（电力电子与电力传动专业论文）瞬时值控制逆变器技术研究.pdf

竖堕焦丝壹! 丝壅矍垫查堑塞 a b s t r a c t f i r s t l y ，t h es i t u a t i o i la b o u ti n s t a n t a n e o u sc o n t r o li n v e r tt e c h n i q u ei s g e n e r a l l yi n t r o d u c e di nt h i sp a p e r a n dt h e n ，t h ec o m p a r i s o no fh y s t e r e s i s i n s t a n t a n e o u sc o n t r o la n ds p w mi n s t a n t a n e o u sc o n t r o lw i t hf i x e ds w i t c h i n g f r e q u e n c y ， a n dt h e c o m p a r i s o n o fi n d u c t o r c u r r e n tf e e d b a c ka n d c a p a c i t o t c u r r e n t f e e d b a c ka r eg i v e ni nt h ep a p e r a tt h es a m et i m et h e c h a r a c t e r i s t i c so ft h ei n v e r t e rw i t hc u r r e n ts p w m ( s i n u s o i d a lp u l s ew i d t h m o d u l a t i o n ) c o n t r o lu s i n go u t p u tv o l t a g ea n dc a p a c i t o r c u r r e n tf e e d b a c ka r e o b t a i n e da n da n a l y z e d b a s e do n o u t p u tv o l t a g e a n d c a p a c i t o r c u r r e n t f e e d b a c kc u r r e n ts p w mc o n t r 0 1 t h ei n v e r t e ri sm o d e l e da n dt h ep r o t o t y p ei s m a d e t h es i m u l a t i o na n de x p e r i m e n t a lr e s u l t siii u s t r a t ea d v a n t a g e so ft h e i n v e r t e r ：f i x e ds w i t c h i n gf r e q u e n c y ，h i g ho u t p u t v o l t a g ep e r f o r m a n c e ，a n d s t r p n gn o n l i n e a r 1 0 a da d a p t a b i l i t y ，e t c f i n a l l yt h et h r e e p h a s ei n v e r t e r a p p l y i n go u t p u tv o lt a g ea n dc a p a c i t o r c u r r e n tf e e d b a c kc u r r e n ts p w mc o n t r o l i sr e s e a r c h e di nt h ep a p e ra n dt h es i m u l a t i o nr e s u l t sd e m o n s t r a t et h a tt h e 3 - p h a s ei n v e r t e r i sa l s ow i t hah i g hp e r f o r m a n c e k e y w o r d s ：i n s t a n t a n e o u sc o n t r o l ，s p w m ，i n v e r t e r ，c a p a c i t o r c u r r e n tf e e d b a c k 南京航空航天大学硕士学位论文 第一章绪论 本章主要介绍了瞬时值控制逆变器的研究状况以及本文的主要内容和主要意 义。 