（电路与系统专业论文）无线射频接收器的设计与实现[电路与系统专业优秀论文].pdf

摘要 本文设计的是一个工作在i s m 频段的射频接收机。由于更注重系统的集成 度以及实用性，本文没有为其中的单个电路单元做特别的优化，而是在试着设计 一个有较高实用性的接收机系统。选择的是集成度较高的低中频接收机结构，其 中包括差分的低噪声放大器，混频器，多相滤波器，以及自动增益控制单元。这 些电路单元都会在论文中一一给予说明。 本文在设计电路的过程中就对芯片的测试给予一定考虑，采用的工艺是 t s m c0 1 8a r r t 一层p o l y 、六层金属的射频c m o s 工艺，芯片面积1 4 8m m 1 4 8 m m 。 虽然没有和基带处理芯片联合起来测试，其准确的误码率还不能确定，但对 其他的一些基本性能都进行了测试。 关键字：射频集成电路；射频接收机：低中频接收器：低噪声放大器；混频器 a b s t r a c t 0 u er a d i of r e q u e n c yr e c e i v e rw o r k e di ni s mb a n di si n t r o d u c e d t h ep a d e rt r yt o d e s i g na nu s a b l er e c e i v e r , a n df o e l i s0 1 1i t si n t e g r a t i o na n di t su t i l i t y s om o r et i m ei s s p e n to nt h ei n t e g r a t i o no ft h er e c e i v e ro t h e rt h a nt h ei m p r o v e m e n to no n eo ft h e s i n g l eb l o c k t h ea r c h i t e c t u r eu s e di sl o 、v - i fr e c e i v e li ti n c l u d e sd i f i e r e n t i a ll o w n o i s ea m p l i f i e r , m i x e r , p o l y p h a s ef i l t e ra n da g c a 1 1o ft h e s ec i r c u i t sw i l lb e i n t r o d u c ei nt h et h e s i s t h et e s to ft h er e c e i v e ri sc o n s i d e r e di nt h ep r o c e s so fd e s i g nt l l er e c e i v e r t h e p r o c e s su s e di st s m c0 1 8u mr fc m o st e c h n o l o g y i ti n c l u d e so n ep o l ya n ds i x m e t a l t h et o t a la r e ao f t h er e c e i v e ri s1 4 8m m + 1 4 8m m n l er e c e i v e ri sn o tt e s t e da l o n gw i t ht h eb a s e b a n dd s ra 1 1 dm eb e ro ft h e r e c e i v e ri sn o ts u r e h o w e v e rt h eo t h e rr fp a r a m e t e ri sm e a s u r e d k e y w o r d s ：r a d i o 矗e q u e n c yi n t e g r a t i o nc i r c u i t ；r a d i o 蠹e q u e n c yr e c e i v e r ；l o w - i f r e c e i v e r ；l n a ；m i x e r 4 第一章接收机系统选择 1 1c m o s 射频接收机发展现状 近年来，基于c m o s 工艺的射频集成电路发展强劲，它已经从学校和研究机 构的实验室走向了商业实用。蓝牙以及无线局域网等应用，它们的主要制造工艺 就是c m o s 工艺。而一些传统的系统如g s m 接收机和g p s 接收机，近来也越 来越多地采用c m o s 工艺。如日本的索尼公司就设计出了单芯片的基于c m o s 工艺的g p s 接收器，它不但包括了射频电路部分，而且包含了数字基带电路。 s i l i c o nl a b o r a t o r i e s 等公司都相继发布了完全基于c m o s 工艺的单芯片g s m 收 发器。到2 0 0 3 年年中为止，已经有三千万片基于c m o s 工艺的g s m 接收机被 集成到了g s m 手机中l l “。高集成度、高性能、低成本以及低功耗的c m o s 射 频接收机已经成为了一种发展的方向。 