（电力电子与电力传动专业论文）软开关三电平直流变换器的研究.pdf

西南交通大学硕士研究生学位论文第1 i 页 a b s t r a c t i km o s ti m p e r t a n ta d v a n t a g eo ft h et h r e e - l e v e l 仃l ) c o n v e r t e ri st h a tt h e s w i t c h e ss u s t a i no n l yt h eh a l fo ft h ei n p u tv o l t a g e 喇t ht h cr e d u c e do u t p u t 丘l t e r i n d u c t a n c e , s oi t i sv e r ys u i t a b l ef o rh i g hv o l t a g ea p p l i c a t i o n s f u - b r i d g e0 m ) c o n v e r t e ri sw i d e l yu s e di nh i g hp o w e ri n d u s t r i a la p p l i c a t i o n s t h u s ，t h ef b1 1 l c o n v e r t e r w i l l i n h e r i t t h e m e r i t s o f b o t h t h e t l c o n v e r t c r s a n d f b c o n v e r t e r s i nt h i sd i s s e r t a t i o n , t h eo p e r a t i o np r i n c i p l ea n dt h ee q u i v a l e n tc i r c u i ts t r u c t u r e s i nd i f f e r e n tp e r i o d so ft i m eo ft h en o v c lz v sp w mt lc o n v e r t e ra r ea n a l y z e d 1 1 璩 i n p u ta n do u t p u tc h a r a c t e r i s t i c so ft h ec i r c u i ta r ed e r i v e d a n dt h eq u a l i f i c a t i o na n d t a c t i co fa c h i e r i n gs o f t - s w i t c h e da g ea l s od e r i v e d b a s e do nt h ea b o v ea n a l y s e , t h ep a r a m e t e rc h o i c eo ft h em a i nc o m p o n e n t sa n d t h em e t h o do fp w mc o n t r o la r ea n a l y z e d 1 1 s m a l l s i g n a lm o d e l c l o s e - l o o pb l o c k d i a g r a ma n dt r a n s m i s s i o nf u n c t i o n so fz v sp w m1 1 lo fc o n v e r t e ra r ed e r i v e df o r t h ef i r s tt i m e i to f f e r st h e o r e t i cf o a n d a t i o no ft h ec l o s e - l o o pd e s i g no nd e t a i lc i r c u i t n ce m u l a t i o nr e s u l tp r o v e s 也a tt h ec i r c u i ts t r u c t u r ea n dc o n t r o lm e t h o da r e v a l i d t h cd e s i g na n da n a l y s e so fc o m p e n s a t o ra l ec a r d e do u tw i t ht h ee m u l a t i o n d a t ao fc o n v e r t e r a tl a s tt h em e t h o do fp w mc o n t r o la l ea n a l y z e d k e y w o r d e ：t h r e e - l e v e lf u l l - b r i d g e c o n v e r t e r z e r o - v o l t a g e s w i t c h p h a s e - s h i f t s m a l l - s i g n a lm o d e l 西南交通大学硕士研究生学位论文第1 页 1 1 课题的研究背景 第1 章绪论 目前国内城轨交通( 包括地铁、轻轨和磁浮车) 都是把城市公用电网的电能 通过中心变电所降压、牵引变电所再次降压并整流送到接触网，受流器再从接 触网取能供车辆使用接触网一般都为高压直流系统。