1 1 瞬时值控制逆变器的研究状况 随着电力电子技术的飞速发展和各行各业对电气设备控制性能要求的提高，逆 变技术在许多领域应用越来越广泛。为了逆变器应用于不同场合，人们对逆变技术 要求也越来越高，于是各种适合于不同要求的逆变器的控制方案被提了出来。 逆变器的控制方案很多，瞬时值控制是其中的一种。所谓瞬时值控制就是对逆 变器的输出中的某一个或几个量的瞬时值进行反馈控制，以此来调节功率器件的开 关状态，从而保持逆变器输出稳定的一种控制技术。由于是对系统输出的量进行瞬 时值反馈调节，所以采用瞬时值控制的系统具有很快的动态相应和很好的可靠性。 目前采用瞬时值控制方案的逆交器很多，根据逆变器系统调制的对象分，一般可以 分为电压瞬时值控制方案和电流瞬时值控制方案。由于电压瞬时值控制方案的逆变 器动态响应不是很快，系统鲁棒性不强，已经不能满足高质量波形的输出要求，于 是很多逆变器现在采用了电流瞬时值控制方案。目前先进的瞬时值控制一般采用双 环或多环反馈，最典型的是输出滤波电感电流和输出电压( 即输出滤波电容电压) 反馈构成的电流型控制逆变器。其外环为输出电压反馈，电压调节器一般采用p i 形 式，其输出作为内环的给定；电感电流反馈构成内环，电流环设计为电流跟随器。 目前比较常见的电流跟随控制技术有电流滞环瞬时值控制技术和电流s p w m 瞬时值 控制技术。 1 1 1 电流滞环瞬时值控制技术 电流滞环瞬时值控制技术最显著的优点是控制电路非常简单，而且有比较优越 的性能。电流滞环瞬时值控制主要是利用滞环比较器形成一个以给定电流为中心的 滞环，将反馈电流的变化控制在这个滞环内。由于滞环控制是由滤波电感电流作为 斜坡函数产生内环的自持振荡，所以滞环电流的开关频率不固定，输出电压的谐波 频谱范围也比较宽，滤波器选择比较困难，开关的损耗也比较大。 现在的电流滞环瞬时值控制一般可以分为两态滞环控制和三态滞环控制。顾名 思义，两态滞环控制就是控制电路的输出有两种状态，i l p + l 和一l 。而三态滞环控制 就是控制电路的输出有三种状态，i l p + l ，0 还有一l 。两态调节由于电路只有两种状 态，所以系统也就只有吸收能量和回馈能量两种状态，脉冲调制波是一个双极性的 调制波。而三态调节除了有吸收能量和回馈能量两个状态外，还存在续流的状态， 所以在半个周期内，脉冲调制波是一个单极性的调制波。 瞬时值控制逆变器技术研究 电流滞环瞬时值控制技术目前应用比较广泛，技术也比较完善。但是电流滞环 瞬时值控制开关频率不固定，于是开关频率固定的电流瞬时值控制方案成了电流瞬 时值控制的一个研究方向。 1 1 2 电流s p w m 瞬时值控制技术 为了能克服电流滞环瞬时值控制开关频率不固定的缺陷，又保持瞬时值控制动 态相应快的特点，电流s p 州瞬时值控制技术被提了出来。电流s p w m 瞬时值控制就 是由一个电流基准和电流瞬时反馈值相比较得到的误差与一个三角载波信号进行交 截，交截出来的信号对功率器件进行控制，以使电压输出保持稳定。 电流s p w m 瞬时值控制技术不仅保持了s p w m 控制的开关频率固定，输出电压正 弦性好等特点，而且有动态响应好，稳定性好，非线性负载适应能力强，鲁棒性好 等优点。但是，由于电流s p 眦瞬时值控制技术是由电流的误差与三角波进行交截， 当电流误差变化率大于三角波斜率时会发生多重交截，所以电流s p w m 瞬时值控制方 案开关频率不能太低，电流增益不能很高。而且电流s p 蛳瞬时值控制一般采用双极 性p 1 y m 控制，双极性p 删方案输出波形质量不是很好，开关频率附近的谐波含量较 多。为了克服一般的电流s p 嘲瞬时值控制技术的不足，电流瞬时值控制的倍频p 耐 方案被提出了。 电流瞬时值控制的倍频p 刚技术实质上是就是把一个单相全桥逆变器分解成两 个单相半桥逆变器，然后分别对其进行s p 掰控制，从而可以提高逆变器的输出性能。 1 1 3 电流瞬时值反馈技术 常用的电流瞬时值反馈一般都采用滤波电感电流反馈，由于滤波电感电流事实 上就是逆变桥输出电压经电感积分的结果，所以在电流滞环控制中，将滤波电感中 的电流直接作为反馈信号，电感电流就作为斜坡函数，使系统产生自持振荡。而且 滤波电感电流等于滤波电容电流和负载电流之和，所以电感电流瞬时值反馈有很强 的动态响应和负载适应能力。由于电感电流瞬时值反馈的电流其实就等于功率管上 的电流，所以采用电感电流瞬时值反馈具有快速的限流保护能力，使系统可靠性得 到提高。 由于现在计算机等非线性负载的应用越来越多，逆交器对非线性负载的要求也 越来越高。虽然电感电流瞬时值反馈能体现负载电流，但并不能体现负载电流的变 化。而且采用电感电流控制方案的逆交器外特性不是很硬。