一直以来，国内的射频接收机之类的射频集成电路的研发都是在科研院校进 行的。近来各种不同的射频集成电路的商业产品也在不断出现，例如小灵通 ( p h s ) 方面以及电子标签( r f d ) 方面的产品。 1 2 课题研究的目标 用c m o s 工艺来实现单独的一个射频模块，例如实现低噪声放大器，这也 是很有意义的事情，也有很高的研究价值。而且，如果能够用c m o s 工艺来制 造出很高品质因素的电感，那也是非常有价值的一个课题。然而，本设计所针对 的是，在现有的商业通用的工艺条件下，如何能够实现一个性能可靠、价格便宜 的接收机系统。而且能够和数字部分集成在一起，达成一个完整的集成度很高的 解决方案。 为了达成此目标，在芯片的设计过程中，对接收机系统方案的整体性能进行 了行为级的验证，对关键模块如低噪声放大器和混频器进行了仔细的设计以及后 仿真，对整个接收机芯片用t s m c 的0 1 8 微米c m o s 工艺来实现，并且做了详 细的测试。通过本课题，希望能掌握设计的方法，以及能够由测试得到的反馈信 息为迸一步的研究提供方法。 论文大致的结构就是，第一章就是对系统简单的介绍，第二章到第四章就是 对具体模块的理论分析及仿真，第五章是测试结果及对测试结果的分析。 1 3 常用接收机架构的比较 1 3 1 超外差接收机 图1 1 超外差接收机结构图 图1 1 所示为一超外差接收机( s u p e r - h e t e r o d y n er e c e i v e r ) ，它是无线接收 器中最早被采用的，使用得也最为广泛的一种接收器。图中方框之内的部分是集 成在芯片内部的。射频信号经过2 次变频后，转换成中频信号送给低频模拟信号 处理模块进行处理，然后再送到数字信号处理模块进行处理。它用了很多片外的 声表面滤波器对干扰信号进行压制，其中在射频波段，就在低噪声放大器之前和 之后都有声表面滤波器，在混频器之后也用声表面滤波器来对镜像信号进行压 制。 超外差接收机的优点是它能很容易满足系统电气特性的要求，以及信道选择 性非常的高，然而超外差接收机需要用到很多外部的元器件，如声表面滤波器。 这样的系统集成度低，而且系统的成本也较高。 1 3 2 零中频接收机 本捱信号 蛩一 带通滤波器 图1 2 零中频接收机 图1 2 所示为一零中频接收机( z e r o i fr e c e i v e r ) ，它的原理很早就为人们 所熟知，只是由于它很难实现，一直未流行，直到近年来才重新得到重视。图中 方框之内的部分是集成在芯片内部的。它的基本原理就是，只通过一次变频就将 输入的射频信号转化为基带信号。针对超外差接收机需要很多外部声表面滤波器 来压制镜像信号的缺点，零中频接收机使本振信号与输入的射频信号具有相同的 频率，因此不存在镜像抑制的问题。 零中频接收机的优点是它所用到的外部元器件很少，因此具有很高的集成 度。然而，由于零中频接收机的输出会有d co f f s e t ，它与真正想要的输出信号 具有相同的频率，很难把它从想要的输出信号中分离出来。d co f f s e t 的原理可 以通过图1 3 及表达式1 1 来说明， 混频器 图1 3d co f f s e t 原理示意图 号 s k k = ac 。s ( ( 0 c o t ) + a c o s ( ，) ：华+ 垒竽c o s ( 2 0 1 ) l o t ) ( 1 1 ) 如图1 1 3 所示，本振信号会有一部分泄漏到混频器的输入端，这个泄漏的 部分会与混频器的本振信号进行混频。混频后得到的信号如表达式1 1 所示，会 有一个直流分量三兰l 盐，它就是d co f f s e t 。由于零中频接收机是直接将射频信 z 号转换为基带信号的，因此这个d co f f s e t 与有用的信号处在相同的频率，需要 将其消除掉。 1 3 3 低中频接收机 f 本振悟号 一整卜七蜒 带通滤波器 图1 4 低中频接收机 图1 4 所示为一低中频接收机( l o w i fr e c e i v e r ) ，它结合了零中频接收机 以及超外差接收机两者的优点。图中方框之内的部分是集成在芯片内部的。它不 需要片外的声表面滤波器，因此，它的集成度比超外差接收机要高，成本相应也 就较低。它与零中频接收机不同的是，它将射频输入信号经过1 次变频后，得到 的是低中频( 几百k h z 到几m h z ) 信号，从而没有困扰零中频接收机的d c - - o f f s e t 问题。但是由于镜像信号的问题依然存在，依然必须着重处理。 1 3 4 三种接收机架构的比较 三种结构各有优点和不足。取舍的关键在于对系统性能的期望以及成本的要 求。超外差接收机能很容易满足系统电气特性的要求，具有很高的信道选择性。 但是由于要用到很多的片外元器件，成本也较高。本文所期望的就是一种低成本， 高集成度的系统，因此，超外差接收机不可取。而低中频结构接收机以及零中频 接收机都具有集成度高的特点，然而低中频接收机的整个系统要比零中频接收机 简单，因为它的数字部分要比零中频接收机的简单。 基于对系统性能及成本的期望，低中频结构接收机在不影响接收性能的前提 下，大大提高了系统的集成性，而成本也可以接受，因此它不失为一种可行的选 择。 