这些车辆上除了供电机 驱动的主逆变电源外，还有给辅助设备供电的辅助电源系统。辅助电源系统电 气设备较多，结构较为复杂，其电源可靠性和可用性对整辆车安全可靠运行有 很大的影响，同时，其体积和重量也影响到整车的运行，因此辅助电源系统也 是整车的关键。 辅助电源系统为低压直流系统，从高压到低压的d c d c 交换器输入电压高， 输出功率大，需要设计合适的高电压大功率直流变换器。目前许多国外生产商 已能提供额定值为6 0 0 0 v 6 0 0 0 a 的高压大功率g t o ，而i g b t 的研制水平也已达 到3 3 0 0 v 1 2 0 0 a 但在很多时候，传统的两电平电压源变换器拓扑，仍然不能 满足人们对高压、大功率，尤其是高频化的要求，况且，采用代表最高工艺水 平的大容量功率器件，对电力电子装置的成本也是一个很大的挑战，所以人们 还是希望能够采用相对小功率的器件，通过适当的电路拓扑和控制方法，实现 高频化的高压大功率变换。在中高电压大功率d c d c 换器中，主要采用三电平 变换器拓扑。在这种电路中主功率开关仅承受直流母线电压的一半，所以特别 高压大功率场合 1 2 三电平直流变换器 1 9 8 1 年日本的a k i r an a b a c 教授提出了中点钳位逆变器 ( n e u t r a l - p o i n t - c l a m p e di n v e r t e r ，n p c 逆变器) ，如图1 1 ( a ) 所示，它是在 传统的三相桥式逆变器中增加了虚线所示的两个分压电容，在每一桥臂增加了 两只开关管和两只中点箝位二极管该逆变器每个桥臂的输出可以得到v g 、 y g 2 、0 三个电平，如图1 1 ( b ) 所示，因此该电路也称三电平逆变器 ( t h r e e l e v e li n v e r t e r ，t l ) 逆变器传统的逆变器每个桥臂只能输出v g 和 o 两个电平，故可称为两电平逆变器与两电平逆变器相比，t l 逆变器大大减 小了输出电压中的高次谐波；同时该电路还有另一个优点：开关管应力为输入 电压的一半。 近年来，在中、高电压大功率变换技术中，串联多电平电压型变换得到了 西南交通大学硕士研究生学位论文第2 页 q 。白- j 屿塑 0 厂 l = 2 莉舯御 0 u n 0 广 0 选 3 d 伤，fj 0 蹦 且q i i 厂 鸭3 o i v l = - 了 叼 - 占 j q ： =一 一 七， ( a )( ” 图1 - i ( a ) 主电路( b ) 主要波形 广泛的重视，这是由于多电平变换技术能使功率开关的电压等级成倍下降，低 电压器件能够用于高电压场合。例如在p f c 和d c d c 二级变换方案中，三相p f c 往往把输出电压定在8 0 0 v 左右，若d c d c 部分采用三电平方案，则选用5 0 0 v 耐压的开关器件就足够了，这样有利于减小开通损耗和通态损耗，提高效率， 降低成本三电平变换器除了可以工作在p 刚硬开关状态外，通过采用移相控 制技术，可使上开关和下开关工作于零电压开通、电容缓冲关断的软开关状态。 传统的三电平变换器可以这样理解：图l _ 2 ( a ) 是一个半桥变换器 ( h a l f - b r i d g ec o n v e r t e r ， 变换器) ，其开关管上电压应力为输入电压。为 了降低开关管的电压应力，可以用两只管串联来代替一只开关管，如图卜2 ( b ) 所示。但是由于相互串联的两只开关管的特性有可能不一致，同时其驱动电路 特性也可能不一样，因此当两只开关管关断时，它们所承受的电压可能不相等， ，、， 一只开关管的电压高于粤，而另一只开关管的电压则低于- = 。为了确保两只 2 z 、， 开关管所承受的电压均为二，可以加入两只中点箝位二极管d ，和d 。，如图 2 1 - 2 ( c ) 所示 准确而言，上述变换器应称半桥( h a l f - b r i d g e ，船) t l 变换器。其输出滤 波器上的电压为两电平波形，只是因为其桥臂是1 个三电平桥臂，所以称之为 三电平变换器。文献 1 0 将皿t l 变换器在直流变换器拓扑上加以推广，得到 了一簇t l 直流变换器。其中包括b u c k 、b o o s t 、b u c k - b o o s t 、c u k 、s e p i c 、z e t a 六种非隔离的t l 变换器，以及隔离的正激( f o r w a r d ) 、反激( f l y b a c k ) 、推挽 ( p u s h - p u l l ) 、髓、f b 和复合式全桥( h y b r i df b ，h - f b ) t l 变换器。