于是电感电流反馈加负 载电流前馈的控制方案被提出，电感电流反馈加负载电流前馈方案解决了负载电流 变化的跟踪问题。提高了系统外特性，使系统非线性负载能力明显提高，受到了人 们很大关注。 可以发现，当电感电流反馈系数等于负载电流前馈系数的时候，电感电流反馈 2 南京航空航天大学硕士学位论文 加负载电流前馈方案就相当于滤波电容电流瞬时值反馈方案。滤波电容瞬时值反馈 在保留了电感电流瞬时值反馈的特点的基础上，使系统的非线性负载适应能力有了 明显的提高，是需要很强非线性负载适应能力的逆变器( 如u p s 等) 电流反馈技术 的很好的选择。 1 2 本文的主要内容和主要意义 1 2 1 本文的主要内容 本文首先对采用瞬时值反馈电流滞环控制和电流s p w m 控制的逆变器控制技术 进行了分析和比较，得到了理论分析和仿真的结果。然后在具有固定开关频率的s p w m 控制方案的基础上对电感电流反馈和电容电流反馈进行了理论和仿真的比较研究。 接着对采用输出电压和电容电流瞬时值反馈的逆变器进行系统设计和样机制作，得 到了实验结果。最后本文对三相的s p w j i 控制进行了分析并对本课题所应进行的更深 入的研究工作作了一些探讨。 1 2 2 本文的主要 1 对电流瞬时值反馈技术进行了系统的分析和比较，研究了其内在联系，指出 了采用固定开关频率的电容电流瞬时值反馈逆变技术具有良好的性能。 2 对采用固定开关频率的输出电压和电容电流瞬时值反馈控制方案的逆交进行 了研究，分析了设计方法。并在此基础上设计制作了实验样机，验证了采用该控制 方案的逆变器具有很好的性能。 3 通过本文的研究，对大功率固定开关频率瞬时值控制的逆变器提供了技术储 备；本文对电容电流反馈技术的分析表明采用电容电流反馈技术后系统具有很好的 非线性负载能力，这对于u p s 等对非线性负载要求较高的电源在控制方案的选择上 很有借鉴意义。 瞬时值控制逆变器技术研究 第二章电流瞬时值控制逆变器的p w m 方案比较 电流瞬时值控制逆变器有滞环控制和s p w m 控制两种p w m 信号产生方案。而对于 s p 删控制又可以分为双极性s p w m 控制和倍频单极性s p w m 控制。本章就对这几种控 制方案进行了分析和比较。 2 1 滞环电流控制技术 图2 - 1 逆变主电路 首先介绍一下滞环电流控制技术，为了分析方便，逆变主电路选为单相全桥式 主电路，如图2 - 1 所示。 2 。1 1 工作原理 图2 - 2电流滞环控制的逆变器框图 图2 2 是采用电流滞环控制的逆变器框图，从图中可趴看出，电流滞环控制p w m 调制系统是由两个反馈环组成，内环是电流环，它的参考输入为电流给定信号，反 馈信号一般取为滤波器上的电感电流，内环的作用是产生自持振荡，生成p w m 信 号。电压外环将输出电压l | o 和基准电压信号i l r 进行比较，稳定输出电压。电压调节 器的输出经过限幅放大后作为电流内环的给定，限幅的目的是限制内环的电流给定 值，从而对功率管最大电流进行限制。 电流滞环的工作原理为：设f 。为电流给定信号，打为滞环宽度，f ，为反馈电 流( 取自电感电流) ， 南京航空航天大学硕士学位沦文 当0 + a h 时 q 2 、q 3 同时导通，( b = - e ，0 反向上升 反馈电流在以基准电流f 。为中心，上下环宽为j b 的范围内保持振荡，生成p w m 波。控制功率开关。 2 1 2 系统传递函数 由于电流滞环控制型逆变器的电流环中包括了一个迟滞比较器，所以逆变器是 一个非线性系统。由于电流内环可以看作为一个受控的电流放大器，当调制频率足 够高时( 远高于输出滤波器频带宽度) 时，电流环可等效为一个电流跟随器( 比例 环节) 。 于是可以得到图2 - 3 的线性化后的系统控制方块图，其中k 为电流环等效放大 倍数，g o 为滤波器和负载的传递函数，k 尸，钿为电压调节器p i 参数，足矿为电压反 馈参数。 图2 - 3 线性化后的系统控制方块圈 当负载为纯电阻r 时，g o 再丽r 。系统的闭环传递函数为： g ( s ) ：毒堡型型一 ( p 1 ) t p i c s h 崤根q 斌 ) 趴x 呵k 由式( 2 1 ) 可以看出，系统在线性化后是一个稳定的二阶系统。 图2 4 滤波器和负载电路 d 瞬时值控制逆变器技术研究 2 1 3 系统仿真 为了理解和分析各电路参数和控制参数对系统工作情况及性能的影响，本文应 用了e a t l a b 6 1 仿真软件进行仿真研究。在m a t l a b 中，s i m u l i n k 是一个比较特别的 工具箱。它是实现动态系统建模、仿真的一个集成环境，进一步扩展了m a t i a b 的功能 并可实现多工作环境间文件互用和数据交换。