |。l ： _j 1 一 l 广 乙 一 一 _j 一 一- l_ j 圈3 1 4 谐波注入法 此时逆变桥开关器件的电压应力为 n ：占。y o = ( 如一1 ) 矿。 本章小结 本章建立在传统s p w m 本质的基础上，从传统零状态和直通零状态对负载作 用的效果相同为基本出发点，在每个载波周期内，将部分传统零状态的作用时间 由z 源逆变器特有的直通零状态代替，从而对传统s p 删控制进行改进，得到 了适合z 源逆变器升压控制的简单s p w m 控制。在电压增益因子g 中有两个自 由分量，使得在同一g 下控制方案的选取有无穷多种，但基于减小器件应力的 角度考虑，在同一g 下，应尽量增大m 而减小b ，使得在某给定的调制因子 m 下可以得