这些变换 器开关管的电压应力为其原型电路的一半，其中6 种非隔离的t l 变换器、f b 和h f bt l 变换器还可以得到三电平波形，大大减小滤波元件的大小文献 4 1 将多谐振变换器的概念引入t l 变换器，提出一族z v s 多谐振( m u l t i r e s o n a n t ， 西南交通大学硕士研究生学位论文第3 页 m r ) t l 变换器，使开关管和二极管的结电容以及变压器漏感得到利用 图卜2 驴t l 变换器推导 全桥直流变换器由于结构上的优势使其在中大功率的开关电源中应用较 多。对该变换器进行三电平拓扑变换，可以使之工作在输入电压更高的场合， 变换效率更高，进一步拓宽了它的应用范围。同样，三电平拓扑变换离不开开 关管的成倍增加，由此带来了新的控制方式从中找出最佳选择，可以使变换 器的工作更为合理。 1 3 国内外现状 文献e 8 提出一种零电压零电流开关变换器，如图i - 3 所示左边阴影部分 所示的是三电平桥臂，其开关管的电压应力为输入电压的一半，可以实现z v s ， 因此可以选用m o s f e t # 右边阴影部分所示的是两电平桥臂，其开关管的电压应 力为输入电压，可以实现z c s ，因此可以选用i g b t 。但是该变换器存在几个缺 点： 1 ) 两电平桥臂的开关管q ，、q 。必须串入二极管d ，、d 。，增加了导通损 耗和器件数目： 2 ) i g b t 的工作频率较低，限制了整个变换器的开关频率 西南交通大学硕士研究生学位论文第4 页 图卜3z 1 ，z c s 复合式全桥三电平变换器 图l - 4z v s 复合式全桥三电平变换器 因此，文献 9 用开关管q ，、q 。分别代替上述变换器中q ，及串联二极管 d ，、q 。及串联二极管d 。，如图卜4 所示。该变换器有两种工作模式：三电平 模式和两电平模式，可以适应宽范围输入电压的要求该变换器包括三电平桥 臂和两电平桥臂。虽然，三电平桥臂的开关管的电压应力为输入电压的一半， 但是两电平桥臂的开关管电压应力仍为输入电压，因而无法适合高压输入的应 用场合。 文献 1 0 提出z v sp 州f bt l 变换器，用开关管q ，与q 。，q ，与q 。分别 代替q ，、q 。，如图1 - 5 所示结合f b 变换器和t l 变换器各自的优点，因此 非常适合高压输入的大功率应用场合。 西南交通大学硕士研究生学位论文第5 页 一一+ l ： z izi 一 弓= ji d 2 图1 - 5z v s 全桥三电平变换器 1 4 论文工作的主要内容 本文分析了三电平直流变换器的基本工作原理与前人的研究成果，概述了 目前出现的各类软开关三电平直流变换器的优缺点 论文主要完成以下工作： ( 1 ) 运用一种新型的三电平变换电路，用三电平桥臂实现z v s 。 ( 2 ) 详细分析了零电压开关p w m 三电平( z v sp w mt l ) 变换器的工作原理 和不同时间段的等效电路结构，推导了电路的输入输出特性，以及实现软开关 的条件、谐振电感造成的占空比丢失、滤波电感的理论计算、变压器二次侧整 流方式 ( 3 ) 详细分析了全桥变换器中飞跨电容和钳位二极管的工作原理，避免了 开关管开通和关断差异造成的电压应力不均，为其工程应用提供理论依据 ( 4 ) 通过传统的f bz v sp v 1 4 变换器的小信号模型，推导出z v sp w mt l 变 换器的小信号模型、闭环框图和几种传递函数，为具体电路的闭环设计提供了 理论根据 ( 5 ) 设计p w m 闭环控制电路，讨论电路控制，分析控制电路工作的原理并 给出了仿真验证 1 5 论文的研究意义 本论文的研究意义主要体现在以下几个方面： ( 1 ) 作为三相输入的各种中、大功率直流电源的主电路，如在通讯电源、 电力操作电源、电镀电源，以提高变换器性能，降低成本； 西南交通大学硕士研究生学位论文第6 页 ( 2 ) 应用于p f c 变换器中； ( 3 ) 采用了三电平的拓扑结构，在宽输入电压下和传统的变换器相比，可以 使输入输出滤波器的尺寸大大减小，有利于减小体积、提高功率密度； ( 4 ) 变换器在宽范围输入电压和高压输入的应用场合具有很好应用前景，比 如构成高输入电压的电力机车、轻轨电车的直流电源。 西南交通大学硕士研究生学位论文第7 页 第2 章零电压三电平全桥直流变换器 2 1 引言 第一章提到的z v sp w mh _ f bt l 变换器，有两种工作模式；三电平模式和 两电平模式，可以适应宽范围输入电压的要求该变换器三电平桥臂的开关管 的电压应力为输入电压的一半，而两电平桥臂的开关管电压应力为输入电压， 因而无法适合高压输入的应用场合。如果将两电平桥臂的两只开关管分别用两 只串联的开关管代替，就在电路拓扑上构成了f bt l 变换器，从而可以适应高 压输入的应用场合。因此可以考虑将文献 9 的控制思想引入f bt l 变换器。