p o w e rs y s t e mb l o c k s e t 是一个专门针 对电力系统的工具箱。它内部包括组成电力系统所需的组件，用户可以拖出所需要 的模块，结合s i j f i u l i n k 模型，建立电力系统的仿真模型。 在m a t l a b 中可以建立如图2 5 所示的电流滞环控制p w m 调制系统仿真模型。 该模型分为主电路模块，采样滤波电路模块和控制电路模块。图2 - 6 ，图2 7 和图 2 8 分别是上述三个模块的内部模型。 图2 - 5 系统仿真模型 图2 - 6 主电路仿真模型 壹塞堕窒堕丕查堂堡主堂垡笙茎一 一 阻暑唔旧 = 0 骘 p 赤士蚋 厂刊i l 一 图2 7 采样滤波电路仿真模型 图2 - 8 控制电路仿真模型 通过仿真，得到了逆变器输出仿真波形。具体仿真参数为：输入为6 0 0 v 直流电 压，输出为2 2 0 v 5 0 h z 交流电压，额定功率为l k w ：k = 2 ，铂= 1 0 r a s ，k 矿= 0 0 1 5 ， k r = 0 2 ，滞环宽度为0 2 v ，滤波电感为l m h ，滤波电容为3 0 p f - a 空载输出电压波形 b 阻性满载输出电压波形 瞬时值控制逆变器技术研究 7 、aa f f i v vu c 感性满载输出电压波形( c o s p = 0 7 5 ) d 容性满载输出电压波形( c o s p = 一0 7 5 ) 图2 9 输出电压仿真波形 从仿真的输出电压波形可以看出，系统在上述参数下工作有很理想的输出，波 形质量很好，输出电压的总谐波含量( t h d ) 都很小。 2 1 4 系统性能分析 2 1 4 1 系统外特性 逆变器的外特性是衡量系统性能的一个重要指标，逆变器的外特性越硬，逆变 器输出电压受负载的影响越小，即逆变器从空载到满载过程中输出电压的变化量越 小。 由于电流滞环控制型逆变器采用电压电流双闭环控制，因此逆变器的外特性主 要由电压环来保证。因为电压环的输出是电流环的给定，因此从电压外环来看，电 流内环成为电压调节器的调节对象。前已指出，当调制频率足够高时，电流环从一 个二阶环节退化为一阶环节，从而为提高电压调节器的放大倍数，提高调压精度打 下了基础。 假设输入量“，= as i n o x，则系统输出的稳态分量为 “d = a i g ( j o ) ) ( s i n ( o j t + 伊) 这样得到系统在空载条件下 阻( ，珊) f = i k 2 + ( k k p ：p l w ) 2 焉面 在负载为r 的条件下 ( 2 2 ) ( 2 - 3 ) 南京航空航丕奎兰堡圭竺焦笙墨一 一 j g r ( 叻1 = ( 2 4 ) 从式( 2 3 ) ，式( 2 4 ) 中可以看出，随着负载增大，由于l g n ( ，国) 中分母增大， 所以在同样参数下，l 瓯( ，珊) 1 比1 g 。( j 西l 有所减小。 设负载为r 时，逆变器的静差定义为： 占=u 0 ( m ! 塑 ( 2 5 ) 其中u 。( o 。) 是空载时的输出电压，u 。( 月) 是负载时的输出电压，将式2 3 ，2 4 代入式2 - 5 得弱： d ：掣慧户小酾i g r ( j o ) 小民 。6 1 其中 = a 占 ( 2 7 ) 显然钿越大，滤波电容c 越大，则越小，艿越大，外特性越软。 萼菱慧黑翟妻雾篆篙器蹦翩 。景箩黪勤：。袱舢?”嚣慧：等嚣17芸罴：。_嚣k2 = 1 0 r e s 翠为1 跚；丹# - f ，x 矿= u u 1 ) a 矿- u 山1 甲1 胛。 电感为l m h ，滤波电容为3 0 ，l f 。 图2 1 0 采用电流滞环控制p w m 调制技术的系统外特性 瞬时值控制逆变器技术研究 从图2 l o 所示系统外特性可以看出，在上述的仿真参数条件下，采用电流滞环 控制p w m 调制技术的逆变器系统随着负载电流的增大，逆变器输出电压幅值减小。 从空载到满载，输出电压下降约2 0 ，外特性比较软。 在同样的仿真条件下，保持其他参数不变，改变f 。，可以得到在负载阻值等于 5 0 q 时铂与输出电压的关系曲线， 卜 1 、 图2 - i i 参数铂与输出电压幅值关系曲线 保持其他参数不变，- - 2 m s ，改变滤波电容c ，可以得到在不同和不同负载时输 出电压及电压变化的仿真数据。 c 取值负载阻输出电 u l 。