1 3 5 接收器的系统参数确定 对于接收机的设计来说，首先需要确定的是，准备设计什么样的系统，要达 到什么样的性能。也即确定系统的性能指标，系统的性能指标往往有很多不同的 表达方法。表1 1 所示就是一种系统性能指标的表达方式。 鬻辫纛 t d s c d m ai e e e8 0 2 1l bb l u e t o o t hi e e e 8 0 2 1 5 4 溪溢爨 1 7 8 5 1 8 0 52 4 0 1 - 2 4 6 22 4 0 2 2 4 8 02 4 0 2 2 4 8 0 j 多蛙秀或? 簿鼍t d m a ，c d m ac s m a c a f h s st d m a 鬻囊寨 2 0f h s s ：7 97 9 d s s s ：1 i 愁然 1 5 5 01 2 77 a c t i v e ；2 0 02 5 5 i n a c t l v e 精道宽度誊；答1 6m h zf h s s ：1 瑚z 1 m z4 m h z 澎。妻翼一萎黪溪i 螽i d s s s ：2 5 m h z j 谚4 蔑纛誊爨，q p s k s p s k f h s s ：g f s kg f s kg f s k 鬻鬻j 攀蓥鬻 d s s s ：d b p s k 、 簿i 誊蒸：霪蓊蓑 d q p s k c c k ：q p s k 稽输举j - i j j 婆臻3 8 4 k b p s 2 m b p s1 、2 、1 1 m b p s l m b p s 2 5 0 2 8k b p s 对于接收器的射频部分的设计来说，主要关注的是频段范围，信道宽度以及 传输率等等。正如表1 1 所示的那样，很多标准的频段范围是重叠的，而且信道 也不是理想的信道，干扰和噪声总是存在，因此传输中总是会出一些错误，因此 标准中也会给出误码率的要求。本系统参照蓝牙标准设计，列出一种适合射频前 端设计的指标如表1 2 所示。 表1 2 蓝牙的系统指标 灵敏度 - 7 0d b mo r b e t t e r 误码率 七 ，h 岫0 目- q a l 口，n = n i i、- e 轴 e w 噍，。! x 、 ； i _，i li_ ! 奄。弋、 i 。、 ，、 i o o i i i 图1 5 误码率与信噪比的关系曲线 由此可以得到在1 0 2 的误码率要求下，信噪比必须有2 1 d b 。( n o i s e f l o o r l 如表达式1 2 所示。 足= k t b ( 1 2 ) 对于1m h z 带宽的信道，热噪底就有一1 1 4d b m 。为了克服多径干扰，以及在 环境中的衰减，实际的设计往往比标准作的要高，本系统定的目标是8 5d b m 的 灵敏度。因此噪声系数如表达式1 3 所示，为6 d b 。 n f = 一8 5 一c n n o i s e f l o o r ( 1 3 ) 6 d b 的噪声系数的要求对于整个接收机的系统来说，非常的高了。有很多的 方法可以使之宽松一些。然后通过表达式1 4 就可以确定每一级电路的增益以及 噪声系数的值。 耻曩+ 等+ 嚣+ a ， 然后要确定的是线性度的性能。由表1 2 所示，就可以知道整个系统的i i p 3 至少要比- 1 0d b m 要高。本系统将其确定在0d b m 。由表达式1 5 就可以确定每 一级电路的线性度的要求。 上；上+ 且+ ( 1 5 ) i l p ，i i 冀、r i 9 1 最后还需要确定的是对干扰信号的压制特性。表1 2 所示，即明确给出了对 于扰信号的压制比率大小。在偏离中心频率3m h z 处应该有5 0d b 的压制。 系统建模是非常大的一个课题，由于时间的限制，本系统仅仅用了一种简单 的计算来解决它，具体的计算由于太烦琐，因此没有列出，但在后面各个章节给 出了具体的每级的性能要求。虽然它非常的简单，但是它是经过了实践检验的， 网络上可以下载到很多的基于这种简单计算的系统参数分配的软件。 第二章低噪声放大器的设计 低噪声放大器( l n a ) 是射频接收机的关键模块之一，其主要功能包括，一、 在输入端提供阻抗匹配：二、对接收到的微弱的射频信号进行放大；三、提供很 好的噪声性能，即在提供大的信号放大的同时，只增加很少的噪声。 2 1l n a 的一般描述 在窄带射频接收机中，l n a 一般是紧随天线或者带通滤波器之后。片外带 通滤波器对其负载的阻抗非常敏感，只有当负载的阻抗在2 5 到7 5 之间时，其 滤波的性能才比较可靠，而在天线之后，为了能够尽可能地接收能量进来，l n a 的阻抗也需要与天线的阻抗匹配，其指标就是阻抗匹配到使反馈的能量损耗在百 分之十以内。而且从经典的双端口网络理论来看，噪声性能与输入阻抗也有关系， 在一定的阻抗下，l n a 的噪声系数会在一定的输入阻抗的情况下为最优，而这 个阻抗值一般不会和能量最有效传输所需的输入阻抗一致。这就意味着要在噪声 性能和能量传输之间作一下折中。 l n a 在射频接收机中有非常重要的作用，因此对它的研究也很多。