文 献 1 6 针对f bt l 变换器提出最优控制策略，其控制目标是：1 ) 具有较大的电 压传输比；2 ) 实现所有开关管的z v s ：3 ) 输出滤波电感的电流脉动小但该 最优控制策略没有实现变换器的软启动，并且在输出短路时，电路无法正常工 作，因而缺乏实用性。 将文献 9 中的控制思想结合文献 1 6 中的最优控制策略，给出了针对f b t l 变换器的斩波移相( c h o p p i n gp l u sp h a s e - s h i f t ，c p s ) 控制策略。它使f bt l 变换器适应高压输入的应用场合本章将详细分析f bt l 变换器的工作原理。 o 让，罄毫攀! 弓 矗 ，v n ；”攀 e d m j d 且 + z = ： _ 璐0 “1 f 弓2 一 卡h 岛岛型鬣 气22 一一 = = 撩|1 霈- 2 2 斩波移相控制 图2 - l 全桥三电平变换器 f bt l 变换器的主电路如图2 - 1 所示两个三电平桥臂共有8 只开关管 q 1 - - q 8 ( 包括体二极管d 1 - d 8 和寄生电容c l - c 8 ) ，续流二极管d 9 和d i o ，钳位二 极管d l l 和d 1 2 ，分压电容c d l 和c d 2 ，以及飞跨电容c s s l 和c s s 2 其中 西南交通大学硕士研究生学位论文第8 页 c d l 和c d 2 容值相等，为两个三电平桥臂共用，而且足够大，将输入电压均分 为v c d l = v c d 2 = v i n 2 工，为谐振电感，帮助实现右边三电平桥臂开关管的z v s 。 d r l 一d r 4 为输出整流二极管，和c ，分别为输出滤波电感和滤波电容，r ，。 为负载。 q 2 和q 3 为1 8 0 互补导通。q 5 和q 6 、q 7 和q 8 分别同时导通和关断，q s a q 6 和q 7 q 8 为1 8 0 。互补导通。q 2 和q 3 与q 7 q 8 和q s & q 6 移相工作，q 2 和q 3 为超前管，q 7 q 8 、q 5 q 6 为滞后管q 1 和q 4 分别相对于q 2 和q 3 为p w m 工作， 定义为斩波管 当斩波管的占空比大于零时，输出整流电压p o 为三电平波形，变换器工 作在三电平模式( 3 l 模式) ，图2 - 2 所示为主要波形。为了将q 2 和q 3 实现z v s 与q 7 & q 8 和q 5 q 6 实现z v s 分离开来，在q 2 与q 7 q 8 ，q 3 与q 5 q 6 之间设定一 个很小的固定移相角0 当斩波管的占空比减小到零，q 2 、q 3 与q 7 & q 8 、q s & q 6 开始移相工作，以 调节输出电压，p t 为两电平波形，变换器工作在两电平模式( 2 l 模式) ，如图 2 - 1 0 所示 口l 口i q l 包岛岛 岛i q 色，q 口，i q 占 i 砷= i o | ， - l l j 珞、f 万i - h瓜 ，“ 一 1 ； 一j 厶，厶l 。l。= ( t ：7 t , 。 图2 _ 23 l 模式下的主要波形 西南交通大学硕士研究生学位论文第9 页 2 3 工作原理 本章将详细分析该变换器在3 l 模式和2 l 模式下的工作原理下的工作原 理。先做如下假设： 所有开关管、二极管、电感、电容和变压器均为理想元件或器件； c d l 和c d 2 足够大，均分输入电压，可等效为两个v i n 2 的电压源； 飞跨电容c s s l 和c s s 2 足够大，其电压保持v i n 2 不变，可等效为两 个电压为v i n 2 的电压源； 输出电感足够大，可等效为电流为i 。的恒定电流源。 2 3 1 三电平模式 图2 2 给出了该变换器工作在3 l 模式下的主要波形，一个开关周期里包 括1 6 个开关模态，其等效电路如图所示 1 ) 开关模态1 t 。，t ， 图2 3 t o 时刻之前，q l 、q 2 、q 7 和q 8 导通，v k = v j ，d _ 。和d 配导通，d ”和d 关断在t 。时刻关断q 。，f ，给c 1 充电，同时通过c 。给c 放电c ，和c 使q ， 近似为零电压关断此时，副边恒流源l 反射到原边，与谐振电感l r 串联，f ， 保持，o = i o k 不变，其中k 为变压器原副边匝比因此，v c l 线性上升，v & 线 性下降。 k 群勖磷，一 猛 骂。q ”吒盈 瓣 墅j 迮 l 鼎 万垫旷查 i “ 麓五纛 芦嚣珏簧 图2 - 3 t o t 1 时刻等效电路 2 ) 开关模态2 t 1 ，i 2 图2 - 4 西南交通大学硕士研究生学位论文第1 0 页 在t 。时刻，v 。上升到v i l 2 ，v & 下降到零d ，导通。由于c 。电压保持 v i n 2 ，q 的电压被钳位在零，v 0 = v j 2 图2 - 4 t 1 ，t 2 】时刻等效电路 3 ) 开关模态3 t 2 ，t 3 图2 - 5 t a 时刻关断q ：，给c 2 充电，并通过c 。