l o 以o c 取值负载阻输出电 u o c ( uf )值( q )压幅值( uf )值( q )压幅值 ( v )( v ) ( v ) ( v ) 21 e l o3 0 5 42 0 4 2 0l e l o3 1 7 82 6 4 、 2l o o2 9 7 2 2 0i 0 03 0 4 7 25 02 8 5 2 05 02 9 1 4 5l e l o 3 1 2 22 4 85 0l e l o3 2 7 72 6 7 51 0 02 9 9 5 5 0i 0 03 1 2 9 55 02 8 7 4 5 05 02 9 9 8 t ol e l 03 1 5 22 6 ti 0 0l e l o3 4 3 43 2 1 1 01 0 03 0 1 61 0 01 0 03 2 6 7 l o5 02 8 9 11 0 05 03 1 1 3 南京航空航天大学硕士学位论文 通过仿真结果可以知道，在其他参数不变时，随着f 。的增大，输出电压幅值减 小；随着滤波电容c 的增大，在负载阻值减小( 即负载电流增大) 时，输出电压的 下降幅度增大，从而验证了理论分析的正确性。 2 1 i4 2 系统开关频率 前面分析，电流滞环控制是由电流内环的自激振荡，生成p w m 波对电路进行控 制，所以系统的开关频率不固定。对系统的开关频率进行分析， 、， 倒z 一1 z 栉外电况拦市删 如图2 一1 1 所示，在f 。时间内，反馈电感电流芬从滞环下限上升到滞环上限，在 t ：时间内，反馈电感电流f ；从滞环上限下降到滞环下限，假设一个开关周期内滞环 下限的值保持不变。 k ( k t y 靶d t 一知) _ 2 鳅杨鲁f 2 一鲁吒) 硼 一a q ：- - 等= 华盟d t = 半小击 令“。= u os i n 耐，f g = 1 8 s i n ( f + 曰) ，百d g = , c o c o s ( c o t + 0 ) ， 竖堕篁塑型望壅壁塾查翌堑一 其中e 为输入直流电压，u 。是输出电压幅值，是电流基准幅值，口是电感电 流与输出电压之间夹角，设负载为r ，则，。z 开关频率可以表示为 ，引( 巧硝一( k , i u 。s i 删+ i 础c o s 棚) ) 2 】 厂2 蕊茬些l 一 u 。 r c o s 曰 ：兰! 竺竺二竺竺! ：二兰兰竺竺竺竺：兰兰! ! ! 竺：!( 。_ 8 ) 4 k t i e 从式2 8 看出，当耐：。r c t a n 竖立生= 兰竺竺+ 石时，系统开关频率最小。 o ) l 开关管的最小开关频率为： ，：苎! 竺竺：二堕竺二兰竺竺竺：! 兰竺：! 。 4 足e 同样可以得到最高开关频率为： ，；迎 。 4 矗 2 1 4 3 系统动态性能 通过仿真得到了系统突加突卸负载时的输出电压和输出电流波形。 辚嚣隘i 鹫夔蟛型 ( 2 9 ) ( 2 一1 0 ) 艇 德珥潮t 童专瓣嚣攀 。： f 旺 ： ： jj ： 1 一t i h t k 一出；t i f a 突加负载b 突卸负载 图1 3 系统突加突卸负载时的输出电压和输出电流波形 南京航空航天大学硕士学位论文 仿真参数为输入为6 0 0 v 直流电压，输出为2 2 0 v 5 0 h z 交流电压，k 。，= 2 ， = 1 0 m s ，= o 0 1 5 ，簟r = 0 2 ，滞环宽度为0 2 v ，滤波电感为i m h ，滤波电 容为3 0uf 。突加负载：起始状态空载，突加负载5 0q ；突卸负载：起始状态负载 阻值为5 0 q 。 从仿真波形可以看出，系统具有很好的动态性能，在突加突卸负载时，系统在 很短时间内( 小于一个周期) 达到稳态。 2 1 5 控制特点 通过前面的理论和仿真分析，可以知道电流滞环控制p w m 调制方案具有如下 特点： 1 实现电路简单且性能较好。 2 由于采用了电压电流两个闭环，使得调制系统对电路参数的敏感性降低，鲁棒性 提高。 3 电流滞环控制具有很好的稳定性。由于内环的高度稳定，系统电压增益可以做得 很高，电压环的静态误差比较小，致使整个系统的输出电压精度、波形失真度等只 决定于基准信号，并且由于电压环的增益比较高，系统的动态性能得到了提高。 4 系统还具有内在的限流保护能力。由于功率开关上的电流被直接反馈回去调节功 率开关状态，并且由于电流内环的快速响应能力，使功率开关上的电流受控于电流 内环给定量，而这个给定量是由限幅放大器输出，这样就可以使功率开关在系统过 载甚至短路是得到保护，可靠性大大提高。 但是滞环电流控制型逆变器由于是利用滞环宽度来限定反馈电流，所以开关频 率不固定，输出电压的谐波频谱分布较广，这样就给系统的低通滤波器的设计增加 了较大的难度。 2 2 电流s p 硼控制逆变技术 为了能克服电流滞环控制的开关频率不同定的缺点，同时又保持电流瞬时值控 制的特点，可以采用具有固定开关频率的电流型s p w m 控制方案。 