在关于 l n a 的研究文章中，用来进行研究的主要性能参数或者研究的侧重点包括，噪 声系数，线性度，多模应用，低电压低功耗等等。本文所研究的l n a 电路主要 侧重点也是噪声系数，同时兼顾功耗及实用性。 2 2l n a 的性能参数 l n a 有很多的参数可以用来表征其性能。其中主要的有散射参数，噪声系数 以及线性度等等。 2 2 1 散射参数 传统的射频放大器的设计都是基于散射参数和噪声参数的运用，这是因为这 些参数很容易测量，而在高频和分布式的环境下很难定义电压与电流。随着射频 集成电路的发展，对散射参数的依赖没有以前那么多，一个单芯片的无线收发器 中只有输入及输出两个端口要连到外部的5 0 欧姆阻抗，而l n a 恰恰是处在输入 端口，因此散射参数对它还是非常的重要。散射参数的含义可以依赖图2 1 及表 达式2 1 到2 7 来说明。 双端口网络的散射参数是用入射波( a l ，a 2 ) 以及反射波( b l ，b 2 ) 来定义的， 如图2 1 所示，a 1 和a 2 是在相应端口的归一化入射电压波或者入射电流波，而 1 4 b 1 和b 2 是在相应端口的归一化反射电压波或者反射电流波。 z g = 寸 + 万 t w o p o r t 1 v 1v 2 ： u n e t w o r k ，b l b 2 + _ 一 z l = z o 图2 i 双端口网络的散射参数表示 入射波和反射波都与端口电压和端口电流有关系，关系式如下所示 q ：等孕( ，1 ) 铲专芹u 刨1 6 i ：簪( 剐，1 ) 2 z o 、 一 ( 2 1 ) ( 2 2 ) 其中z o 是参考阻抗，这些定义中假定了z o 是实阻抗，在大多数实际的射频 系统中，z o 是5 0 欧姆。 散射参数用来表示这些入射波和反射波的关系，关系式如下所示， 阱匮就 眨s ， 散射参数的含义可以很快地从定义中得出来 s 。：且( 吒：o ) q ( 2 4 ) s 1 l 它表示的就是为，当输出端口阻抗匹配时的输入反射系数； 墨，：蔓( 口：；o ) ( 2 5 ) 口i s 2 1 它表不的就是，当输出端口阻抗匹配时的正向传输增益； & 2 ：b _ l ( q ：o ) u 2 $ 2 2 它表示的就是，当输入端口阻抗匹配时的输出反射系数； s ：且( q ：o ) ( 2 6 ) ( 2 7 ) s 1 2 它表示的就是，当输入端口阻抗匹配时的反向传输增益： 2 2 2 噪声参数 噪声因子( n o i s ef a c t o r ) 是系统引起的信噪比的降低的一种量度。它的具体 定义可以用表达式2 8 来表达。 f = ( ) 。 ( ) 。 ( 2 8 ) 在本文中一般是用噪声系数( n o i s ef i g u r e ) 来度量噪声性能，它是噪声因子 的分贝的表示形式。它的具体定义就如表达式2 , 9 所示。 n f = 1 0 l o g ( f ) 2 2 。3 线性度 ( 2 9 ) 用来度量线性度的参数一般是1d b 压缩点( c p l ) 和三阶交调点( i p 3 ) ，它 们之间的关系可以用表达式2 1 0 来表示。由于它们之间是相关的，本文仅采用 i p 3 来度量线性度。 p 3 = c p l 9 ，6 4d b( 2 1 0 ) 对于一个非线性系统，如果它的传递函数能用表达式2 1 l 来表示，那么其i p 3 的具体表达式就是2 1 2 。具体的推导可以参考文献1 】1 2 】1 3 】f 10 1 。 y = 盘o + q x + 口2 x 2 + 口j x 3 + ( 2 1 1 ) p 3 ：坦旦 v3 码 ( 2 1 2 ) 如果这个非线性系统是一个运放，那么吼就是其输出信号的直流分量，而q 就是其线性增益，而其他的系数就表示了其失真的情况。 2 2 4 其他的参数 动态范围( d y n a m i cr a n g e ) 可以用来表示l n a 最大和最小可以处理的信号， 而灵敏度就是表示可以处理的最微弱信号的能量。还有两个对l n a 来说比较有 用的参数就是稳定性参数和最大能提供的增益。稳定性参数可以用表达式2 1 3 及2 1 4 来表示，最大能提供的增益可以用表达式2 1 5 来表示。这些表达式中的 散射参数是由表达式2 4 到2 7 定义。 心j = i s 。是：一是，s 1 ：l ( 2 1 3 ) 丘：! 二刚：幽：! 箜e 2 i 足。s i 2 卟隅 ( 2 1 4 ) f 2 1 5 ) 稳定性参数衡量l n a 是否易于振荡，而最大能提供的增益表示的是理论上 l n a 能够提供的最大增益。 2 3l n a 的设计指标 参照b l u e t o o t h1 2 关于射频接收器的标准，采用t s m c0 1 8u r nc m o s 工艺 设计了l n a ，由标准确定的主要设计指标如表2 1 所示。 表2 1l n a 设计指标 。薯一：爱电薅单竞鍪臻i 鬻爱耋羔= 。、矮m | 曩，搿譬+ ：；爹觋。盼羹寸薯砻葛季警。毒羔誊童t ；滞掭量譬“囊。警v 1 1 增益i 4 d b 1 8 d b 低噪声放大器 噪声系数 3d b 输入阻抗 5 0 欧姆 2 4l n a 的电路设计 低噪声放大器主要由输入匹配网络、放大级以及输出谐振电路组成。