给c ，放电c ：和c ，使q ：近似 为零电压关断此时，剐边恒流源厶反射到原边，与谐振电感l r 串联，i p 保 持i 曲2 厶i ( 不变因此，v & 线性上升，v 。线性下降 图2 - 5 t 2 ，t 3 时刻等效电路 4 ) 开关模态4 t ，t 图2 - 6 西南交通大学硕士研究生学位论文第1 1 页 t ，时刻，v c 2 x _ - 升至u v , , 1 2 ，v 下降到零，v 0 = 0 ，d ，和d 导通，此时可 以零电压开通q ，和q k 缮勘鹫 摹”覃 驻 隰 京毒：。 ，- - f 一圣 雯丛r _ ，m + , 百- - - 霈：疼 _ i jr 、_ - 魄眭曼& 。_ = 魏曼。盘 知七罄：k= 题 q 4岛 图2 - 6 t 3 ，t 4 】时刻等效电路 5 ) 开关模态5 t ，k 图2 7 1 4 时刻关断q ，和q 。，f ，给c ，和c 。充电，并通过给c s 和c 6 放电c s 、 c 。、c ，和c 。使q ，和q 。近似为零电压关断。v 0 反向增加，与c s 、c t 、c ，和 c 。谐振工作并减小，不足以提供负载电流，副边四个整流= 极管同时导通，变 压器的原副边电压被钳位为零 严氆矗。娑 一 o 】o，秘喀乍一 囊嘲睦 ( 目薹 像 、争褥墨：。考囊趣c 掏鱼l 【j 筋七 孬“蕊一包 图2 - 7i t ，t ，】时刻等效电路 6 ) 开关模态6i t ，t 7 】图2 - 8 西南交通大学硕士研究生学位论文第1 2 页 t 5 时刻，v c , 、v & 上升到v 0 2 ，v & ，v & 下降到零，d 5 、d 6 导通，此时 可以零电压开通q ，和q 。由于变压器的原副边电压仍被钳位为零，v 。一v 0 ， 全部加在l r 两端，使f ，线性减小在t 。时刻，减小到零并开始反向增长，但 不足以提供负载电流，副边整流二极管仍然全部导通。 ：o - 】p 惫 ( 2吨 图2 - 8 t 5 ，t 7 】时刻等效电路 7 ) 开关模态7 t 7 ，t 。 图2 9 t 7 时刻，i p 反向增加到一i o k ，d h 和d 毗关断，全部负载电流流过d ”和 d “。在t 。时刻关断q ，电路开始另半个周期 t s ，t t 6 ，其工作情况与 t o ，t 8 类似。 k 眈缮秦 鹱 岛 ) - 瓣t 一酉驾诤一- i 譬w 甾1；d | l ：p 芝| 薹黔， 疑 鞭 ( _ _ _：= ：i群鎏n 渔 磊掰| ji r 、。- 专弘 “9 贮 暖们 尹 + 一 - 气 r 一 图4 - 4 开关q 1 的软开关波形 西南交通大学硕士研究生学位论文第3 4 页 、 图4 - 5 开关0 4 的软开关波形 专1 图4 - 6 开关0 2 的软开关波形 - 夕 厂_r 1 u 图4 - 7 开关0 3 的软开关波形 西南交通大学硕士研究生学位论文第3 5 页 7 歹 o , 0 0舶80mm t k n 图们开关q 5 的软开关波形 一。_ ” 7 厂 芦 厂 o舯41000氲0 04 0 坤脚舯 n - o 畸 图4 - 9 开关管鹪的软开关波形 y a h 4 _ 。- l 枷 1 一 o rrr l p j o , , o n n2 0 0 03 0 0 04 0 0 06 0 n n8 0 0 0 t i m eo 帕 西南交通大学硕士研究生学位论文第3 6 页 2 0 o 4 m - 1 5 图4 - 1 0 变压器原边电压波形 o f l o o 2 0 , 0 03 0 j 0 0 舯 6 0 t 拥f 曲 图4 - 1 1 原边电流波形 t i m eo 田 图4 - 1 2 变压器副边整流电压波形 西南交通大学硕士研究生学位论文第3 7 页 图4 - 1 3 满载时的关键波形 4 “翩_ ”“ 图4 - 1 4 各个开关管的驱动波形 仿真波形证明，电路主要波形和理论分析基本保持一致；各个开关管的软 开关也均能实现。 曩一：；q-_：暑-；-_； 一i一j曼ij 西南交通大学硕士研究生学位论文第3 8 页 4 4 补偿器设计 补偿器的设计是开关变换器瞬态设计的重要组成部分p i d 补偿器集合了 超前( p d ) 补偿器和滞后( p i ) 补偿器的优点，低频时，增大低频环增益，实现输 出电压低频分量的精确调节；高频时( 增益交越频率附近) ，改善相位裕量。p i d 补偿器与p i 补偿器相比，除了同样具有提高系统的稳态性能的优点外，还在 提高系统动态性能方面，具有更大的优越性 在上一章分析了z 、，sp 删t l 变换器的小信号模型及其传递函数，它的闭 环框图如图4 _ l o 所示根据仿真数据来进行z v sp 哪t l 变换器的补偿器设 计。实际应用中参考输入电压是一定的，即v m = o 取v 。= 5 v ，v 。