2 2 1 工作原理 正弦脉宽调制( s p w i ) 的控制原理就是用正弦调制波与三角载波进行比较，由 两者的交点来确定逆变器开关的转换。如图2 1 主电路中，在正弦调制波大于三角 波的部分，开关管q 1 和q 4 导通，产生出s p 州的正脉冲；在正弦波小于三角波的部 分，开关管q 2 和q 3 导通，产生出s p w m 的负脉冲。如图2 1 2 所示。在正弦脉宽调 制中，我们把调制正弦波的幅值( u s ) 与三角载波的幅值( u t ) 的比值叫做调制比， 1 3 瞬时值控制逆变器技术研究 m = u s 。把三角波的频率与调制正弦波频率的比叫做载波比，= 丢。开关管 的开关频率就等于三角波载波的频率。 图2 1 4s p w m 工作原理 如图2 - 1 单相全桥逆变器主电路中， 以定义电路的开关状态为： 图2 1 5 载波交截原理 设功率管和电感的等效电阻之和为矗，可 s = 1 时，开关q ”q 导通，q t ，q a 关断 s = o 时，开关q 。q 3 导通，q 。q 。关断。 q ，q 与q z ，q 3 两对开关管互补导通。 当s = 1 时，三! = e 一一r i 。，由于直流母线电压一般高于输出电压，而且月f 。 讲 较小，所以这时电感上电流线性增加。当s = o 时，三皇善= 一占一甜。一月，这时电感电 a t 流线性减小。 考虑在一个三角波周期内，开关q t ，q 导通时间为 ，开关q 2 ，q 3 导通时间为r ：， t - g i 。初始值为i 。，f ，后为f 川f ：后为i 。：，则一个周期内，电感电流的变化为 釜f 。2 一；并设等效电阻上的压降不变，有 屯吨。：型掣 幺吨：丛生箬型 由于r = f l + f ：，设开关q ，q 占空比d = 鲁 a i l = ；- ( 2 a - 0 e 一“。一r i e 】 ( 2 1 1 ) 如图2 1 4 的s p w m 控制采用双极性调制，根据载波交截原理( 图2 - 1 5 ) ，当三 南京航空航天大学硕士学位论文 角、圾的升天频，翠足够局町，即认刀征一r 二用扳周期网调制止5 幺饭阴恫但个笠，所 以开关管的占空比可以表示为d = 1 2 u l + 圭，当把电流基准与电感电流的误差信号作r 为调制波时就有 d ：掣+ 昙 ( 2 啦) 2 u ，2 她= 兰 等等e - u o - r i l ( 2 - 1 3 ) 从式2 1 3 中可以看出，当e ，= 一屯 掣坼时，t o ，电感电流增 加，同理，当q ：f ，一 c l k , “彭矿 ( 2 1 6 ) 2 2 3 系统仿真 和电流滞环控制p w m 调制系统一样，对于电流s p 踟控制调制系统，本文也进 行了系统仿真。应用m a t l a b 软件，建立了仿真模型。 由于电流s p w m 控制调制方案和电流滞环控制p w m 调制方案相比，只有电流环 的调制方法不同。所以系统的仿真模型只有控制电路模块有所不同。其它的主电路 模块，采样滤波电路模块完全一样。可以参照图2 - 5 ，图2 - 6 ，图2 7 。 图2 - 1 8 控制电路仿真模型 瞬时值控制逆变器技术研究 图2 1 8 为电流s p w m 控制调制系统的仿真控制电路模型，由图可以看出，电流 s p l v h f 控制调制方案的电流调制是使用一个三角波和电流的误差信号进行交截，交截 出来的p w m 信号控制开关管的导通与关断。而电流滞环p w m 调制方案是把误差经 过遮滞比较器，迟滞比较器输出的p w m 信号控制开关管。 通过仿真，得到了逆变器输出仿真波形。具体仿真参数为：输入为6 0 0 v 直流电 压，输出为2 2 0 v 5 0 h z 交流电压，额定功率为i k w ；k = 2 ，= 1 0 r e s ，k = 0 0 1 5 ， k ，= 0 2 ，三角波幅值为1 2 v ，频率为6 k h z ，滤波电感为l m h ，滤波电容为3 0 uf 。 a 空载( t h d = i 4 8 2 ) 量 今 ；八+ - 再 才f 时p r 7 一r 。 丘l 弋7 。 ； b 阻性满载( t h d = i 5 1 3 ) a ；h 忿 z e ；。f 厂r j ，i _ 撼i 瓣 ： ；i ， iv c 感性满载c o s 妒= 0 7 5 ( t h d = i 5 0 4 ) d 容性满载c o s 妒= 一0 7 5 ( t h d 。1 5 3 7 ) 图2 1 9 输出电压仿真波形 仿真得到了系统分别在空载，阻性满载，感性满载和容性满载时的输出电压波 形。可以看到波形具有很好的正弦性，输出电压波形的总谐波含量( t h d ) 在1 5 左右。 