因为是 在单芯片内集成，所以输出电路没有必要象输入端一样匹配到5 0 欧姆。当然也 有这样做的系统，这就是所谓的5 0 欧姆接收机系统。因此，本系统也就是非5 0 欧姆的接收机系统。 首先，输入匹配网络的选择取决于应用。如果系统对性能要求很高，而对价 格以及集成度等要求不是太高，完全在片外做匹配比较适合。而本系统对价格、 性能以及集成度都有较高的要求，因此，选择的是片内加片外的匹配网络。输入 匹配网络电路图如图2 2 所示。 l s 图2 2 输入匹配网络 在图2 2 中，气是片外的电感，l 。是f l - 内的螺旋电感，它就是采用的t s m c 提供的标准电感。如图2 2 的左半部分所示。它们与射频n m o s 管的栅源寄生电 容l 鼬一起，形成一个电感电容串联谐振网络。其谐振频率如表达式2 1 6 所示。 ，：l 一 ( 2 1 6 ) “2 石( 厶+ 丘) 巳 由表达式2 1 6 可知，由和l 。以及巳就完全可以确定谐振的频率， 用片外的电感就增加了一个设计的自由度，这就是用到片外电感的第一个原因。 那么图2 2 友半部分所示的匹配网络能否简化成图2 2 所示的右半部分所示的电 感电容谐振网络呢? 这种等效是不对的，虽然它们具有相同的，如表达式2 1 6 所示的谐振频率，但是它们所给出的阻抗不一样。无源的电感电容谐振回路，其 谐振点上的阻抗就是毽+ 足( 当偏置电阻r 足够大时) 。r g 是输入寄生电阻 以及片外电感的寄生电阻的总和，兄是片内的螺旋电感的寄生电阻，这两个电 阻都是寄生电阻，都是设计者无法控制的小电阻，不符合阻抗匹配的要求。而具 有有源器件即射频n m o s 管的输入匹配网络就具有不同的阻抗特性，由于电感 三。使电流相位滞后，从而产生一个实阻抗部分 2 1 ，其值可以被设计人员很好的控 制。其谐振后阻抗的实部如表达式2 1 7 所示。 r e ( z i ) = 争t + b + r 心1 7 l 一芦 g ， ( 2 1 8 ) 执= 旦 。1 7 1 巳 表达式2 1 7 和表达式2 1 8 一起就表示，输入阻抗仅仅与嘶和t 有关，r 和 r g 相对来说比较小。 输入匹配对于本设计这种窄带通信系统来说，实际上就是一个射频的一阶带 通滤波器，选择让带内的射频信号通过，而对离它的频率比较远的信号有一定的 压制。而对于那些多模的应用，由于有多个频段，因此需要多阶多通带的带通滤 波器。输入匹配网络不同，低噪声放大器也不同。 其次，放大级电路的选择要综合考虑各种可能的影响。由于噪声的原因，本 设计没有选择共栅电路f 2 l 。当然源极跟随结构也不可取，因为它不能提供足够的 增益。本系统选择的就是共源放大器电路，由于m i l l e r 效应的影响和一定反向隔 离度的需要 2 】i m 】，还需要用两个n m o s 管级联来实现放大。两个n m o s 管之间 有不小的电容，它会产生一个很低的极点，对增益有一定的影响。如果象图2 3 所示那样，用电感来与这个电容谐振，那么增益会有一定的增加，但是由于这样 做的代价太大，因此没有采用。 图2 , 3 消除寄生电容影响的一种方法 在实际设计中，不可能花费这么大的代价去消除这些寄生电容的影响，这实 际上也就是在实现输入管m 1 和仅仅作为隔离用的m 2 管之间的匹配。 作为放大器，就有差分放大器和单端放大器之分，它们各自都有优缺点。单 端放大器的优点就是面积和功耗都要小一些，而缺点就是对共模信号的抑制作用 不如差分的好，因此较容易受衬底耦合过来的噪声的影响。而且不容易预先估计 b o n d w i r e 的电感值以及寄生参数。但是如果有很好的b o n d w i r e 模型，那么单端 低噪声放大器可以做成如图2 4 所示的样子，完全不需要用片内的螺旋电感，而 且b o n d w i r e 电感的品质因数一般来说要比片上螺旋电感的要高。图2 4 中l p 和 k 以及l d 均为b o n d w i r e 电感。 1 9 r f 图2 4 单端低噪声放大器 双端低噪声放大器由于可以将压焊点处看成虚地点，因此可以消除b o n d w i r e 电感及一些寄生的影响。而且双端低噪声放大器也可以很方便地产生后面并行模 拟信号处理所需要的差分信号。因此双端低噪声放大器的优点也就在于，对工艺 的依赖要小一些，而对衬底耦合过来的噪声有更好的压制作用。缺点就在于功耗 和面积都比较大。 最后，由于本系统不是5 0 欧姆的接收机系统，因此输出谐振电路也就没有 必要与5 0 欧姆来匹配。输出谐振电路就是如图2 _ 3 所示的那样，依靠厶电感和 寄生电容以及耦合电容所形成的匹配网络。 完整的电路图如图2 , 5 所示，偏置电路也包括在其中。 图2 5 低噪声放大器电路图 在图2 5 中，r fi n + 和r fi n - - 是输入的相互反相的射频信号，由于天线 过来的信号是单端的，因此需要在天线与低噪声放大器之间加一个单端到双端的 转换器，在仿真时，这个转换器的增益损耗也会考虑进去。