= 3 v ，n - h 导 ( 4 - 1 0 ) 啥老 ( 4 - 1 1 ) 图4 - 1 0z 1 sp l n lt l 变换器小信号模型的闭环框图 变换器的传递函数在上章节已经讨论过其中开环控制到输出传递函数为： ( 4 - 1 2 ) 南 监2 i 时 g 西南交通大学硕士研究生学位论文第3 9 页 其中：舷小去后+ 鲁层，凡耐坼 由开环传递函数可得到不同负载情况下的控制到输出传递函数的波德图， 如图4 - 1 l 所示 岷t u ( s ) - k 五南 s + ：i $ + 二i l + 生l 可得系统未补偿时的环路波特图如图4 - 1 2 所示。 b 酣p l e t 三三差塞雾彗萎兰；一一 一 一i - - j f 、 图4 1 1 变换器开环传函波德图 ( 4 - 1 3 ) 西南交通大学硕士研究生学位论文第4 0 页 重 量 b o d ec y 嘲r m m f i _ l i i i tl + 十 搿 i - 十i 。 ! 隅 ： 篇曩备茄崭；i 一“：s y s t e m ! ：叩 ：h i = r e q u e r t y 【h 站1 ? 一j 。j 。、 ；：i ； f r e - - 日i c vo 。自0 ：2 5 自h _ m ：嘲岫b 日重o 用弱： ；：；、；m 舅母喇e 日c 日，3 6 7 + 十 h i - 一十 ：仆 一 一践；了k 斗 h 卜 + r m ；l i t ：一：；：卜：l ，。- 。一。 t - - , d 4 - ：4 i - l 一+ 捕 ： 图4 - 1 2 未补偿时的环路波特图 由上图知系统是稳定的但它的穿越频率f c 仅为1 3 3 h z ，动态响应的速度 慢，调整时间长。 f c 的经验值为开关频率f 的5 1 0 。设计补偿器，使系统 的穿越频率为f c = 2 5 1 d f z 由图4 - 1 2 中- - y 得未补偿的环路增益在2 5 l ( h z 处 的幅值大约为- - 3 6 7d b ，相角裕度仅1 6 。 在2 5 k h z 处欲得到单位环路增益，补偿器在2 5 k h z 处的增益须为+ 3 6 7 d b 一6 8 4 。另外，补偿器需要提高相角裕度，因此需要超前校正( p d ) 选择 相角裕度为5 2 。，可以得到补偿器的零极点频率： f i 2 s 磊- o s s f p - 2 5 k 盔以z s ( 4 - 1 4 ) ( 4 一1 5 ) 为得到2 5 1 d t z 处的补偿+ 3 6 7d b 一6 8 4 ，则低频补偿器增益必须为： 卟s 8 候堪4 以 阻 o 锄 舶 舶 瑚 雹害，誊l 西南交通大学硕士研究生学位论文第4 1 页 增加p d 控制器后的环路增益变为： t ( s ) 。旦擎! ；堂t - ( s ) ，可得系统环路波特图如图4 - 1 3 所示。 1 + s 然后再运用滞后( p i ) 补偿进行低频调节，使系统具有较小的稳态误差 补偿器的传递函数变为： “。号掣 ( ，) 其中补偿器的零极点频率不变，j t o 。- g 。，因此系统的穿越频率，c 仍 为2 5 k h z 。故插入的零点不会显著降低相角裕度，设计无是穿越频率，c 的1 0 ， 即2 5 0 h z 。它在2 5 0 h z 以下频率范围内增加了环路增益，改善了输出电压的低 频调节。经过p i d 补偿后的环路增益为： t ( s ) 一旦丞号若铲l ( s ) ( p t 8 ) 竹卅m r 纠寸哟 图4 - 1 3p d 补偿后系统环路波特图 西南交通大学硕士研究生学位论文第4 2 页 1 重锄 善 。 z 卸 营 已 茔 b d 由d b ，帅 ，- l叫； 一山 。叶型卜 - ：1 音、；i ；心；即嫦m 斜似d 船c ”期柑： 一牛 + 摊一+ + 崩卜 ： i - - i i i i ii 1 i 小j j j j 一， 、叫 ： i t j _ j f r 州 口y ( r _ 刖t c ) 图4 - 1 4p i d 补偿后系统环路波特图 波德图如图4 - 1 4 所示。可以看出，p i d 补偿后的穿越频率为2 4 3 k h z ， 基本上没有改变：但是低频增益与p d 校正相比增大了很多，系统的稳态误差 降低了，稳态性能得到很大的改善。 补偿网络的具体电路设计见自动控制原理的相关章节，这里不在详细陈述。 4 5 小结 通过仿真软件建立了三电平变换电路，仿真结果证明：电路主要波形和理 论分析保持一致l 各个开关管的软开关也均能实现。根据上一章分析的z v sp 喇 t l 变换器的小信号模型及其传递函数，对闭环系统的补偿网络进行了设计，使 其具有良好的暂态和稳态性能。 西南交通大学硕士研究生学位论文第4 3 页 第5 章全桥三电平变换器控制电路 三电平变换器的软开关技术从本质上讲，无论是采用何种控制方式，无 论是硬开通还是软开关，其不同之处只是在于变压器原边采用不同的拓扑，而 其输入滤波电容、高频变压器、输出滤波电容和滤波电感的设计都是相同的 5 1 p w m 型d c - d c 变换器的线性反馈控制策略 脉宽调制p w m 型d c - d c 变换器由于结构简单、控制和分析方便，较低的电压 电流应力等优点而构成最大的一类。