2 2 4 系统性能分析 南京航空航天大学硕士学位论文 2 2 4 1 系统外特性 对电流s p w m 控制系统进行外特性分析，假设输入量“，= 筇i n c o t ，则系统输出 的稳态分量为= 4 g ( j c a ) j s i n ( o x + ( a ) 这样得到系统在空载条件下 阻肼j 丽诹两筹骞杀等可蕊万 ( 2 - 1 7 ) 在阻性负载条件下 协啡忡i辜删呐(kiaknfvto)2+kktx4a赢2 1 巧 万：百g(jco)l-gajo,)l=i-l!生!竺l：1一 i 瓯( j c o ) j限( ，功i ( 2 - 1 8 ) 0 垒r 止k , a + 翰一等，+ 争+ 甸2 2 去岛一哟曲 ，l ，一! ；鱼兰、：，鱼，。： ( 2 1 9 ) 、从式2 1 8 中可以看出越大，滤波电容c 越大，则j 0 越小，万越大，外特性 越软。 通过仿真得到了电流s p 删控制调制技术系统的外特性图。仿真参数为： 输入为6 0 0 v 直流电压，输出为2 2 0 v 5 0 i z 交流电压，额定功率为i k w ； k p l = 2 ，f 口l = 1 0 m s ，k 口= 0 0 1 5 ，k f = 0 2 ， 三角波幅值为1 2 v ，频率为6 k h z ，滤波电感为4 m h ，滤波电容为3 0uf 。 瞬时值控制逆变器技术研究 图2 - 2 0 采用电流s p v f i v i 控制调制技术的系统外特性 从系统外特性曲线可以看出，在上述的参数条件下工作，采用电流s p 哪控制调 制技术的逆变器具有很硬的外特性，系统负载从空载到满载，输出电压变化小于1 。 2 2 4 2 电流误差变化率 引= k b 警一到d t 令= u o s i n 耐，铲i 。s i n ( 纠枷) ，鲁“j 0 s ( 耐棚) ， 则等= 半或誓= 半 其中e 为输入直流电压，玑是输出电压幅值，是电流基准幅值，口是电感电 流与输出电压之间夹角，设负载为阻抗为例，阻抗角为伊 赣出电压 妒一口 “嚣 k 南京航空航天大学硕士学位论文 & 百d i g 一百d g = 竿( 舾1 卜巧豫筹国c 。s 删 = 竿一矾c c 圭一哿蛐删+ 首s 刎 = 竿刈。乒帮州首矿c o s ( o x - o 其中f = a r c t a n ( 旦一t a l l 口) ，s 为功率管开关信号，当s ：l ，功率管导通： 当s = 一1 ，功率管关断。 引m u ld i g 一= g i 巧c 和乒写函审， 由于电流s p 删控制中是电流误差信号与三角载波进行交截，当误差变化率大于 三角波的变化率时，在一个周期内会发生重复交截现象，从而导致功率管开关频率 增高和输出波形畸变。为了保证不发生这种现象，必须满足： 睫 “，时，q t 导通，q z 关断，“= + e 2 ； 当e ， 蜥时，q a 导通， q 。关断，“= + e 1 2 ；当一e ， 0 ，则p 州信号只有正脉冲；当电流误差信号巳 0 ，则 p w m 信号只有负脉冲。 。所慵乩= 兰 以。嗡勖z e 为了避免重复交截现象，俐 ( 3 7 ) 若要求误差信号与三角波交截过程不发生重复交截现象，三角波频率必须满足： 箱芦筝= = 鬲荨i 磊 4 u 7 ( 3 - 8 ) 从式( 3 7 ) ，式( 3 8 ) 和式( 2 1 9 ) ，式( 2 2 0 ) 的比较可以看出，电流控制中加上 负载电流前馈后，式( 3 7 ) 和式( 3 8 ) 中多tk ，q ，w s i n 妒一项，在同样的参数条件下， 矿 加上负载电流前馈后，电流误差的最大变化率提高，为了避免发生调制波与三角波 的重复交截现象，三角波频率应取得更高。 3 2 4 非线性负载分析 对采用电感电流反馈加负载电流前馈的电流s p 嘲控制调制技术的逆变器进行 仿真，仿真参数为：输入为6 0 0 v d c ，电感电流反馈系数k o = 0 5 ，负载电流反馈 系数k 0 ，= 0 2 ，电压反馈系数为0 0 1 5 。三角波幅值为1 2 v ，频率为6 k h z ， 滤波电感为4 m h ，滤波电容为3 0pf ，非线性负载为全桥整流性负载。 图3 - 4电感电流反馈加负载电流前馈的非线性负载输出电压 及整流桥输入电流仿真波形 从图3 - 3 和图3 一l 的比较看出，在电流控制中加上负载电流前馈后，非线性负 载的情况下输出电压波形质量有所提高，平头现象也有好转。 瞬时值控制逆变器技术研究 3 3 电容电流反馈性能分析 通过上一节可以看出，由于电感上的电流等于电容上的电流加上负载的电流， 所以当电感电流反馈参数等于负载电流前馈参数时，采用电感电流反馈加负载电流 前馈就相当于电容电流反馈。