o u t + 和o u t 一是输 出的差分信号，m 1 和m 2 尺寸相同，m 3 和m 4 尺寸相同，它们都是用于放大级 的n m o s 管。乓是片外电感，t 以及厶都是片内标准的螺旋电感。电阻r 以 及m 5 组成偏置电路，联立方程2 1 9 和2 2 0 就可以求出偏置电路所提供的电流 的大小。 l = 去以c o 争( ，一) 2 ( 2 1 9 ) ，= 一r m 1 和m 2 中的电流如表达式2 2 1 所示。 叱= 路厶 ( 2 2 0 ) ( 2 2 1 ) 如表达式2 1 7 和2 1 8 所示，输入阻抗与输入m o s 管的特征频率畸以及t 有关，而特征频率正比于偏置电流的平方根。园此电流的选择与输入匹配有关， 而且流过m o s 管的电流越大，相应地嗓声系数也能做得更低 2 ，这也就是一个功 率与噪声系数等参数的一个折中的问题【1 心。为了理解的方便，把参考文献 2 】申 的噪声系数与特征频率坼的关系直接引用过来，如表达式2 2 2 所示。 小去罢厮丽 2 5l n a 的模拟结果 s - p g r o i - f l e t rr e s o o n s e 一 1 5 1 0 o ? 5a r _ 0 0 - 50 1 盘 2 _ 2 - 2 g2 4 g f r e q ( 。6 g 2 8 g3 图2 6 l n a 的s l l 和8 2 1 的仿真结果 图2 6 给出的是表征l n a 的输入匹配和增益大小的仿真结果。s l l 表征了 l n a 的匹配状况，由于本文采用的是差分结构，所以l n a 的输入是与1 0 0o h m 进 亍匹配的，仿真得到的s l l 是一1 4 2d b ，也就是只有不到百分之二的能量被 反射回来，这与百分之十的损耗的要求相比是一个不错的结果。s 2 i 有1 4 9 9d b ， 这也在表2 ，1 给定的范围之内。 口0 号一1 0 一2 日 一2 日0 - 2 4 日 口一2 b0 - 5 2 0 s - p a r a m e t e rr a s p o n s e 图2 7l n a 的s 1 2 和$ 2 2 的仿真结果 图2 8l n a 的噪声系数仿真结果 线蔼勰燃鬻勰警啾札l 的 图2 9l n a 的线性度仿真结果 第三章混频器及多相滤波器的设计 在射频接收器里，混频器及滤波器都是必不可少的部件。一般的线性时不变 系统是不能进行频率转换的，这时就必须用到混频器。混频器完成频率转换，滤 波器完成镜像信号的抑制，以及与混频器一起完成信道选择的功能。 3 1 混频器及多相滤波器的一般描述 本文在实现低中频射频接收器时，由于在进行混频之前没有用带通滤波器来 进行滤波，因此，需要混频器及多相滤波器结合起来实现镜像抑制。多相滤波器 的位置处在混频器的后面，处理的信号属于降频后的中频信号，这样就不需要用 片外滤波器，有利于提高系统集成度。 3 1 i 混频器的一般描述 混频器核心的工作原理是将两个输入信号在时域上相乘，这在频域上表现为 频率相加减，从而达到频率转换的目的。我们可以通过下面表达式来理解这一关 系【1 3 1 ， ( a c o s c o ，t ) ( b c o s o 。2 t ) = 争c 。s ( c o 。- 0 3 , 2 ) t + c o s ( ”蚴m ( 3 1 ) 两者在时域上相乘的结果在频域上就表现为频率的相加和相减，输出信号的 幅度与输入的射频信号的幅度以及本振信号的幅度成正比。因此，如果本振信号 幅度为常数，那么输出信号的幅度就会与输入的射频信号成正比。 由于在射频接收器里，混频器的作用就是要将射频信号转换成中频信号，以 方便后面的电路进行处理。而混频器不但产生了频率上相减的，即频率较低的信 号，而且也产生了频率上相加的，即频率较高的信号。因此，在混频器的后面需 要跟上滤波器来过滤掉这个较高频率的信号。更为关键的是混频器会把镜像信号 也转换为信道内的中频信号，从而无法再把它从所需信号中过滤掉。镜像信号也 就是与射频输入信号关于本振信号对称的一个信号，它来源于工作在同一频段的 设备的干扰，以及各种噪声。这一过程可以通过图3 1 来说明。在图3 i 中，有 用的信号与镜像信号是关于本振信号对称的，经过混频器后，它们都会产生信道 内的信号。往往实际的情况是镜像信号的能量比有用的带内信号还要强，正如表 达式3 1 所描述的那样，当本振信号幅度为常数时，输出信号的幅度就会与输入 的射频信号成正比。因此镜像信号转换过来的带内信号就会比有用信号转换过来 的带内信号能量要强，从而淹没掉有用的信号。所以在把信号交给中频电路以及 后面的数字信号处理模块进行处理之前，一定要对镜像信号进行一定程度的抑 制，在本文中，多相滤波器就是完成这样的功能。 图3 1 混频器原理示意图 为了产生能使多相滤波器信号处理的多相信号，混频器也需要用到模拟的并 行信号处理技术，这时的混频器的本振输入是正交的本振信号。这样的混频器在 频域中就表现为复数信号的相加减，这一过程可以用图3 2 表示出来 3 1 。在图3 2 中，有用的输入信号用实线表示，而镜像信号用的是虚线表示。由于本振信号是 正交的信号，因此其在频域上只有正频率分量。其他的虚线则表示了频率转换的 一种过程，相同的虚线模式表示它们指向的信号在频域相加。