p w m 和d c d c 开关变换器是由功率级电路和 控制电路组成的闭环系统电路拓扑和所采用的控制策略决定了系统的性能。 因此研究闭环控制策略是十分必要的。 在传统的反馈控制中，占空比是按照减小误差的目标进行线性调制。变换器仅 对输出电压采样后，作为反馈信号实现闭环控制。系统中只有反馈电压环，因 此称为单环控制调节系统。单环系统的特点是简单，但是当系统受到某种扰动 作用时，如输入电压变化、元件参数变化或负载扰动，这些扰动影响必须首先 反映到输出端，使输出电压发生变化后，电压控制环才起作用。这样在瞬态过 程中，单环调压系统的输出电压可能会产生较大幅度的波动，甚至造成系统的 不稳定。这就使系统很难得到满意的动态品质。七十年代末期人们开始在开关 调压系统中增加电流负反馈环，组成电压、电流双环控制系统。一般说来，开 关变换器多是二阶电路，有两个状态变量，如电感电流和电容电压。根据最优 控制理论，实现全状态反馈的系统是最优控制系统，可以实现动态响应的误差 平方积分( i s e ) 指标最小。因此，在p w m 型d c d c 变换器中取输出电压和电感电流 两种反馈信号实现双环控制是符合最优控制的但双环开关调节的分析或设计 就较为困难，因为被检测的电流中既有直流分量也有交流分量。 5 2p w m 型d c - d c 变换器的非线性闭环控制策略 开关变换器是一个强非线性动态系统，与基于线性反馈控制的变换器相比， 采用p 删非线性控制的变换器具有更好的鲁棒性、更快的动态响应及对输入电源 和负载扰动良好抑制能力。 西南交通大学硕士研究生学位论文第4 4 页 5 2 1 滑模变结构控制 滑模变结构控制是一种非线性控制方法，它与常规控制的根本区别在于控 制的不连续性。此方法一般应用于变结构系统，包括非线性系统、多输入多输 出系统、离散系统、随机系统。 在此控制作用下，系统的运动状态值取决于切换面的参数和控制规律，而 与系统本身的参数摄动和外界扰动无关，这是变结构控制一个最显著的优点。 同时，变结构控制实际上是靠良好的滑动模态来实现其控制目的，所以变结构 控制也称为滑模变结构控制。一个设计合理的滑模变结构控制系统既能保持系 统的稳定性，又具有快速响应性，而且对参数变化不敏 感，不受外部扰动的影响，这些特点比较适用于d c - i ) c 开关变换器。 滑模控制的不足之处是：变换器一般采用变频控制，输出电压纹波大，滤 波电感优化设计困难；同时满足到达条件和汇集条件的全局滑模面不存在；实 际系统由于切换装置不可避免地存在惯性，变结构系统在不同的控制逻辑中来 回切换，导致实际滑动模不是准确地发生在切换面上，容易引起系统的剧烈抖 动，从而成为它在实际应用中的一大障碍 5 2 2 模糊控制 模糊控制系统也是一种非线性控制系统，它以模糊数学、模糊语言形式的 知识表示和模糊逻辑的规则推理为理论基础；采用计算机控制技术构成一种具 有反馈通道的闭环结构的数字控制系统它的组成核心是具有智能的模糊控制 器。其核心是模糊控制规则 近年来，模糊逻辑在1 ) ( ；- i ) 1 2 变换器的控制方面有了较多的实际应用。模糊控 制从本质上看基本上是自适应的，在处理这类问题时可以增强系统的鲁棒性 模糊控制的缺点：模糊控制器的自适应能力有限；模糊控制规则是以人的 经验为基础的，经验因人而异，因此有一个去伪存真、去次求主的优化问题， 对此目前尚无一套完整的好办法 5 2 3 单周控制 单周控制( o n e - c y c l ec o n t r 0 1 ) 是一种新颖的、采用恒定开关频率控制的非 线性控制策略。这种策略利用开关变换器的脉冲和非线性特性，可实现对开关 变量( 例如电压或电流) 平均值的瞬时动态控制它饷特点是在每个周期内迫使 可控开关变量的平均值与控制参考电压相等或成一定比例，它不像传统反馈控 制那样，当误差出现后再用几个周期去消除误差，而是在经历一次过渡过程后， 西南交通大学硕士研究生学位论文第4 5 页 仅需一个开关周期就可达到新的稳态。在控制基准与开关变量平均值之间既无 稳态误差也无动态误差。该策略提供了快速的动态响应、极好的输入电源扰动 抑制能力、鲁棒性及自动开关误差校正该策略可扩展到控制变频开关。单周 控制策略具有良好的通用性，适用于电压或电流控制的p w m 变换器、谐振型变换 器等。 5 3 控制电路 本三电平变换器的控制方式采用移相控制方式，针对这种控制方式，t i 公 司提供的集成芯片u c 3 8 7 5 ，u c 3 8 9 5 等，都可以实现。 5 3 1 控制方案实现 为实现变换器的功能，采用移相控制芯片u c 3 8 7 5 和p w m 控制器s g 3 5 2 5 组 成图5 - 1 所示的控制电路，图5 - 2 给出了逻辑信号 v e r r o r 是输出电压误差放大器( 采用p i 调节器) 的输出信号，它加上一个 直流偏置电压v b i a s 后送给u c 3 8 7 5 中的运放队1 v b i a s 的大小等于u c 3 8 7 5 锯齿波的幅值。