这样就可以直接对滤波电容电流进行采样反馈，而不 用对电感电流和负载电流两个信号进行采样和反馈，从而可以简化反馈电路，增强 系统可靠性。 3 ，3 1 稳定性分析 由式( 3 2 ) 可以看出，当翰= k o ，也就是直接采用电容电流反馈时，要系统保 持稳定，根据劳斯稳定判据，系统应该满足： f p i 气+ c k l a k d ) q + k i a k p f k 口) c l k i a k , f q 一9 ) 其中k 。，为电容电流反馈参数。 从式( 3 - 9 ) 与式( 3 2 ) 以及式( 2 一1 5 ) 比较可以看出，由于式中 墨型! 堑；= 。! 型鱼：o ，采用电容电流反馈方案的逆变器在稳定性方面比采用电感电流 反馈方案和电感电流反馈加负载电流前馈方案的逆变器略差。 3 3 2 外特性分析 从式3 4 看出，当采用电容电流反馈，即墨兰学= o 。可以得到 1 巧 ，c 南2 2 面l 岛动 ”南+ 翰砀一普) 2 + 岛一西2 ( 3 1 0 ) 由式( 3 - 4 ) 与式( 2 1 8 ) 和式( 3 - 1 0 ) 的比较看出，采用了电容电流反馈方案的逆变 器与采用电感电流反馈方案和电感电流反馈加负载电流前馈方案的逆变器相比，足。 较大，也就是占较小，外特性更硬。 3 3 3 电流误差变化率 对电容电流反馈方案进行电流误差变化率的分析，可以看出采用电容电流的反 南京航空航天大学硕士学位论文 馈方案相当于式( 3 7 ) ，式( 3 8 ) 中的等= 1 。 乩咄峰：塾 啮巧( 考+ 裔j ( 粤i n c o s 徊卵+ ( 2 s ) ( 3 1 2 ) e h 于式( 3 1 1 ) ，式( 3 1 2 ) 就是式( 3 7 ) ，式( 3 8 ) 中三 = 1 时候的特例，所以采 矿 用电容电流反馈方案的电流反馈技术电流误差的最大变化率较大，三角波频率也不 能选得过低。 3 3 4 非线性负载分析 对采用电容电流反馈方案的电流s p w m 控制调制技术的逆变器进行仿真，仿真 参数为：输入为6 0 0 v d c ，电容电流反馈系数j 0 = 0 5 ，电压反馈系数为0 0 1 5 。三 角波幅值为1 2 v ，频率为6 k h z ，滤波电感为4 m h ，滤波电容为3 0 uf ，非线性负载为 全桥整流性负载。 雕衿 _ e 鬓蓠 j 划 图3 - 5 电容电流反馈的非线性负载输出电压及整流桥输入电流仿真波形 从输出电压的仿真波形可以看出，采用电容电流反馈方案的逆变器在非线性负 载时输出电压波形非常理想，具有很强的带非线性负载能力。 3 3 瞬时值控制逆变器技术研究 3 4 本章小结 本章对采用电流s p w m 控制技术的电流反馈技术做了分析和比较。通过分析，可 以知道，采用电容电流反馈技术就是电感电流反馈加负载电流前馈中反馈系数等于 前馈系数的一种特例。采用电容电流反馈技术与电感电流反馈相比，系统稳定性有 所降低，系统外特性可以增强。由于电容电流技术后电流误差变化率比采用电感电 流反馈大，所以为了避免发生调制波和三角波的重复交截现象，采用电容电流反馈 要求三角波频率更高。通过仿真波形可以看到，采用电容电流反馈方案的逆变器在 非线性负载的条件下，有很好的输出电压波形。由于电容电流反馈技术能够反映负 载电流的变化率。所以电容电流反馈技术是对非线性负载要求较高的变换器( 如u p s 等) 可以应用的很好的电流反馈技术。 南京航空航天大学硕士学位论文 第四章采用电容电流瞬时值反馈的电流s p w m 控制 逆变器的研究 通过前面的分析，本文设计了一台采用了电容电流瞬时值反馈的电流s p w m 控制 调制方案的逆变器。并对整个逆变器进行了系统的设计和实验研究。 前两章已经分析过，采用输出电压和电容电流瞬时值反馈的电流s p w m 控制调制 方案的逆变器的基本控制原理为：输出电压和一个基准的正弦波比较后误差经过p i 调节作为电流内环的基准，这个电流基准与电容电流反馈值比较得到的误差经过放 大，作为调制波和个三角载波进行交截，产生s p w m 信号，控制功率管的开关。采 用输出电压和电容电流瞬时值反馈的电流s p w m 控制方案具有以下特点： 1 可以输出正弦性很好的电压波形。 2 功率器件开关频率固定。 3 有很硬的外特性。 4 带非线性负载能力强。 4 1 系统设计 。对整个逆变器进行系统设计，可以得到如图4 - 1 的逆变系统构成框图，由图可 以看出，整个逆变系统是由逆变主电路，采样电路，控制电路，驱动电路，保护电 路和滤波器构成。 出 图4 一】系统构成框图 逆变功率主电路是系统的核心，它主要实现电能的d c c