例如，本振信号和 有用信号的负频率部分具有相同的虚线模式连接，它们相加就得到了混频后的有 用信号。 镜像信号 负频率部 图3 2 混频器在复频域中的原理图 一般的实信号在数学表示上，既有正的频率分量，又有负的频率分量。例如 一个正弦信号就有一对正负频率的分量，如表达式3 2 所示。 s i n ( c o t ) = e i c 。t 西_ e 一- i o ) t ) ( 3 、2 ) 而用到了模拟并行处理技术后，正交的本振信号既有正弦信号，又有余弦信 号，那么信号就只有了正的频率分量，如表达式3 - 3 所示。 + f 木 g ，i o ) t = c o s ( o ) t ) s i n ( c o t ) (332 l j jj 由表达式3 - 3 也就可以知道在混频器中本振信号就只有了正的频率分量。又 由图3 2 可知，混频后的中频信号中，镜像信号所转换过来的部分与有用信号转 换过来的部分就很明显的区分开来了。 3 1 2 多相滤波器的一般描述 多相滤波器的作用可以参照图3 _ 3 来说明。图3 3 是图3 2 中频率转换后得到 的中频信号的一个复制，它主要是要说明多相滤波器应该具有怎么样的传输函 数，也就是说明多相滤波器的作用。多相滤波器的作用就是要对正频率部分的信 号进行放大，而对负频率部分的信号进行压制，同时也压制高频部分的信号。因 此，它的传输函数就类似于如图3 3 所示的虚线，是一个复频域的带通滤波器。 信亏喝发 + ，一 十 ? 】 【、l：l j 图3 3 多相滤波器的传输函数示意圈 3 1 3 混频器及多相滤波器的设计指标 根据射频接收器系统的要求，确定出来的主要设计指标如表3 1 所示，采用 的工艺是t s m c01 8u l l lc m o s 工艺。 表3l 混频器及多相滤波器设计指标 转换增益 6d b 混频器噪声系数 2 0d b u p 3 l od b m 镜像信号压制( - 1 5m h z ) 2 , 0d b 多相滤波器 带内信号增益( i ，5m h z ) 2 0d b 3 2 混频器及多相滤波器的电路设计 3 2 1 混频器的电路设计 混频器有很多的参数可以用来衡量它的性能，如转换增益、噪声系数，线性 度以及隔离度等等。在整个射频接收器中，混频器的线性度对整体的性能影响较 大，因此本文着重于改进棍频器的线性度。其他的指标如噪声系数等也非常重要， 当然也会针荆这些技术指标会对电路进行适当的优化。 混频器在某种意义上来说是一种非线性的系统，用很多的非线性元件例如二 极管等都能设计出来混频器，在本系统中有两种类型的混频器符台要求，一种是 有源混频器，另外一种是无源混频器，它们都是基于g i l b e r tc e l l 单元的混频器。 有源混频器的特点是增益比较大，一般可咀达到1 0 d b 左右，噪声系数也可以做 得比较低，采用有源混频器可以降低对系统对低噪声放大器增益的要求，而且这 样也可以降低后面一级电路对噪声性能的要求。如图3 4 所示，这是一个简单的 单端有振混频器示意图】l 0 是本振信号，v i n 是输入的射频信号。m 1 管的漏 源电流是受输入的射频信号控制，它是处于饱和区的，而m 2 管和m 3 管受输入 的本振信号的控制，它们是被当作开关管来应用的。电感l 用来提高线性性以及 用来作输入阻抗匹配用。 v 图3 4 单端有源混频器 无源混频器与有源混频器的区别就在于有无转换增益，无源混频器由于有增 益损耗，因此对低噪声放大器和后面各级的嗓声性能要求要高一些。如图3 5 所 示的那样，把一个简单的m o s 管当作开关管用，就构成了无源的混频器【4 a 。 乙 v 图3 5 无源混频器 如果输入到本振的是一个方波信号，也就是把m o s 管完全当成开关管来用， 其混频特性的出现就来源于，开关管实际上就是一个乘法器，而方波信号具有很 丰富的频谱，因此能混频得到所需的频率。无源混频器的最大优点就是它的线性 度好，因为m o s 管工作在线性区，漏源两端看上去就是一个电阻，输入信号到 输出信号的传输路径相当于就经过了一个电阻，所以它的线性度会比较好。而同 样是因为输入信号到输出信号的信号通路中有一个电阻，所以它的噪声系数性能 会变差。但由于在整个射频接收器系统的设计中，对混频器的线性度的要求比噪 声性能的要求高，因此，适当地用一些噪声的代价来换取线性度是可以接受的， 所以本文将选用无源混频器的结构。所选用的无源滤波器的电路图如图3 6 所 不。 图3 6 无源混频器电路图 图3 6 所示的无源混频器的原理与图3 5 所示的无源混频器的原理一致。图 3 6 中包含了相互正交的两路本振信号，相互反相的三0 一，+ ，l o 一，一两个 i n - p h a s e 信号，以及相互反相的l o q + ，l o q 一两个q u a d r a t u r e p h a s e 信号， 可以简单的记做i 、0 两路信号。图3 , 6 所示的无源混频器主要是产生便于多相 滤波器处理的i 、q 两路中频信号口一，+ 和伊一，一以及伊一q + 和伊一q 一，以 方便利用复频域信号处理的方法。