v e r r o r 和v b i a s 的和被限幅在稳压二极管d z 的击穿电压1 ，d z ， 将超前管实现z v s 和滞后管实现z v s 分离开来。同时使u c 3 8 7 5e a l 的输出信号 保持一定。根据u c 3 8 7 5 的原理，其输出值的变化只是引起输出脉冲的移相角发 生变化，而不引起脉冲宽度的变化。如果使其保持合适值，就可以实现超前管 和滞后管之间所需的移相角。 u c 3 8 7 5 的o u t c 和o l r r d 分别为超前管q 2 和q 3 的驱动信号，o u t a 和o u t b 分别为滞后管q 5 q 6 和q 7 q 8 的驱动信号。u c 3 8 7 5 的0 u t c 和0 u t d “或”以后 送给单稳电路d w l ，d w l 输出的下降沿触发单稳电路d w 2 ，1 ) w 2 输出作为同步 信号送给s g 3 5 2 5 的同步端。d w l 的宽度设定为使s g 3 5 2 5 的锯齿波的上升与 o u t c 和o u t d 同步v e r r o r 送到s g 3 5 2 5 的运放e a 2 的反相端，e a 2 接成一 个跟随器，其输出送给p w m 信号发生器。s g 3 5 2 5 的输出“或”以后分别与 u c 3 8 7 5 的o u 代和0 u t d 相与，得到斩波管q l 和q 4 的驱动信号。 v e r r o r 下降，使斩波管的占空比减小，如果v e r r o r 下降到锯齿波s a w 2 的 最小值，则斩波管完全关断，变换器进入2 l 模式。 原边过流时，利用原边电流检测电路产生一个高电位送到u c 3 8 7 5 的保护 端c s ，u c 3 8 7 5 的输出将会被关断，即关断超前管和滞后管的驱动信号由于 靳波管的驱动是s g 3 5 2 5 的输出同u c 3 8 7 5 的输出“与”后得到，在关断 u c 3 8 7 5 的输出的同时，也关断了斩波管的驱动信号因此当原边过流时，可以 同时关断所有的开关管，保护变换器不被过流损坏。 西南交通大学硕士研究生学位论文第4 6 页 图5 1 控制电路原理框图 l l l 5l 、 l 口色jl 玩儡 l 镪； 岛 l岛 h ihll iln i ，璀 嚣 一 一 i甏 l 刭午、 鞋li l l il i 鞋 ll li i li f 一 拜 l 3h夕 图5 2 控制电路逻辑信号 q 6 q | 扫q l 矗q 西南交通大学碛士研究生学位论文第4 7 页 5 3 2u c 3 8 7 5 u c 3 8 7 5 是全桥软开关移相谐振控制器专用芯片，其特点如下：输出p w m 脉 冲0 1 0 0 占空比，可编程控制输出导通延迟，电压或电流型拓扑相兼容，开 关工作频率可达2 删z ，4 个2a 图腾柱输出，1 0 姗z 误差放大器，欠压锁 定( u 、，l o ) ，具有软启动控制功能及可调基准电压等。u c 3 8 7 5 对两个半桥开关电 路进行移相控制，实现半桥功率级的恒频p w m 控制，借助开关器件的输出电容 充放电，在输出电容放电结束( 电压为零) 的状态下完成零电压开通。相位控 制的特点体现在u c 3 8 7 5 的4 个输出端分别驱动a b 、c d 两个半桥，都能单 独进行导通延时( 即死区时间) 的调节控制。 ( 1 ) 首先确定振荡频率。引脚1 6 为频率设置端，该引脚与地之间通过一 个电阻和电容来设置振荡频率，具体计算公式为： ，-丽4(5-2) 当u c 3 8 7 5 同步端的时钟频率高于其固有频率时，u c 3 8 7 5 的工作频率等于 外加到同步端的时钟频率；当u c 3 8 7 5 同步端的时钟频率低于其固有频率时， u c 3 8 7 5 的工作频率是其本身的固有频率没有利用u c 3 8 7 5 同步端。开关管的 开关频率为5 0 k h z ，参考u c 3 8 7 5 技术资料，选定c 为2 2 0 0 p f ，则很容易得出 r 的值。 ( 2 ) 确定死区时间。引脚7 、1 5 为输出延迟控制端，通过设置该引脚到地 之间的电流来设置死区，加于同一桥臂两管驱动脉冲之间，以实现两开关管零 电压开通时的瞬态时间，两个半桥死区可单独提供以满足不同的瞬态时间。延 迟时间可由引脚上的外接电阻计算得来： 延迟时间= 堡璺号薹挚 ( 5 - 3 ) 死区时间一般确定为开关周期的2 卜5 。u c 3 8 7 5 技术资料表明延时电压 为2 4 v ，因此很容易就得到延时电阻的值。 ( 3 ) 斜率补偿器设计。引脚1 8 为陡度端，该引脚接一个电阻r s l o p e 将产 生电流以形成斜波，连接这个电阻到输入电压将提供电压反馈。引脚1 9 为斜 波端，该引脚是p l l i 比较器的一个输入端，可通过一个电容c r a m p 连接到地， 电压以式( 5 - 1 ) 表示的陡度建立 由于斜坡输入和p w