图3 6 中的b i a s 表示偏置电压，r f + ，r f 一表 示相互反相的已经经过低噪声放大器处理后的射频信号。 为了推导无源混频器的一些相关公式，简单起见，仅仅只考虑i 或者q 一路。 如果所输入的本振信号是一个很好的余弦信号a c o s ( c o o t ) ，那么它的传输函数就 如表达式3 6 所示。 圪d ( ) = n - a 8 ( c o + c o o ) + 占( 国一c o o ) ( 3 4 ) 圪“( f ) = ( f ) 圪o ( f ) ( 3 5 ) ( c o ) ：去( 国) ( 彩) ：- 等r ( c o + c o o ) + 鲁扣一) ( 3 6 ) 一，_厶 表达式3 4 到3 6 显示了一个推导的过程，在3 6 中，最后一项才是接收机 的混频器所要得到的中频信号。由表达式3 6 和3 5 可以得到混频器的增益如表 达式3 7 所示。 g a i n = 2 0 + l o g ( 鲁0 = 一6 0 2 + 2 0 + l o g ( a ) ( 3 7 ) 由表达式3 7 可知，混频器的转换增益与本振信号振幅的分贝值成线性关系， 本振信号的振幅每增加一个d b ，混频器的转换增益就增加一个d b 。当然这个关 系也有一个限度，本振信号的振幅不可能无限增加下去，它会受到所使用电源电 压的限制，以及混频器的m o s 管所能承受的电压的限制。而且本振信号的振幅 太大了，频率综合器也很难做，其振幅大小必须通过整个系统性能的要求来决定。 由于无源混频器中，m o s 管的沟道电阻直接处在信号通路上，因此其噪声 的模型可以用图3 7 所示的模型电路图来表示【4 ”。 一= 图3 7 无源混频器的噪声模型 由图3 , 7 所示的简单的无源混频器的噪声模型，再结合图3 6 所示的无源混 频器电路图，可以求得一个简单的噪声系数如表达式3 8 所示。 坩= 1 0 * l o g c “鲁+ 嚣， c ， 由表达式3 8 可以知道，负载电阻可能是主要的噪声源，而无源混频器往往 也需要一个较大的电阻来实现电流到电压的转换。而且还可以从表达式3 8 知道， 本振信号的振幅提高也会对无源混频器的噪声系数的改进有所好处。 以上所有的推导都有一个大的前提，那就是本振信号是一个很好的余弦信 号，而实际上的本振信号在载波附近会有很多的毛刺( s p u r ) ，这些都会对整个 系统的噪声性能有很大的影响，这会直接影响系统的灵敏度。因此在设计混频器 时需要把这些因素都考虑进去，往往这些因素会成为主要矛盾所在。 3 2 2 多相滤波器的电路设计 多相滤波器也有有源和无源之分，无源的多相滤波器一般是带阻滤波器，而 在接收机系统中需要的是带通滤波器，因此选择的滤波器是有源多相滤波器。 滤波器的设计方法现在比较的成熟了，一般是先确定需要的性能是什么，也 就是确定设计的指标( s p e c i f i c a t i o n ) 。然后通过设计滤波器的软件来模拟，确定 这样的滤波器能用什么样的结构来实现。 由表3 1 所示的指标，以及系统对于滤波器的时域特性和频域特性的要求， 可以初步确定必须用b u t t e r w o r t h 滤波器来实现，而且希望是五阶以上b u t t e r w o r t h 滤波器。由软件可以很快地得出这个b u t t e r w o r t h 滤波器的零极点分布情况。零 极点的分布如表3 2 所示。 表3 2b u t t e r w o r t h 滤波器的零极点分布 极点的位置h z 2 2 4 1 4 e 5 + i6 8 9 8 3 e 5 嘲p 7 尊”强嚣s t 譬囊i 鎏鬻一? 警鬻口：澎爨j l 学j 2 2 4 t 4 e 5 一i6 8 9 8 3 e 5 fp 3 臻穗囊撩鞭i 嚣蔼；* g 黪黪l 鬻赣一7 2 3 6 2 e 5 i i ：p _ d | j 善器：；巍”搀女i $ 繁# ! 嚣戆一? 黧黼蔫 5 8 8 0 5 e 5 + i4 2 7 1 3 e 5 b p s ”。j ，i - 韪“赫。：t ”n + c x o 娥i 0 瓣；j g 嚣矧 5 8 8 0 5 e 5 一i4 2 7 1 3 e 5 为了方便与后面的多相滤波器零极点分布的比较与说明，将b u t t e r w o r t h 滤波 器的零极点分布用m a t l a b 画在图3 ，8 中，以给出一种形象的比较。 图3 8b u r r e r w o r t h 滤波器的极点分布图 根据这个极点分布，就可咀在m a t l a b 中作出其幅频响应曲线如图3 9 所 示，同样为了比较的方便，其传输函数是从负频率到正频率的范围内作出的。 图3 9b u t t e r w o r t h 滤波器的幅频响应曲线 由图3 9 可以知道，这种传统的，极点分布对称的b u t t e r w o r t h 滤波器的幅频 响应曲线是关于虚轴对称的。这样的滤波器可以让正频率的部分信号通过，同样 它也会让与之对称的负频率的部分信号通过。不能达到所期望的多相滤波器那样 的特性，即对负频率部分全部压制。 同样通过图3 9 可以知道，如果能够将传输曲线